直流母線電壓諧波減小的製作方法

2023-09-13 04:37:45

專利名稱：直流母線電壓諧波減小的製作方法
直流母線電壓諧波減小相關申請的交叉引用
本申請要求2008年3月28日提出的美國申請序列號12/057，856的利益，其內容
全部合併於此。
背景技術：
本發明涉及由交流(AC)電源生成調節的直流(DC)母線電壓的電源轉換系統。由發電廠產生的電力以三相AC電的形式經公用事業電網傳輸到耗電設施。然而， AC電不總是適於最終用途，有時需要在連接到負載之前轉換為可用的形式(例如，DC)。在 這種情況下，使用AC/DC轉換器。一般來說，AC/DC轉換器在其輸入端接收交流電，在其DC 鏈(DC link)輸出直流電。為產生滿意的輸出，經常利用控制器來操作AC/DC轉換器，該控 制器將DC母線電壓的波形和幅度調節到理想的水平。在各種類型的AC/DC轉換器中，特別地有一種AC/DC轉換器-脈寬調製(PWM)控 制AC/DC轉換器-在過去十年中得到日益增長的普及。相對於傳統轉換器，PWM AC/DC轉 換器提供了幾個先進的特徵，例如，在單位功率因數處的正弦輸入電流和在DC母線上的 高品質輸出電壓。因此，PWM轉換器可用於大範圍的應用中，包括磁體電源(magnetpower supply)、DC電機驅動以及公用事業交互型光伏系統(utilityinteractive photovoltaic systems)。圖1中示出了 PWM AC/DC轉換器的一個例子。在這個例子中，AC/DC轉換器100在 輸入端110處接收包括三相電壓輸入esa、esb和es。的AC電，每相輸入彼此間均具有120° 的差分相位。電流輸入isa、isb和is。也以AC波形的形式流過轉換器100中開關電路120的 選取線路。如圖所示，開關電路120具有六個成對布置的開關器件(例如，二極體、雙極結 型電晶體等)，包括S1、/S1、S2、/S2、S3和/S3。每對開關器件和一相AC電相關聯，它們的 佔空比結合起來確定了輸出電壓Vd。的波形和幅度。PWM控制器130控制一組門信號140， 用於以特定的順序斷開和閉合開關器件，以使得在正負DC母線152和154之間基本上恆定 的電壓Vd。可以保持在指定的水平Vd。*。存在幾種用於DC母線電壓的調節的控制方案。大多數情況下，控制器130檢測實 際的電壓水平和指定的電壓水平之間的誤差，並用足以補償該誤差的受控的PWM門信號驅 動開關器件。有些情況下，還可以在DC母線間使用較大的DC鏈電容器140來幫助將輸出 電壓保持在期望的水平。通過減小電壓失真和電流紋波，PWM控制AC/DC轉換器可以在DC 鏈上提供高品質的電壓輸出。然而，在真實系統中由於許多原因可能出現的不平衡的輸入電壓條件下，這樣的 性能不是必然能保證的。例如，非線性負載、非對稱的變壓器繞組或者電路中的傳輸阻抗， 以及一相對地的意外短路都可能導致三相上不相等的電壓幅度的下降/上升並且導致不 平衡的輸入條件。不管哪種原因，不平衡輸入電壓條件的一個共同特徵是在輸入端上出現負序分 量。負序分量引起在DC鏈電壓中的偶次諧波和在轉換器電流中的奇次諧波，它們會顯著地惡化提供給負載的DC電源的品質。在極端條件下，如果超過最大DC母線電壓，這甚至可能導致系統跳閘。在大的電源轉換系統中，這些問題可能隨著連接到公共AC鏈上的轉換器數 量的增加而變得更嚴重。

發明內容
