一種高壓變頻裝置的製作方法
2023-09-15 21:57:45
專利名稱：一種高壓變頻裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及電力電子技術，具體涉及一種高壓變頻裝置。
背景技術：
在工業領域，需要經常使用功率在幾百千瓦或以上的大功率電機來進行設備驅 動。對於這些大功率電機，由於其輸出功率較高，因此通常採用提高額定電壓(比如採用 3KV、6KV或IOKV的額定電壓)的方式來降低其工作電流。所述大功率電機一般使用高壓變 頻裝置進行驅動，從而可以進行電機的速率調整以在需要時實現節省能源的目的，或達到 對電機所驅動的設備進行控制的要求。對於普通的變頻電源，由於其使用的電力電子器件的耐壓等級和能夠承受的電流 受到相當的限制，無法對高電壓進行操作，因此目前一般使用級聯式H橋高壓變頻裝置對 輸入電壓進行調製，如圖1所示，6KV高壓變頻裝置由15個功率單元組成，每5個功率單元 串聯構成一相，每相輸出電壓為3450V ；三相星形連接，且每相的輸出端連接到電機進行供 電，疊加後的線電壓為6KV，從而能夠實現高電壓輸出，滿足大功率電機額定輸入電壓的要 求。其中，每個功率單元為一個整流逆變裝置，能夠實現三相交流輸入和單相交流輸 出。雖然每個功率單元的設計和加工都相當複雜，但大規模製造後成本能夠得到很好的控 制，又由於每個功率單元完全相同，因此這種功率單元具有模塊化和可替換的優點，對於不 同額定輸入電壓的電機，只需採用不同數量的功率單元按照圖1所示的方法進行串聯組 合，就能夠滿足對它們進行驅動的要求。本領域技術人員容易理解，圖1所示僅為高壓變頻裝置的原理示意圖，在實際的 電路結構中，高壓變頻裝置由移相變壓器和圖1中所示的多個功率單元共同組成，其電路 結構示意圖如圖2所示，其中包括移相變壓器210和3η個功率單元220，每相對應的功率單元為n個，n為大於等於 1的正整數；移相變壓器210為星型·三角延邊式或Z型連接式變壓器，其原邊繞組連接三相 電(例如圖1所示的線電壓為6KV的輸入電壓)；移相變壓器210的副邊包含與功率單元 220個數相等的繞組(通常稱為低壓隔離繞組)——即移相變壓器210的副邊包含3η個低 壓隔離繞組。每個功率單元220的輸入端連接一個低壓隔離繞組，且每一相電壓分別對應功率 單元220的一個輸入端；功率單元220進一步由高壓二極體三相全橋221、電解電容223和 絕緣柵雙極型電晶體(Insulated-Gate Bipolar Transistor, IGBT)逆變橋222組成，其中 高壓二極體三相全橋221和IGBT逆變橋222的具體結構均為現有成熟技術，此外，通過調 整移相變壓器的移相角設計消除輸入到各功率單元中的低次諧波的具體方法也為現有成 熟技術，不再詳細介紹。通過圖2所示的電路結構，原邊側輸入的三相交流電首先通過高壓二極體三相全橋221被整流轉化成為直流電，之後通過控制IGBT逆變橋222中四個IGBT管的柵極進行 開啟和關斷操作，能夠將直流電再次轉化成指定頻率和電壓的交流電，從而實現將電能從 原邊側向負載側的傳遞。隨著電力系統、電機設備以及環保節能技術的發展，許多場合下一比如需要快 速停止的電機應用場合，或者工程機械中的制動力能量回收系統等，都要求系統中的功率 單元不僅能夠工作在驅動模式下，還要能夠工作在反向的再生模式下。在再生模式下，功率 單元接收負載側反饋的電能，並將其傳送到電網側(即移相變壓器原邊側)進行儲存，從而 能夠更有效地利用和節省能源。