基於橫向間隔自適應濾波器的信道測量方法

2023-06-22 20:57:56 2

專利名稱：基於橫向間隔自適應濾波器的信道測量方法
技術領域：
本發明涉及移動通信技術的信道測量方法，更具體的說，特別是涉及一種基於橫向間隔自適應濾波器的信道測量方法。
背景技術：
目前的協議版本(Rlease 5)規定，在TD-SCDMA系統的HSDPA中，UE接收數據最後時刻與其發送信道質量信息到網絡端的時刻之間最少需要間隔9個時隙數以上的時間。這樣的規定除了TD-SCDMA幀結構原因外，主要是考慮到終端處理數據的遲延。
在高速移動信道，由於都卜勒和多徑的影響，信道變化很快，由於遲延會造成測量時刻的信道質量與UE發送信道質量信息到網絡端時刻的信道質量有較大的區別，如在ITU-VA30信道，遲延10ms會造成信道質量SINR相差3-4dB，這會造成HSDPA鏈路的吞吐量損失30％以上。
如圖1所示，為在VA30信道上間隔10ms時延和無時延吞吐量仿真性能比較的示意圖。在TD-SCDMA系統的ITU-VA30信道上，理論最大峰值為1400k bits/s的HSDPA鏈路在無遲延和遲延10ms時的吞吐量仿真比較。從圖1上可以看出，由於遲延的存在，會造成系統性能急劇下降。
如何減小遲延對系統性能的影響是移動通信領域一直在努力解決的難題。目前，在相關的文獻中，提出採用橫向測量自適應濾波器來測量信道條件，所述橫向間隔自適應濾波器有多種，如卡爾曼自適應濾波器、遞歸最小二乘自適應濾波器以及最小均方誤差濾波器(LMS，Least mean square)等。考慮到LMS濾波器實現簡單，計算量低等特點，下面以採用LMS濾波器為例進行說明。詳見圖2和圖3所示，所述圖2為終端用戶接收的數據幀時刻序列的示意圖；圖3為最小均方誤差濾波器的原理示意圖。通過測量信道來減少由於遲延造成的差距。其實現過程如下所述首先假設測量值與發送時刻相差2幀(10ms)，當終端測量到t時刻的信道條件時，可以根據該時刻之前的信道條件信息，測量t+2時刻的信道質量。
在橫向濾波器中，設在t時刻測量的信道質量SINR值用u(t)表示，則有M個抽頭的橫向濾波器輸入為u(t)，u(t-1)，…….，u(t-M+1)，這些輸入張成一個多維空間(用φ(t)表示)，則測量t+2時刻的信道質量值用p^(u(t+2)/(t))]]>表示。自適應濾波器的抽頭權值用^0(t),^1(t),.,^M-1(t)]]>表示。最小均方誤差濾波器如圖3所示。抽頭權值通過測量值與期望值的差e(t+2)來調整，調整完抽頭權值後，將濾波器的輸入值u(t)、u(t-1)、u(t-2)和u(t-3)與抽頭權值^0(t),^1(t),^2(t),^3(t)]]>進行線性運算，並將運算所得的t+2時刻信道測量值p^(u(t+2)/(t))]]>輸出。同樣，對於t+3時刻，可以通過輸入為u(t+1)，u(t)，…….，u(t-M+2)，以及調整更新後的抽頭權值^0(t+1),^1(t+1),.,^M-1(t+1)]]>與濾波器的輸入值u(t+1)，u(t)，…….，u(t-M+2)進行線性運算來測量。
根據設定的遲延條件，t+2時刻的期望值應在t+4時刻獲得，這樣，抽頭的權值調整將延遲，不能為測量t+3時刻的信道質量所用。但為了研究的方便，我們仍然假設該值在t+2時刻的期望值可以及時獲得用於測量t+3時刻的信道質量。
由上述分析可知，採用圖2所述的連續測量下兩步LMS測量濾波器性能在低速移動信道下(如在ITU-PA3信道)可以有效提高系統性能，而在高速移動狀態下，反而會降低吞吐量，比不用測量濾波器得到的吞吐量還要低。因為，在低速移動狀態，每幀的信道變化較慢，幀間數據的相關性大，因此採用連續測量下兩步的測量值與真實值接近，可以提高系統性能。而在高速移動狀態下，由於信道變化快，幀間數據的相關性小，t時刻與t+1時刻的值有較大的變化。而在圖3中，抽頭權值是用p^(u(t+2)/(t))]]>與測量期望值的差值來調整的。因此在測量t+3時刻的值時，調整後的抽頭權值係數與t+1時刻測量值相關性小，造成t+3時刻的測量值誤差大。以此類推，測量值的誤差對HSDPA吞吐量造成較大影響。