一般而言，在一個方面，本發明的特徵在於被配置來與三相PWM轉換器共同使用 的控制系統。該控制系統從三相供電電源接收輸入信號，在DC鏈處提供輸出信號。電壓分 離模塊基於輸入信號在旋轉參考坐標系中生成正序電壓分量和負序電壓分量，參考電流計 算模塊至少使用正序電壓分量和負序電壓分量來計算第一參考電流和第二參考電流。電流 調節模塊至少使用第一參考電流和第二參考電流來生成命令信號。該命令信號被提供給三 相PWM轉換器的驅動電路，用於在DC鏈處生成調節的DC母線電壓。實施方式可以包括以下特徵中的一個或者多個。輸入信號包括輸入電壓信號和輸入電流信號。電壓檢測電路基於輸入電壓信號將第一、第二和第三相輸入電壓分量提供給電壓 分離模塊。三相到兩相的電壓變換器基於第一、第二和第三相輸入電壓分量生成兩相α和 β軸電壓分量。靜止到旋轉參考坐標系的電壓轉換器，基於α和β軸的電壓分量在旋轉 參考坐標系中生成旋轉的d和q軸電壓分量。該旋轉參考坐標系具有通過角信號確定的相 位。鎖相環基於旋轉的d和q軸序分量中選取的一個來生成角信號。旋轉的d軸序分量包括正的和負的d軸序分量。旋轉的q軸序分量包括正的和負 的q軸序分量。電流檢測電路基於輸入電流信號提供第一、第二和第三相輸入電流分量。三相到兩相的電流互感器基於第一、第二和第三相輸入電流分量產生兩相α和 β軸的電流分量。靜止到旋轉參考坐標系的電流轉換器基於α和β軸的電流分量生成在 旋轉參考坐標系中的旋轉的d和q軸電流分量。DC鏈電壓檢測電路基於在DC鏈處的輸出信號提供DC母線電壓信號。DC鏈電壓調節器接收預定的DC母線參考電壓信號，用於基於該DC母線電壓信號 生成DC母線參考電流信號。參考電流計算模塊使用DC母線參考電流信號來計算第一參考電流和第二參考電 流。該第一參考電流包括旋轉的d軸參考電流，該第二參考電流包括旋轉的q軸參考電流。d軸電流調節器生成第一校正電壓信號。q軸電流調節器生成第二校正電壓信號。 第一加法器基於第一校正電壓信號提供第一參考電壓。第二加法器基於第二校正電壓信號 提供第二參考電壓。第一和第二參考電壓用於生成命令信號。DC鏈電壓調節器包括比例積分調節器。d軸電流調節器包括比例積分調節器，並且可以進一步包括無限正弦增益單元。類似地，q軸電流調節器包括比例積分調節器，並且可以進一步包括無限正弦增益 單元。DC鏈電壓檢測電路進一步包括低通濾波器。
在其它特徵和優勢中，本發明提供了用於減小由不平衡輸入電壓引起的二次DC 母線電壓諧波的控制系統。通過消除DC母線處的輸入電流失真和電壓波動，可以提高AC/ DC電源轉換器的穩定性。此外，由於調節在相同的同步參考坐標系中的正序和負序電流分 量計算上簡單，因此這種控制系統可以與傳統的AC/DC電源轉換器容易地集成在一起。而 且，當用於諸如具有連接到公共DC母線上的多部電機驅動器的電機控制中心的大容量電 力系統時，不用增加DC母線電容就可以獲得滿意的電壓性能，從而使整個系統的成本最小 化。根據以下說明和權利要求，本發明的其他特徵和優勢是明顯的。


圖1是由PWM門信號控制的傳統AC/DC電源轉換系統。圖2是用於減小DC母線電壓諧波的控制系統的框圖。圖3是用在圖2所示的控制系統中的控制方案的流程圖。圖4A到4C分別是AC線電壓、DC鏈電壓、轉換器線電流的說明曲線。圖5是在圖2中使用的參考電流計算模塊的視圖。圖6是在圖2中使用的電流調節器的視圖。圖7是在圖6中使用的無限正弦增益的視圖。
具體實施例方式參考圖2，AC/DC電源轉換系統200包括耦合於三相供電電源210和DC負載230 之間的AC/DC轉換器220。AC/DC轉換器220以PWM模式工作，將由供電電源210在AC線 路260處提供的交流電轉換為在DC鏈270處的直流電，為負載230供電。由於上述原因， 不平衡的輸入電壓條件可能發生，並在DC鏈270處的輸出電壓中產生二次諧波，這可能影 響轉換器的性能和系統穩定性。因此，PWM控制系統280和轉換器220聯合使用以在不平 衡的輸入條件下控制DC母線電壓。具體地，DC鏈270處的二次諧波期望被調節。控制系統280包括電壓採樣和保持電路202，其對AC線路輸入電壓進行採樣，並將 數位化的三相電壓信號ea、eb和e。