在這種情況下，雖然圖2所示的電路結構能夠實現大功率 電機的驅動，但是卻無法滿足再生模式的工作要求，由圖2容易發現，由於高壓二極體三相 全橋221中的二極體的單向導通特性，使得該電路結構下，負載側無法反饋電流並反向通 過二極體，進而將反饋能量傳送給原邊繞組，因而功率單元只能夠工作在驅動模式下，這就 極大地限制了圖2所示的高壓變頻裝置的應用範圍。為了使高壓變頻裝置能夠不僅工作在驅動模式，而且還能夠工作在再生模式下， 目前廣泛採用的解決方案是採用如圖3所示的功率單元進行實現，圖3所示的功率單元通 常被稱為脈衝寬度調製(Pulse Width Modulated, PWM)整流逆變電路，該電路的三個輸入 端子分別連接通過移相變壓器副邊繞組輸入的三相交流電，該電路具體包括IGBT三相全橋310、電解電容330和IGBT逆變橋320 ；其中，IGBT三相全橋310與 圖2所示的高壓二極體三相全橋221的區別僅在於將高壓二極體三相全橋221中每個橋 臂上的兩個二極體分別替換成圖3所示的IGBT管。此外，高壓二極體三相全橋221中每個 橋臂分別連接輸入端子輸入的相電壓，而IGBT三相全橋310中每個橋臂則進一步通過一個 電感連接到輸入端子輸入的相電壓上，電感一般為毫亨級。電解電容和IGBT逆變橋則均與 圖2中的電解電容和IGBT逆變橋完全相同。由於每個IGBT管均為一個開關元件，因此通過控制IGBT三相全橋310中每個橋 臂上的IGBT管的開啟和關斷，就可以將輸入的三相交流電整流成為直流電，然後再通過 IGBT逆變橋320將整流後的直流電轉變為單相交流電輸入給負載。由於IGBT逆變橋320 與圖2中的IGBT逆變橋222結構完全相同，具體控制方法也為現有成熟技術且其控制方式 多種多樣，限於篇幅此處不再一一詳細介紹。由於IGBT管的雙嚮導通特性，因此採用圖3所示的功率單元與移相變壓器所構成 的高壓變頻裝置，不僅能夠實現對負載的驅動，還能夠進一步接收負載側向電網側反饋的 電能，從而既能夠工作在驅動模式下，又能夠工作在再生模式下。但是，這種高壓變頻裝置仍然具有一定缺陷。圖3所示的功率單元中，IGBT三相全 橋的每相輸入端均連接有數值較大的電感，同時，與IGBT三相全橋和IGBT逆變橋並聯的電 解電容的電容值也較高，而在目前的電力電子器件製造工藝中，大電感和大電容不僅造價 昂貴，而且體積和重量都較大，因此不適合目前高壓變頻裝置小型化和輕型化的發展方向， 應用範圍受到較大局限；此外，電解電容的使用壽命一般只能達到5至6年，一旦超過使用 壽命，其實際電容值就會迅速下降從而無法繼續使用，但是更換起來又相當不便。再者，電 解電容使用的電解質溶液由於含有重金屬，很容易對環境造成汙染。
發明內容
本發明的目的在於提出一種高壓變頻裝置，體積重量較小、成本更低、性能穩定且更加環保。為了實現上述目的，本發明提出一種高壓變頻裝置，該裝置包括移相變壓器和3n 個功率單元，每n個功率單元串聯構成一相，η為正整數；所述移相變壓器的次級接向所述 的3η個功率單元並向每個功率單元的第一級電路供電；所述每個功率單元為兩級電路構 成的交-交變換電路，第一級電路是由可關斷半導體功率器件構成的三相全橋，第二級電 路是由可關斷半導體功率器件構成的逆變橋，所述第一級電路的兩個輸出端子僅與第二級 電路的兩個輸入端子對應連接。所述功率單元的第一級電路與對應於移相變壓器的副邊繞組間進一步包括三組 輸入濾波電感和三組輸入濾波電容，所述每組輸入濾波電感由一個或多個電感的串、並聯 構成，每組輸入濾波電容由一個或多個電容的串、並聯構成。