發明內容
本發明解決的技術問題是提供一種基於自適應濾波器的信道測量方法，所述方法通過橫向間隔自適應濾波器進行輪流測量信道的質量，解決現有技術中在高速移動狀態下不能準確測量信道質量的問題，從而降低高速移動環境下時延對系統的造成的影響。
為解決上述問題，本發明提供一種基於橫向間隔自適應濾波器的信道測量方法，所述橫向間隔自適應濾波器是由兩個間隔取值的橫向自適應濾波器組成，包括步驟A、在第一預定時刻t利用第一橫向間隔自適應濾波器來測量時刻t+2的信道質量值；B、在第時刻t+1利用第二橫向間隔自適應濾波器來測量時刻t+3的信道質量值；C、所述第一橫向間隔自適應濾波器和第二橫向間隔自適應濾波器輪流測量時刻t+2n和t+2n+1的信道質量值。
所述步驟A具體包括在第一預定時刻t根據預設的抽頭信號差值e′(t)調整第一橫向間隔自適應濾波器的抽頭權值；將所述抽頭權值的調整結果與第一橫向間隔自適應濾波器的輸入值進行線性運算後得到時刻t+2的信道質量測量值。
所述抽頭信號差值e′(t)是根據時刻t-2測量時刻t的信道測量值與時刻t的信道期望值之差來計算的。
所述在時刻t-2測量時刻t的信道測量值是根據時刻t及其之前的偶數時刻的信道質量值作為濾波器的輸入值來測量的。
所述調整第一橫向間隔自適應濾波器的抽頭權值的公式為ω′(t)＝ω(t-2)+μ(t)e′(t)U(t)
其中，ω(t-2)為第一橫向間隔自適應濾波器在時刻t-2的抽頭權值，μ(t)是該LMS濾波器的調整步長，U(t)為時刻t第一橫向間隔自適應濾波器抽頭的輸入值。
所述μ(t)值可取常數或與輸入矢量U(t)相關的函數值。
所述線性運算後時刻t+2的信道測量值滿足等式p^(u(t+2)/(2t))=T(t)U(t)]]>其中，所述ω′(t)為第一橫向間隔自適應濾波器的抽頭矢量，所述U(t)為時刻t第一橫向間隔自適應濾波器抽頭的輸入值。
所述步驟B具體包括步驟在時刻t+1根據預設的抽頭信號差值e″(t+1)調整第二橫向間隔自適應濾波器的抽頭權值；將所述抽頭權值的調整結果與第二橫向間隔自適應濾波器的輸入值進行線性運算後得到時刻t+3的信道質量測量值。
所述抽頭信號差值e″(t+1)是根據時刻t-1測量時刻t+1的信道測量值與時刻t+1的信道期望值之差來計算的。
所述在時刻t-1測量時刻t+1的信道測量值是根據時刻t+1及其之前的奇數時刻的信道質量值作為濾波器的輸入值來測量。
所述調整第二橫向間隔自適應濾波器的抽頭權值的公式為ω″(t+1)＝ω(t-1)+μ(t+1)e″(t+1)U(t+1)其中，ω(t-1)為第二橫向間隔自適應濾波器在時刻t-1的抽頭權值，μ(t+1)是該LMS濾波器的調整步長，U(t+1)為時刻t+1第二橫向間隔自適應濾波器抽頭的輸入值。
所述μ(t+1)值可取常數或與輸入矢量U(t+1)相關的函數值。
所述線性運算後時刻t+3的測量信道值滿足等式p^(u(t+3)/(2t))=T(t+1)U(t+1)]]>其中，所述ω″(t+1)為第二橫向間隔自適應濾抽頭矢量，所述U(t+1)為第二橫向間隔自適應濾波器時刻t+1抽頭的輸入值。
所述第一預定時刻t為實際接收到信道質量值的時刻。