提供給三相到兩相的變換器204。變換器204將三相信 號變換為在靜止的a-，坐標系裡的兩相量。通過靜止到旋轉的參考坐標系轉換器206 將變換器204的輸出(即，ea和^)轉換為由相角0定義的旋轉參考坐標系中的d和q 軸分量(即，ed*、)。在這個旋轉參考坐標系中，也獲得電壓信號 和％的正序分量和 負序分量e/、ed\ e；和eqn，而負序分量edn和eqn的非零值表示不平衡電壓條件的出現。接下來，正負電壓分量edp、edn、eqp和eqn被傳送到參考電流計算模塊240，以計算參 考電流信號和i/。參考電流計算模塊240使用的另一個輸入信號是由DC鏈電壓調節 器238提供的DC母線參考電流信號id/。DC鏈電壓調節器238用於將DC母線電壓Vdc調 節到預定水平236，從而，其輸出id/代表為此目的在DC母線處需要的電流水平。電壓 採樣和保持電路232對實際DC母線電壓Vd。進行採樣，有時候在到達DC鏈電壓調節器238 之前通過低通濾波器234對其進行濾波。使用ld/和四個電壓分量，參考電流計算模塊240將參考電流信號i/和i/輸出 到電流調節器250，然後電流調節器250將實際輸入電流信號id和iq與參考值id *和i/分別進行比較來確定誤差信號i/和像輸入電壓信號ed和eq —樣，從AC線路260經由 電流採樣和保持電路212、三相到兩相的變換器214以及靜止到旋轉參考坐標系轉換器216 獲得輸入電流信號id和iq。電流調節器250包括d軸調節器252和q軸調節器254，在其中分別計算足以校 正電流誤差i/和iqe的校正電壓e/和eq%然後，在加法器226和228中對校正電壓e/和 e；以及輸入電壓信號 和eq(先前由轉換器206生成)求和，來獲得參考電壓信號Vd和 \，該Vd和\最終確定用於轉換器220的門信號以及需要被注入到DC母線的電流水平。一旦接收到參考電壓Vd和\，直角到極坐標的轉換器224將這些d和q軸分量轉 換成在極坐標系中的幅值M和相角0,並將其發送到空間矢量參考發生器222。使用M和0, 空間矢量參考發生器222計算PWM門信號，並用足以獲得期望的DC母線電壓Vd。*的佔空比 配置來驅動轉換器220中的開關器件。例如，如果發現實際的DC母線電壓Vd。比期望的水 平Vd/低，則PWM門信號將適應於佔空比配置上的變化，以將額外的電流注入到DC母線中 來使Vd。的幅值增大。注意在電流調節器250中，在相同的同步參考坐標中同時調節負序和正序電流分 量。因此，為了保證(在轉換器216中建立的)的旋轉參考坐標與(在轉換器206 中建立的)和i/相一致，鎖相環208用來將d-，q_坐標系鎖定到相同的同步參考坐標 系的角度9 218。在本實例中，由於正序分量常常比負序分量具有更大的幅值因而更容易實 現相位鎖定，因此基於d軸的正序分量edp確定參考坐標系角度0。然而，在一些其它實例 中，也可能在例如edn或者eqn的負序分量上鎖定相位。參考圖3，在流程圖300中進一步示出了在以上的轉換器系統200中使用的幾個控 制模塊的邏輯和功能。最初，在步驟302中，利用Clark變換(Clark Transformation)將 由電壓保持和採樣電路202恢復的三相電壓信號ea、eb和e。轉換為兩相的靜止a和日坐 標，如下所示formula see original document page 7其中，ea和ee是映射到靜止a、0坐標系上的輸入電壓信號。在步驟304中，正序和負序電壓分量被從ea和ee中分解出來。存在許多分解電 壓分量的方法。在一個實例中，正序和負序分量依如下獲得formula see original document page 7formula see original document page 7formula see original document page 7formula see original document page 7其中，T表示AC信號的周期，例如，通用的AC線電壓中為1/60秒。這裡，負序分 量ean和een的非零值表示不平衡輸入條件的發生。在下一步驟306中，每個序分量基於單位Park變換在沿d和q軸的旋轉參考坐標 系中被表示，如下所示