所述每組輸入濾波電感對應一相，所述各組輸入濾波電容的其中一端相連，且每 組輸入濾波電容的另一端分別對應連接一相；或者，所述每組輸入濾波電感對應一相，且每 兩相之間連接一組輸入濾波電容。所述每組輸入濾波電感的電感量小於1毫亨。所述每組輸入濾波電容為100微法以下的無極性電容。所述可關斷半導體功率器件為IGBT管、功率場效應管或門級可關斷功率晶閘管。所述移相變壓器為星型·三角延邊式或Z型連接式變壓器。由上述技術方案可以看出，本發明提供的高壓變頻裝置，通過將功率單元中的第 一級電路輸出端子與第二級電路輸入端子相連，實現了對驅動模式和再生模式的支持，同 時，通過移相變壓器對各功率單元的移相角進行設置，能夠減小甚至抵消輸入到功率單元 的電流中的低次諧波並提高輸入功率因數，從而提高了多個功率單元級聯形成的電路的響 應速度。由於電路中不再應用大電容值的電解電容和大電感值的電感，因此成本更低、更加 環保、性能更加穩定，而且體積和重量更小。
下面將通過參照附圖詳細描述本發明的優選實施例，使本領域的普通技術人員更 清楚本發明的上述及其它特徵和優點，相同的標號表示相同的部件，附圖中圖1是現有技術中高壓變頻裝置的原理示意圖；圖2是現有技術中高壓變頻裝置的電路結構示意圖；圖3是現有技術中PWM整流逆變電路的結構示意圖；圖4是本發明實施例中電壓變換裝置的電路結構示意圖；圖5是本發明實施例中高壓變頻裝置的電路結構示意圖。
具體實施例方式為了使本發明的目的、技術方案及優點更加清楚明白，以下結合附圖及實施例，對 本發明進行進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本發明，並不用於限定本發明。本發明首先提供一種電壓變換裝置，圖4是本發明實施例的電壓變換裝置的電路 結構示意圖。如圖4所示，該電壓變換裝置包括兩級電路，其中第一級電路為IGBT三相全 橋410，第二級電路為IGBT逆變橋420。IGBT三相全橋410的兩個輸出端子僅與IGBT逆變橋 420的兩個輸入端子對應連接；IGBT三相全橋410與圖3中的IGBT三相全橋310完全相同， IGBT逆變橋420則與圖2中的IGBT逆變橋222以及圖3中的IGBT逆變橋320完全相同。IGBT 三相全橋 410 包含 6 個 IGBT 管，分別為 IGBI\、IGBT2, IGBT3> IGBT4, IGBT5, IGBT6。其中，IGBT1的源極S極與IGBT2的漏極D極相連，IGBT3的S極與IGBT4的D極相連， IGBT5 的 S 極與 IGBT6 的 D 極相連；IGBI\、IGBT3 和 IGBT5 的 D 極相連，IGBT2, IGBT4 和 IGBT6 的S極相連。IGBT1的S極和IGBT2的D極相連作為電壓變換裝置的一個輸入端子，IGBT3的S 極和IGBT4的D極相連作為電壓變換裝置的另一個輸入端子，IGBT5的S極和IGBT6的D極 相連作為電壓變換裝置的第三個輸入端子。IGBT 逆變橋 420 包含 4 個 IGBT 管，分別為 IGBT7、IGBT8、IGBT9、IGBT1(I。其中，IGBT7 的S極與IGBT8的D極相連形成電壓變換裝置的第一輸出端，IGBT9的S極與IGBTltl的D極 相連形成電壓變換裝置的第二輸出端。IGBT7和IGBT9的D極相連，IGBT8和IGBTltl的S極 相連。