與現有技術相比，本發明具有以下有益效果本發明通過不同的測量時延幀數和採用不同數目的橫向間隔自適應濾波器來輪流測量信道的性能，使橫向間隔自適應濾波器在中、高速度移動環境中具有更好的平滑功能，及其降低在高速移動環境下時延對系統的造成的影響，從而提高系統的吞吐量和頻帶利用率；本發明還可以在低速環境下具有測量信道的作用。因此，本發明所述的信道質量的測量方法不但可以在一定程度上減少由於時延對系統造成的損失，提高系統的性能，還具有計算複雜度低，易於實現等特點，是一種實用的優化信道測量方法。


圖1是現有技術中在VA30信道上間隔10ms時延和無時延吞吐量仿真性能比較的示意圖；圖2是現有技術中終端用戶接收的數據幀時刻序列示意圖；圖3為現有技術中最小均方誤差濾波器的原理示意圖；圖4為本發明採用橫向間隔自適應濾波器的信道測量方法的流程圖；圖4A為本發明在時刻t利用第一橫向間隔自適應濾波器來測量時刻t+2的信道質量值的流程圖；圖4B為本發明在時刻t+1利用第二橫向間隔自適應濾波器來測量時刻t+3的信道質量值的流程圖；圖5為低速移動信道(比如ITU-PA3信道)下各種方案的性能比較的示意圖；圖6A為HSDPA鏈路在中速移動信道(ITU-VA30)下採用圖6中所述的4種處理方法後性能比較的示意圖；圖6B為HSDPA鏈路在高速移動信道(ITU-VA120)下採用圖6中所述的4種處理方法後性能比較的示意圖。
具體實施例方式
在蜂窩移動通信系統中，無線信道是一個多徑時變信道(包括傳播損耗、快衰落、慢衰落以及幹擾的變化等)，因而接收信號的質量也是一個受信道條件影響的時變量。為了提高系統性能，克服信道時變對系統性能的影響，可以採用鏈路自適應技術。
目前，無線通信系統中，鏈路自適應技術主要採用兩種工作方式，方式一是功率自適應方式，發送端改變發送數據的傳輸功率來適應信道條件的變化；方式二是自適應編碼調製AMC方式，發送端通過改變數據的傳輸碼率和調製方式，進而適應信道變化。
所述AMC技術是決定HSDPA性能的關鍵技術，Node B如何準確獲得發送信道條件信息成為決定系統性能的重要因素。通常情況下，Node B根據UE提供的測量信道信息(如向Node B發送建議傳輸塊大小)，以及自身信道資源的情況、發送分組調度算法、DPCH信道提供的功控信息以及UE反饋的應答ACK/NACK信息來決定發送數據的目標UE、傳輸格式MCS和傳輸塊大小，其中，UE提供的信道條件信息是主要決定因素。
特別是在TD-SCDMA系統的HSDPA中，UE接收數據最後時刻與其發送信道質量信息到網絡端的時刻之間最少需要間隔9個時隙數以上的時間，為了減少時延對系統造成的影響，本發明提供一種採用橫向間隔自適應濾波器的信道測量方法，通過間隔取值，使本發明所述的信道測量方法在中、高速度移動環境中具有更好的平滑功能，及其降低在高速移動環境下時延對系統的造成的影響，從而提高系統的吞吐量和頻帶利用率；此外，本發明還可以在低速環境下具有測量信道的作用。
下面具體結合附圖對本發明做進一步的說明。
請參閱圖4、圖4A和圖4B，分別為本發明採用橫向間隔自適應濾波器的信道測量方法的流程圖、本發明在時刻t利用第一橫向間隔自適應濾波器來測量時刻t+2的信道質量值的流程圖以及本發明在時刻t+1利用第二橫向間隔自適應濾波器來測量時刻t+3的信道質量值的流程圖。
所述採用橫向間隔自適應濾波器的信道測量方法包括步驟10在第一預定時刻t利用第一橫向間隔自適應濾波器來測量時刻t+2的信道質量值；步驟11在第時刻t+1利用第二橫向間隔自適應濾波器來測量時刻t+3的信道質量值；步驟12所述第一橫向間隔自適應濾波器和第二橫向間隔自適應濾波器輪流測量時刻t+2n和t+2n+1的信道質量值。
所述步驟S10具體包括(如圖4A所示)步驟100在第一預定時刻t根據預設的抽頭信號差值e′(t)調整第一橫向間隔自適應濾波器的抽頭權值；步驟101將所述抽頭權值的調整結果與第一橫向間隔自適應濾波器的輸入值進行線性運算後得到時刻t+2的信道質量測量值。