formula see original document page 8 formula see original document page 8 (3)ed.q = (ea+je0) eJut其中，co表示旋轉坐標的旋轉速度(例如，以弧度/秒為單位)，並且參考坐標系 角度9計算為e = cot。如上所述，在控制系統200中，正負d、q電壓分量被提供給參考計算模塊240用於 計算參考電流信號id *和i/，它們是用於將DC母線電壓保持在Vd。*的期望的d和q軸的 電流分量。如步驟330所示的計算以功率流控制(Power Flow Control)方程為基礎 _ e:;)《iq*=(epq-enq)*idc*(4)其中，在步驟316中通過DC鏈電壓調節器來確定ld。*為獲得Vd。*的期望/參考 DC母線電流。DC鏈電壓調節器的實例包括通常使用的PI控制器，其已知用於消除輸出信 號中的穩態誤差。在一些實例中，在步驟316之前，首先在步驟314中通過低通濾波器處理 實際的DC母線電壓信號Vd。，以從其波形中消除某些諧波，否則這可能干擾在電壓調節器中 對id/的確定。 在步驟340中，一旦收集到參考電流信號id *和i/，則電流調節器使id *和i/與 採樣的AC線電流分量id和iq分別進行比較，以產生d和q軸的校正電壓e/和 <。從三 相信號ia、ib和i。到id和iq的變換遵循一套與針對電壓轉換描述的那些變換相似的Clark 變換324和Park變換326。注意在該步驟中，在相同的正的同步參考坐標系中，正電流序 列(currentsequence) i/、i；和負電流序列idn、iqn 一起被調節到參考水平id *和i/。電 流調節器的實例將在後面更詳細地描述。在接下來的步驟350中，校正電壓ede和eae被加到實際線電壓ed和eq上以產生 參考電壓Vd和Vq，其允許空間矢量發生器計算轉換器220中開關器件的期望的命令佔空比。 在最後步驟360中，確定對應於每對開關器件的閉合和斷開順序的PWM門信號，並將其發送 給AC/DC轉換器。參考圖4A到圖4C，對於圖2中描述的示例性控制系統280，分別示出了 AC線電壓、 DC鏈電壓以及轉換器輸入電流的仿真結果。如圖4A所示，在AC線處的電壓供應有三種正 弦波形402 (ea)、404(eb)和406 (e。)，其彼此具有120°的差分相位。例如，在公用60Hz系 統中，每個波形均具有0.0167s(秒)的周期「T」。這樣，ea領先eb 0. 056s (即，T/3)，且領 先ec 0. lis (即，2T/3)。注意e。的幅值被仿真為僅是 和 中水平的50%，因而建立不 平衡的輸入條件。不進行適當的控制，AC線電壓上的這種不平衡將導致在DC母線電壓410 上的二次(120Hz)諧波，進一步分別導致在轉換器輸入電流波形422、424以及426中的失 真，如圖4B和4C所示。為了證明控制系統280在t = 0. 025s處的效果，激活控制電路。隨著激活，如圖4B 所示，DC鏈電壓響應於功率流控制，迅速地從其初始的波形410調整到控制後的波形410』。 經過0.005s的過渡時間段之後，在穩態DC鏈電壓410』上不能觀察到二次諧波分量。與此同時，如圖4C所示，先前出現在轉換器線電流波形422、434和426上的失真也從穩態波形 422』、424』和426』中消除了。不像DC鏈電壓或者轉換器線電流，AC線輸入電壓通常不被 控制，因此其初始波形402、404和406不受影響，如圖4A所示。說明了 PWM控制系統280的整個控制方案以及其電壓調節效果之後，以下將更詳 細地描述控制環中使用的幾個內部模塊。參考圖5，示出了參考電流計算模塊240的實例。參考電流計算模塊240的電流 輸入(即，參考DC母線電流id。* )在四個乘法器512、514、516和518中的一個中分別與四 個電壓輸入中每個相乘，該四個電壓輸入包括正序分量edp和eqp和負序分量edn和eqn。通