同時，IGBI\、IGBT3> IGBT5, IGBT7 和 IGBT9 的 D 極相連，IGBT2, IGBT4, IGBT6, IGBT8 和 IGBT10的S極相連。IGBT三相全橋410的工作模式與高壓二極體三相全橋221基本一致通過選擇將 三相輸入電壓中線電壓最大的兩個IGBT管導通，形成功率的雙向通道。例如，在圖4中，當 輸入側AB間的線電壓最大時，對IGBT1和IGBT4給出導通觸發信號，這時無論第二級電路中 的電流方向如何，均可由電網側經第一級電路直接提供，即第二級電路可自由工作於電機 驅動模式或再生制動模式；其他輸入條件下IGBT的導通選擇方式可通過類推得到。此外， 由於IGBT三相全橋410的工作模式與高壓二極體三相全橋221 —致，且高壓二極體三相全 橋221中的各二極體導通的頻率與三相電網的頻率(50Hz)相同，因此IGBT三相全橋410 的開關頻率也等於三相電網的頻率。而對於圖3中的IGBT全橋310中的各IGBT管，本領 域技術人員應當了解，其開關頻率顯然高於三相電網的頻率，因此圖4所示的IGBT三相全 橋410相比於圖3所示的IGBT三相全橋310，IGBT管的工作頻率更低，從而系統損耗也就 更低。較佳地，為了進一步對輸入IGBT三相全橋410的交流電流信號進行平滑濾波處 理，還可以進一步為每相輸入增加由輸入濾波電感430和輸入濾波電容440構成的LC低通 濾波器。這樣，該電壓變換裝置中進一步包括輸入濾波電感430和輸入濾波電容440。輸 入濾波電感430包含三組濾波電感，分別為L1、L2和L3。輸入濾波電容440包含三組濾波 電容，分別為C1、C2和C3。Ll的一端為電壓變換裝置的一個輸入端子，另一端與IGBT1的S極相連；L2的一 端為電壓變換裝置的另一個輸入端子，另一端與IGBT3的S極相連；L3的一端為電壓變換裝 置的第三個輸入端子，另一端與IGBT5W S極相連。每組濾波電容可以由一個或多個電容 的串、並聯組合構成，C1、C2和C3的一端相連，Cl的另一端連接IGBT1的S極，C2的另一端 連接IGBT3的S極，C3的另一端則連接IGBT5的S極。
此時電壓變換裝置中的輸入濾波電容和輸入濾波電感，根據逆變橋420的開關頻 率不同，輸入濾波電容可以選擇為幾十微法，輸入濾波電感則可以選擇為幾十到幾百微亨， 因此其體積和重量都顯著小於現有技術中的電解電容和電感。將圖4中所示的電壓變換裝置用於高壓變頻裝置中的功率單元，從而本發明實施 例提供的高壓變頻裝置的電路結構如圖5所示，包括移相變壓器510和3η個功率單元520， 每相對應的功率單元為η個，η為大於等於1的自然數。圖5與圖2的區別在於在圖5中，以圖4中所示的電壓變換裝置替換了圖2中的 功率單元220。如圖5所示，η個功率單元串聯構成一相，每相中各功率單元的輸出端子依次串聯 形成級聯電路，三相星型相連後輸出給負載設備Μ。本領域普通技術人員容易理解，通過合理設計移相變壓器的移相角，就能夠減小 甚至抵消輸入到功率單元的電流中的低次諧波並提高輸入功率因數，相關方法可以參閱本 領域相關技術資料，此處不再介紹。需要說明的是，濾波電容的連接方式還可以採用其它方式，以圖4和圖5中的輸入 濾波電容440為例，可以在每兩相輸入電壓之間連接一組輸入濾波電容——即，A相與B相 間一組，B相與C相間一組，A相與C相間一組。此外，上述以IGBT管為例進行的說明，並不表示對本發明的限定，對於如圖4或圖 5所示的電路結構，IGBT管可以使用功率場效應管、門級可關斷功率晶閘管或者集成門極 換向晶閘管等各種功率電晶體替代，並不影響本發明的實現。