所述步驟11具體包括(如圖4B所示)步驟110在時刻t+1根據預設的抽頭信號差值e″(t+1)調整第二橫向間隔自適應濾波器的抽頭權值；步驟111將所述抽頭權值的調整結果與第二橫向間隔自適應濾波器的輸入值進行線性運算後得到時刻t+3的信道質量測量值。
其中，所述步驟S10和步驟S12的具體步驟的流程圖詳見圖4A和圖4B。
首先，為了方便描述，本發明仍然以圖3的最小均方誤差濾波器為例進行說明，即接收t時刻的數據，測量相差2幀(t+2時刻)的數據。為了測量t+2時刻數據，設有M個抽頭的第一橫向間隔自適應濾波器，輸入分別為u(t)，u(t-2)，…….，u(t-2M+2)，即以間隔取值，這些輸入張成一個多維空間(用φ′(2t)表示)，則測量t+2時刻的信道質量值用p^(u(t+2)/(2t))]]>表示。
當用戶設備UE處於t+2時刻時，將測量所得到p^(u(t+2)/(2t))]]>作為t+2時刻信道質量值發送到網絡端。並通過測量值p^(u(t+2)/(2t))]]>與t+2時刻真實期望數值的差值e′(t+2)來調整第一橫向間隔自適應濾波器的抽頭權值^0(t),^1(t),.,^M-1(t).]]>所述e′(t+2)是測量值與測量值之差，在本申請文件中把測量值作為期望值，通過兩者的差來調製橫向間隔自適應濾波器的抽頭權值。
同理，本發明設存在另一M抽頭的第二橫向自適應濾波器，在t+1時刻，用戶用輸入u(t+1)，u(t-1)，…….，u(t-2M+3)的數據測量該時刻的信道質量，這些輸入張成一個多維空間(用φ″(2t)表示)，則測量t+3時刻的信道質量值用p^(u(t+3)/(2t))]]>表示。
當UE在t+3時刻時，將測量所得的值p^(u(t+3)/(2t))]]>作為t+3時刻信道質量發送到網絡端。並在後面時刻用p^(u(t+3)/(2t))]]>與t+3時刻期望數值的差e″(t+3)來調整輸入數據對應的抽頭權值^0(t),^1(t),.,^M-1(t).]]>下面以四抽頭LMS濾波器的信道測量方法為例進行說明。設系統測量到t時刻的信道質量值u(t)，採用第一橫向間隔自適應濾波器測量t+2時刻的信道質量。其實現步驟包括M0根據t時刻及其之前t-2、t-4和t-6時刻的信道值u(t)、u(t-2)、u(t-4)和u(t-6)作為濾波器的輸入值。
M1將在t-2時刻測量t時刻的信道測量值p^(u(t)/(2(t-2)))]]>與u(t)進行相減，得到差值e′(t)。
M2根據e′(t)對LMS濾波器的抽頭權值^0(t),^1(t),^2(t),^3(t)]]>進行調整；M3調整完抽頭權值後，將濾波器的輸入值u(t)、u(t-2)、u(t-4)和u(t-6)與抽頭權值^0(t),^2(t),^4(t),^6(t)]]>進行線性運算；M4將計算所得的t+2時刻信道測量值p^(u(t+2)/(2t))]]>輸出。
在上述步驟M2中，所述根據e′(t)對第一橫向間隔自適應濾波器的抽頭權值^0(t),^1(t),^2(t),^3(t)]]>進行調整，其調整過程為設第一橫向間隔自適應濾波器的抽頭隙數為^i(t)(i=0,...,M-1),]]>即抽頭矢量為^(t)=[)0(t),)1(t),,)M-1(t)]T....(1)]]>第一橫向間隔自適應濾波器的在t時刻M個抽頭的輸入值為u(t)，…，u(t-M+1)，即輸入矢量為U(t)＝[u(t)，u(t-1)，…，u(t-M+1)]T。(2)抽頭信號差值e′(t)為時刻t-2測量時刻t的信道測量值p)(u(t)/(2t))]]>與時刻t的信道期望值u(t)之差，即e(t)=p)(u(t)/(2t))-T(t-2)U(t)....(3)]]>根據等式3所獲得的e′(t)可調整抽頭取值ω′(t)＝ω(t-2)+μ(t)e′(t)U(t)。(4)其中，μ(t)是該LMS濾波器的調整步長。根據不同的LMS算法，μ(t)值可取常數或與輸入矢量U(t)相關的函數值。