過標量_矢量轉換器522將表示沿d和q軸的正序功率量的前兩個乘法器512和514的標
formula see original document page 9
量輸出轉換為正序功率流矢量1 。同樣地，通過第二標量-矢量轉換器524將乘法器formula see original document page 9
516和518的標量輸出轉換為負序功率流矢量1 h\。然後，加法器526對正序功率流矢formula see original document page 9
量和取反的負序功率流矢量求和，並輸出參考電流矢量\，來表示d和q軸的參考電流id
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*和i/，如通過之前描述的方程(4)所定義。參考圖6，更詳細地示出了電流調節器250的實例。到電流調節器250的輸入包括 q軸的參考電流分量和採樣電流分量602和604(即，i/和iq)以及d軸的參考電流分量和 採樣電流分量606和608 ( S卩，i/和id)，該輸入分別在q軸電流調節器610和d軸電流調 節器650中被處理。本質上作為比例積分(PI)調節器，每個電流調節器確定其兩個輸入信 號之間的誤差，並輸出用於消除該誤差的校正信號。例如，在q軸調節器610中，首先在加法器612的正負輸入端子處接收i/和iq，其 在誤差信號614中輸出參考和採樣的q_軸電流分量的誤差，即，接下來，誤差信號614 沿著信號線615、613和617並行地流動，並且在調節器610輸出校正信號(即，q軸校正電 壓eqe)之前，分別在積分調節器/積分器630、比例調節器/乘法器624以及無限正弦增益 700中被處理。積分器630在離散時間域中對已與積分增益& 616相乘的誤差信號614進行積 分。也就是說，積分器630在任意時鐘時刻&(8卩，X(tn))的輸出等於在先前時鐘時刻tn_i 的輸出(即，EX(tn_i))加上&乘以誤差信號614，如下所示
formula see original document page 9 為了實現這個積分器，使用單位延遲元件636。單位延遲元件636的第一輸入634， 即Pcarrier，是系統時鐘信號。通過經由加法器632將輸出信號642反饋到其輸入，誤差 信號在一個時鐘信號脈衝處被積分。然後，將這個積分輸出642提供給四個輸入的加法器 640作第一輸入信號。加法器640的第二輸入信號644是誤差信號614的比例輸出，它是簡單的與比例 增益618，Kp，相乘的誤差信號，如下所示Kp(iq*-iq)。加法器610的第三輸入信號646被耦合到無限正弦增益單元700的輸出，其內部也示出於圖7中。一般地，無限正弦增益單元被用作在預定頻率710處具有基本上無限大 的增益的無阻尼的振蕩器。也就是說，響應於任何有限輸入720，在預定頻率710處的輸出 信號隨時間成比例地增加而沒有限制。該特性通過以下的傳輸函數T(S)確定，如下所示 formula see original document page 10其中，s = σ+j ω，為在拉普拉斯域中的復變量，以及(Oci是預定頻率。傳輸函數 T(S)在輸入頻率ω = wo處的幅值可以通過簡單地用Jwo代替變量s來獲得，如下所示formula see original document page 10