在現有技術中，目前還存在利用矩陣變換器進行與本發明類似的交_交變換的應 用，然而這種應用局限於單個矩陣變換器所實現的三相交流輸入-三相交流輸出，且主要 用於低壓驅動的應用場景，因此與本發明實施例的使用場合及工作方式都存在較大差異， 由於矩陣變換器是電力領域的常用設備，故此處不再展開分析。根據上述可見，本發明實施例提供的高壓變頻裝置，通過將功率單元中的第一級 電路輸出端子與第二級電路輸入端子相連，實現了對驅動模式和再生模式的支持，同時，通 過移相變壓器對各功率單元的移相角進行設置，能夠減小甚至抵消輸入到功率單元的電流 中的低次諧波並提高輸入功率因數，從而提高了多個功率單元級聯形成的電路的響應速 度。由於電路中不再應用大電容值的電解電容和大電感值的電感，因此成本更低、更加環 保、性能更加穩定，而且體積和重量更小。以上所述僅為本發明的較佳實施例而已，並不用以限制本發明，凡在本發明的精 神和原則之內所作的任何修改、等同替換和改進等，均應包含在本發明的保護範圍之內。
權利要求
一種高壓變頻裝置，該裝置包括移相變壓器和3n個功率單元，每n個功率單元串聯構成一相，三相星型相連後輸出給負載設備，n為正整數，其特徵在於所述移相變壓器的次級接向所述的3n個功率單元並向每個功率單元的第一級電路供電；所述每個功率單元為兩級電路構成的交 交變換電路，第一級電路是由可關斷半導體功率器件構成的三相全橋，第二級電路是由可關斷半導體功率器件構成的逆變橋，所述第一級電路的兩個輸出端子僅與第二級電路的兩個輸入端子對應連接。
2.根據權利要求1所述的裝置，其特徵在於，所述功率單元的第一級電路與對應於移 相變壓器的副邊繞組間進一步包括三組輸入濾波電感和三組輸入濾波電容，所述每組輸入 濾波電感由一個或多個電感的串、並聯構成，每組輸入濾波電容由一個或多個電容的串、並 聯構成。
3.根據權利要求1所述的裝置，其特徵在於，所述每組輸入濾波電感對應一相，所述各 組輸入濾波電容的其中一端相連，且每組輸入濾波電容的另一端分別對應連接一相；或者，所述每組輸入濾波電感對應一相，且每兩相之間連接一組輸入濾波電容。
4.根據權利要求3所述的裝置，其特徵在於，所述每組輸入濾波電感的電感量小於1毫亨。
5.根據權利要求4所述的裝置，其特徵在於，所述每組輸入濾波電容為100微法以下的 無極性電容。
6.根據權利要求4所述的裝置，其特徵在於，所述可關斷半導體功率器件為IGBT管、 功率場效應管或門級可關斷功率晶閘管。
7.根據權利要求1至6中任一項所述的裝置，其特徵在於，所述移相變壓器為星型 三 角延邊式或Z型連接式變壓器。
全文摘要
本發明公開了一種高壓變頻裝置，該裝置包括移相變壓器和3n個功率單元，每n個功率單元串聯構成一相，三相星型相連後輸出給負載設備，n為正整數，所述移相變壓器的次級接向所述的3n個功率單元並向每個功率單元的第一級電路供電；所述每個功率單元為兩級電路構成的交-交轉換電路，第一級電路是由可關斷半導體功率器件構成的三相全橋，第二級電路是由可關斷半導體功率器件構成的逆變橋，所述第一級電路的兩個輸出端子僅與第二級電路的兩個輸入端子對應連接。本發明實施例提供的高壓變頻裝置，成本更低、更加環保、性能更加穩定，而且體積和重量更小。
文檔編號H02M5/458GK101989816SQ20091009010
公開日2011年3月23日 申請日期2009年7月31日 優先權日2009年7月31日
發明者克晶, 吳學智, 姚吉隆, 宋英華, 趙研峰 申請人:西門子(中國)有限公司