因此，調整完抽頭權值後，將濾波器的輸入值u(t)、u(t-2)、u(t-4)和u(t-6)與抽頭權值^0(t),^2(t),^4,^6(t)]]>進行線性運算(步驟M3)，其線性運算的過程為設第一橫向間隔自適應濾波器的在t時刻的測量值為p)(u(t+2)/(2t)),]]>則該值滿足等式p)(u(t+2)/(2t))=T(t)U(t),...(5)]]>其中，矢量ω′(t)和U(t)分別滿足上述等式(1)和(2)。
由上述計算可得t+2時刻信道測量值p^(u(t+2)/(2t)).]]>同樣，根據時刻t+1測量的信道質量值，我們可以採用第二橫向間隔濾波器測量t+3時刻的信道質量值。具體步驟如上所述，只是濾波器的輸入參數值不同，在這裡不再贅述。在測量t+4時刻的信道質量時再用第一橫向間隔自適應濾波器，如此反覆重疊，而達到測量信道質量的目的。
對於測量下兩幀的信道質量，可以採用本發明所述橫向間隔自適應濾波器，即採用第一和第二兩個橫向間隔自適應濾波器輪流進行測量的方式，輸入為間隔取值的數據。對於其他情況，如果測量下三幀的信道質量，則採用三個橫向間隔自適應濾波器輪流進行測量的方式。以此類推。會隨著間隔數的增加，幀間數據的相關性也逐漸的下降，相應的橫向間隔自適應濾波器的抽頭數也要減少，這會影響到橫向間隔自適應濾波器的性能。但是，根據目前終端設備的使用情況，遲延兩幀(10ms)的數據處理時間已夠用。
研究表明，橫向間隔濾波器無論在低速還是中高速信道條件下都可以提高系統的吞吐量，特別是在中、高速環境下，提高的系統尤為明顯。
還請參考圖5，為低速移動信道(比如ITU-PA3信道)下各種方案的性能比較的示意圖。在低速移動信道，橫向間隔自適應濾波器的測量性能雖然不如現有連續測量濾波器，但是好於沒有連續測量濾波器時的性能。由圖5所示可知，所述濾波器的抽頭數M為4，在ITU-PA3信道下，連續測量濾波器要好於本發明所述橫向間隔自適應濾波器的性能，橫向間隔自適應濾波器的性能好於不採用測量濾波器直接反饋的方式。這是因為在低速環境下，濾波器主要起著測量的作用，由於連續測量濾波器的輸入數據間的相關性好於橫向間隔自適應濾波器，所以其測量性能較好，而橫向間隔自適應濾波器雖然輸入數據的相關性不如連續測量濾波器好，但仍然起著一定的測量作用，所以性能好於沒有測量濾波器的鏈路。
所述圖5同時還比較了數據平滑處理方法下系統的性能。所述數據平滑處理是指在一個滑動時間窗口內，對所有的接收數據進行平均處理。並將其分別作為下一時刻用戶設備UE上報的信道信息。從圖中的仿真結果來看，在低速移動信道(比如ITU-PA3信道)下，這種平滑處理由於沒有測量功能，因此性能較差。
而隨著UE移動速度的增高，信道變化也加快，現有連續測量濾波器的測量性能已經跟不上信道的變化，因為，在低速移動狀態，每幀的信道變化較慢，幀間數據的相關性大，因此採用連續測量下兩步的測量值與真實值接近，可以提高系統性能。而在高速移動狀態下，由於信道變化快，幀間數據的相關性小，t時刻與t+1時刻的值有較大的變化。而在現有技術中，抽頭權值是用p^(u(t+2)/(t))]]>與測量期望值的差值來調整的。因此，在測量t+3時刻的值時，調整後的抽頭權值係數與t+1時刻測量值相關性小，造成t+3時刻的測量值誤差大。以此類推，測量值的誤差對高速下行分組接入HSDPA的吞吐量造成較大的影響。由此可見，現有的連續測量濾波器在中、高速信道環境中會損害系統性能，而本發明採用橫向間隔測量濾波器在中高移動速度環境下，可以獲得更好的系統吞吐量，從而提高系統的性能。如圖6A、6B所示。所述圖6A、6B分別是HSDPA鏈路在中速移動信道(ITU-VA30)和高速移動信道(ITU-VA120)下採用圖5中所述的4種處理方法後性能比較的示意圖。