當分母等於零時，該單元在Qci處具有無限增益。在如圖6所示的q軸調節器610的情況下，無限正弦增益單元700接收頻率信號 710，該頻率信號設定該單元710被調諧到的頻率；並輸出信號646，來表示在該調諧頻率處 的輸入720信號。這裡，通過將頻率信號710固定在120/Fcarrier，即，兩倍於電源電壓頻 率除以系統採樣率，電流誤差信號614中的120Hz的AC分量(即，二次諧波)被跟蹤並提 供給加法器640。如前所述，在正的同步坐標系中，負序分量表現為120Hz的AC分量。這 樣，該無限正弦增益單元700使負序分量在與通過電流調節器610的比例積分部分(630和 624)調節正序分量相同的正的同步坐標系中被調節。現在具有被描述為僅與q軸電流分量相關聯的三個加法器輸入信號642、644和 646，加法器640的第四個輸入信號648反映了在d軸和q軸電流分量之間的交叉耦合。例 如，d軸電流分量對q軸調節器的影響可以用以下的關係式來描述formula see original document page 10
其中，VJ是作為第四項輸入提供給加法器640的交叉耦合項，· f是電源電壓 的角頻率(即，* 60Hz)，L是轉換器和諧波濾波器之間的電感，通過其感測反饋電壓 (例如，在三相供電電源處)，以及i/是d軸參考電流分量。UPh · ·的數值作為輸入 686和688被提供給乘法器684，然後乘法器向加法器640輸出交叉耦合項648。描述了通過其來調節正負q軸的序分量的q軸電流調節器610之後，以下將簡要 描述它的對應部分-d軸電流調節器650。仍為了在相同的同步參考坐標系中調節正負d軸 序分量，在電路中實現積分調節器/積分器660、比例調節器/乘法器656以及無限正弦增 益單元700，以分別向加法器670提供輸出信號672、674和676。注意，這裡代表q軸電流 分量在d軸調節器650上的交叉耦合的加法器670的第四個反相輸入678定義如下formula see original document page 10
其中，V/是交叉耦合項，iq *是q軸參考電流分量，f和L與前述描述相同。d軸調 節器650中的其它單元以與q軸調節器610中描述的相似方式工作。因此，在電流調節器250中，在d軸和q軸調節器中分別調節d軸和q軸電流信號， 其中在相同的同步參考坐標系中處理正負序分量。參考圖7，更詳細地示出了在電流調節器250中使用的無限正弦增益單元700的 實例。在Gritter所提出的美國專利申請序列號No. 6，977，827B2中進一步描述了無限正 弦增益單元700的內部，其公開內容合併於此作為參考。此外，三相到兩相的變換器204和 214、靜止到旋轉參考坐標系轉換器206和216、鎖相環208以及DC鏈電壓調節器238的實例也描述在Gritter提出的美國專利申請序列號No. 6，977，827B2中。本領域的那些普通 技術人員將理解用於這些模塊中的各種形式的電路可以實現相似的功能。
應當理解，以上描述旨在說明而不是限制本發明的範圍，本發明的範圍由隨附的 權利要求所限定。其他的實施例也在後述的權利要求範圍之內。
權利要求
一種被配置為與三相脈寬調製轉換器共同使用的控制系統，所述三相脈寬調製轉換器從三相供電電源接收輸入信號並在直流鏈處提供輸出信號，所述控制系統包括電壓分離模塊，用於基於所述輸入信號在旋轉參考坐標系中生成正序電壓分量和負序電壓分量；參考電流計算模塊，至少使用所述正序電壓分量和所述負序電壓分量來計算第一參考電流和第二參考電流；電流調節模塊，至少使用所述第一參考電流和所述第二參考電流來生成命令信號，並將所述命令信號提供給所述三相脈寬調製轉換器的驅動電路，用於在所述直流鏈處生成調節的直流母線電壓。
2.如權利要求1所述的控制系統，其中，所述輸入信號包括輸入電壓信號和輸入電流信號。
3.如權利要求2所述的控制系統，進一步包括電壓檢測電路，用於基於所述輸入電壓 信號將第一、第二以及第三相輸入電壓分量提供給所述電壓分離模塊。
4.權利要求3所述的控制系統，其中，所述電壓分離模塊包括三相到兩相的電壓變換器，用於基於第一、第二和第三相輸入電壓分量來生成兩相α 和β軸電壓分量；以及靜止到旋轉參考坐標系的電壓轉換器，用於基於所述α和β軸電壓分量在所述旋轉 參考坐標系中生成旋轉的d和q軸電壓分量，所述旋轉參考坐標系具有通過角信號確定的 相位。
5.如權利要求4所述的控制系統，進一步包括鎖相環，用於基於所述旋轉的d和q軸序 分量中選取的一個來生成所述角信號。
6.如權利要求5所述的控制系統，其中所述旋轉的d軸序分量包括正的和負的d軸序 分量，以及所述旋轉的q軸序分量包括正的和負的q軸序分量。
7.如權利要求6所述的控制系統，進一步包括電流檢測電路，用於基於所述輸入電流 信號提供第一、第二和第三相輸入電流分量。
8.如權利要求7所述的控制系統，進一步包括三相到兩相的電流互感器，用於基於所述第一、第二和第三相輸入電流分量產生兩相 α和β軸電流分量；以及靜止到旋轉參考坐標系的電流轉換器，用於基於所述α和β電流分量在所述旋轉參 考坐標系中生成旋轉的d和q軸電流分量。
9.如權利要求8所述的控制系統，進一步包括直流鏈電壓檢測電路，用於基於在所述 直流鏈處的輸出信號提供直流母線電壓信號。
10.如權利要求9所述的控制系統，進一步包括直流鏈電壓調節器，被配置來接收預定 的直流母線參考電壓信號，用於基於所述直流母線電壓信號生成直流母線參考電流信號。
11.如權利要求10所述的控制系統，其中所述參考電流計算模塊進一步使用所述直流 母線參考電流信號來計算所述第一參考電流和所述第二參考電流，其中所述第一參考電流 包括旋轉的d軸參考電流，所述第二參考電流包括旋轉的q軸參考電流。
12.如權利要求11所述的控制系統，其中所述電流調節模塊包括d軸電流調節器，用於生成第一校正電壓信號；q軸電流調節器，用於生成第二校正電壓信號； 第一加法器，用於基於所述第一校正電壓信號提供第一參考電壓； 第二加法器，用於基於所述第二校正電壓信號提供第二參考電壓； 其中，所述第一參考電壓和所述第二參考電壓用於生成命令信號。
13.如權利要求10所述的控制系統，其中所述直流鏈電壓調節器包括比例積分(PI)調 節器。
14.如權利要求12所述的控制系統，其中所述d軸電流調節器包括比例積分調節器。
15.如權利要求14所述的控制系統，其中所述d軸電流調節器進一步包括無限正弦增益單元。
16.如權利要求12所述的控制系統，其中所述q軸電流調節器包括比例積分調節器。
17.如權利要求16所述的控制系統，其中所述q軸電流調節器進一步包括無限正弦增益單元。
18.如權利要求9所述的控制系統，其中所述直流鏈電壓檢測電路進一步包括低通濾波器。
全文摘要
一般而言，本發明一方面的特徵是被配置來與三相PWM轉換器共同使用的控制系統。該控制系統從三相供電電源接收輸入信號，在DC鏈處提供輸出信號。電壓分離模塊基於該輸入信號在旋轉參考坐標系中生成正序電壓分量和負序電壓分量。參考電流計算模塊至少使用正序電壓分量和負序電壓分量來計算第一參考電流和第二參考電流。電流調節模塊至少使用該第一參考電流和第二參考電流來生成命令信號。該命令信號被提供給三相PWM轉換器的驅動電路，用於在DC鏈處生成調節的DC母線電壓。
文檔編號H02M1/42GK101816121SQ200980000160
公開日2010年8月25日 申請日期2009年3月26日 優先權日2008年3月28日
發明者劉彥真 申請人:美國超導體公司