由圖6A、6B仿真結果可知，在高速信道下，採用本發明所述橫向間隔自適應濾波器的性能要好於現有技術的連續測量濾波器和不用濾波器的情況。此時，橫向間隔自適應濾波器主要起到將前面的數據進行加權平均處理及其平滑處理作用，而測量作用卻退居其次，但是比較橫向間隔自適應濾波器和數據平滑處理方法的性能，兩者非常接近。
另外，從算法複雜度來說，橫向間隔自適應濾波器的計算複雜度與同樣抽頭數的連續測量濾波器相同，但是，考慮到橫向間隔自適應濾波器需要較多的存儲空間用於抽頭係數，比如採用兩個橫向間隔自適應濾波器時，其存儲量是連續測量濾波器的兩倍。由於橫向間隔自適應濾波器在中、高速移動環境中具有更好的平滑處理性能，如圖6A、6B中所示，4抽頭橫向間隔自適應濾波器的性能好於8抽頭的連續測量濾波器性能，因此，橫向間隔自適應濾波器可以在計算複雜度更低的情況下獲得較好的性能。因為在線性自適應濾波器中，計算的複雜度與抽頭的數目成正比，抽頭數越多，計算量就越大。
由上述分析結果可知，橫向間隔自適應濾波器具有在低速移動環境中的信道測量和中、高速移動環境中的數據平滑兩種功能，因此在各種環境中都可以提高系統的性能。特別是在HSDPA中採用橫向間隔測量自適應濾波器來測量信道性能。由於橫向間隔測量自適應濾波器在中、高移動速度的信道環境中具有更好的平滑功能，而在低速環境下具有測量信道的作用。此外，本發明還可以根據不同的測量時延幀數，採用不同數目橫向間隔自適應濾波器輪流進行測量的方法，採用這種新的信號處理方法可以降低中、高速移動環境中時延對系統性能造成的影響。而連續測量濾波器只有在低速移動信道下可以提高系統的性能，而在中、高速信道環境中則會降低系統的吞吐量。本發明所述的橫向間隔自適應濾波器對於直接採用數據平滑處理方法則與連續測量濾波器的情況正好相反。由此可見，橫向間隔自適應濾波器是對兩者的折衷，能夠在一定程度上提高系統的性能。
本發明提出了一種有效的信道測量方法，該方法應用於HSDPA鏈路可以提高系統的吞吐量和頻帶利用率。由於目前對於測量與發送之間時延所造成的性能損失還未找到一種簡單有效的方法，而本方法不但可以在一定程度上可以減少這種損失，且具有計算複雜度低，易於實現等特點，是一種實用的優化方法。
以上所述僅是本發明的優選實施方式，應當指出，對於本技術領域的普通技術人員來說，在不脫離本發明原理的前提下，還可以作出若干改進和潤飾，這些改進和潤飾也應視為本發明的保護範圍。
權利要求
1.一種基於橫向間隔自適應濾波器的信道測量方法，所述橫向間隔自適應濾波器是由兩個間隔取值的橫向自適應濾波器組成，其特徵在於，包括步驟A、在第一預定時刻t利用第一橫向間隔自適應濾波器來測量時刻t+2的信道質量值；B、在時刻t+1利用第二橫向間隔自適應濾波器來測量時刻t+3的信道質量值；C、所述第一橫向間隔自適應濾波器和第二橫向間隔自適應濾波器輪流測量時刻t+2n和t+2n+1的信道質量值。
2.根據權利要求1所述基於橫向間隔自適應濾波器的信道測量方法，其特徵在於，所述步驟A具體包括21)在第一預定時刻t根據預設的抽頭信號差值e′(t)調整第一橫向間隔自適應濾波器的抽頭權值；22)將所述抽頭權值的調整結果與第一橫向間隔自適應濾波器的輸入值進行線性運算後得到時刻t+2的信道質量測量值。
3.根據權利要求2所述基於橫向間隔自適應濾波器的信道測量方法，其特徵在於，步驟21)中所述抽頭信號差值e′(t)是根據時刻t-2測量時刻t的信道測量值與時刻t的信道期望值之差來計算的。
4.根據權利要求3所述基於橫向間隔自適應濾波器的信道測量方法，其特徵在於，所述在時刻t-2測量時刻t的信道測量值是根據時刻t及其之前的偶數時刻的信道質量值作為濾波器的輸入值來測量的。
5.根據權利要求2所述基於橫向間隔自適應濾波器的信道測量方法，其特徵在於，所述調整第一橫向間隔自適應濾波器的抽頭權值的公式為ω′(t)＝ω(t-2)+μ(t)e′(t)U(t)其中，ω(t-2)為第一橫向間隔自適應濾波器在時刻t-2的抽頭權值，μ(t)是該LMS濾波器的調整步長，U(t)為時刻t第一橫向間隔自適應濾波器抽頭的輸入值。
6.根據權利要求5所述基於橫向間隔自適應濾波器的信道測量方法，其特徵在於，所述μ(t)值可取常數或與輸入矢量U(t)相關的函數值。
7.根據權利要求2所述基於橫向間隔自適應濾波器的信道測量方法，其特徵在於，步驟22)中所述線性運算後時刻t+2的信道測量值滿足等式p^(u(t+2)/(2t))=T(t)U(t)]]>其中，所述ω′(t)為第一橫向間隔自適應濾波器的抽頭矢量，所述U(t)為時刻t第一橫向間隔自適應濾波器抽頭的輸入值。
8.根據權利要求1所述基於橫向間隔自適應濾波器的信道測量方法，其特徵在於，所述步驟B具體包括步驟81)在時刻t+1根據預設的抽頭信號差值e″(t+1)調整第二橫向間隔自適應濾波器的抽頭權值；82)將所述抽頭權值的調整結果與第二橫向間隔自適應濾波器的輸入值進行線性運算後得到時刻t+3的信道質量測量值。
9.根據權利要求8所述基於橫向間隔自適應濾波器的信道測量方法，其特徵在於，步驟81)中所述抽頭信號差值e″(t+1)是根據時刻t-1測量時刻t+1的信道測量值與時刻t+1的信道期望值之差來計算的。
10.根據權利要求9所述基於橫向間隔自適應濾波器的信道測量方法，其特徵在於，所述在時刻t-1測量時刻t+1的信道測量值是根據時刻t+1及其之前的奇數時刻的信道質量值作為濾波器的輸入值來測量。
11.根據權利要求10所述基於橫向間隔自適應濾波器的信道測量方法，其特徵在於，所述調整第二橫向間隔自適應濾波器的抽頭權值的公式為ω″(t+1)＝ω(t-1)+μ(t+1)e″(t+1)U(t+1)其中，ω(t-1)為第二橫向間隔自適應濾波器在時刻t-1的抽頭權值，μ(t+1)是該LMS濾波器的調整步長，U(t+1)為時刻t+1第二橫向間隔自適應濾波器抽頭的輸入值。
12.根據權利要求11所述基於橫向間隔自適應濾波器的信道測量方法，其特徵在於，所述μ(t+1)值可取常數或與輸入矢量U(t+1)相關的函數值。
13.根據權利要求11所述基於橫向間隔自適應濾波器的信道測量方法，其特徵在於，所述線性運算後時刻t+3的測量信道值滿足等式p^(u(t+3)/(2t))=T(t+1)U(t+1)]]>其中，所述ω″(t+1)為第二橫向間隔自適應濾抽頭矢量，所述U(t+1)為第二橫向間隔自適應濾波器時刻t+1抽頭的輸入值。
14.根據權利要求1-13任一項所述基於橫向間隔自適應濾波器的信道測量方法，其特徵在於，所述第一預定時刻t為實際接收到信道質量值的時刻。
全文摘要
本發明涉及一種基於橫向間隔自適應濾波器的信道測量方法，包括步驟A.在第一預定時刻t利用第一橫向間隔自適應濾波器來測量時刻t+2的信道質量值；B.在第時刻t+1利用第二橫向間隔自適應濾波器來測量時刻t+3的信道質量值；C.所述第一橫向間隔自適應濾波器和第二橫向間隔自適應濾波器輪流測量時刻t+2n和t+2n+1的信道質量值。本發明通過測量不同的時延幀數和採用不同數目的橫向間隔自適應濾波器來輪流測量信道的性能，使橫向間隔自適應濾波器在保持自適應濾波器在低速環境中具有較好測量功能的前題下，使其在中、高速度移動環境中具有更好的平滑功能。該方法降低時延對系統造成的影響，從而提高系統性能。
文檔編號H04B17/00GK1870475SQ20051007191
公開日2006年11月29日 申請日期2005年5月23日 優先權日2005年5月23日
發明者孫韶輝, 劉建華, 周海軍 申請人:大唐移動通信設備有限公司