鎖相電路和無線電通信設備的製作方法
2023-09-10 00:52:35
專利名稱：鎖相電路和無線電通信設備的製作方法
技術領域：
本公開涉及一種鎖相電路和無線電通信設備，其包括具有電壓校正功能的校準電路，用於向壓控振蕩器提供合適的校準電壓。
背景技術：
現在，在RF收發器中，頻率合成器作為可以實現高精度輸出頻率的本地振蕩器可能是必不可少的。圖1是示出RF收發器的典型配置的圖。圖2是示出圖1中的PLL(頻率合成器)的典型配置的圖。圖1的RF收發器1具有天線2、低噪聲放大器(LNA) 3、功率放大器(PA) 4、濾波器 5和6、混頻器7和8、以及作為頻率合成器的鎖相電路(PLL 鎖相環)9。圖2的PLL 9具有相位比較器(相位頻率檢測器PFD) 10、電荷泵(CP) 11、以及環路濾波器(LF) 12。PLL 9還包括壓控振蕩器(VCO) 13和分頻器(N) 14。因為RF收發器1需要高精度調製和解調時鐘，所以典型地將使用電感器L和電容器C的LC-VCO用作圖2中的VC0。圖3是示出LC-VCO的典型配置的圖。如圖3所示，LC-VCO包括電感器L、偏置電容COS、變容二極體(varactor)電容 CVAR、用於實現負電阻的電晶體TR、以及電路偏壓電阻RTOP和RBTM。在此情況下，圖3中的端子TVCTL和端子TOUT分別表示圖2中的端子TVCTL和端子 TOUT。下面將簡要描述使用LC-VCO作為VCO 13的PLL的操作。首先，PFD 10檢測參考信號REF與通過將PLL 9的輸出OUT進行分頻而獲得的信號ra之間的相位差作為相位差信息，並將該相位差信息傳遞給cp 11。CP 11將對應於該相位差的電流發送到LF 12中。LF 12將該電流轉換為電壓信息。VCO 13接收該電壓VCTL。VCO 13改變變容二極體電容CVAR的電容，從而改變振蕩頻率。因此，一直進行反饋，直到參考信號REF與信號FB的相位(頻率)變得彼此相同。 從而產生與參考信號REF同步的時鐘。圖4是示出LC-VCO的控制電壓相對於頻率的特性的圖。一般地，在考慮到實際性能的情況下，LC-VCO的振蕩頻率的可變範圍最多約為兩倍。在圖4中頻率如標記A所指示地變化。通過對變容二極體電容CVAR和偏置電容COS提供幾個比特，步進地(數字地)改變電容，並且通過變容二極體電容CVAR連續地(以模擬方式)改變步幅之間的電容，實現上述變化。雖然也可以想到例如通過圖4中的標記B所指示的特性，但難以通過LC-VCO實現該特性。即使可以實現該特性，VCO 13的電壓相對於頻率的轉換增益Kvco也增加。當電壓相對於頻率的轉換增益Kvco增加時，將CP 11的電流噪聲、LF 12的電阻噪聲等乘以電壓相對於頻率的轉換增益Kvco，並轉換為VCO 13的輸出相位噪聲。因此，通常期望低的電壓相對於頻率的轉換增益Kvco，並且通過儘可能地降低電壓相對於頻率的轉換增益Kvco來緩和對整個PLL的相位噪聲設計。換言之，振蕩頻率一般如圖4中的特性曲線A所示地變化。即使如此，也可以由低的電壓相對於頻率的轉換增益Kvco來覆蓋寬的頻率範圍。數字地切換的一個覆蓋的頻率範圍將稱為「頻帶(band) 」。在此情況下，非常重要的是在頻帶之間提供頻率冗餘。此頻率冗餘將稱為「頻帶重疊」。此頻帶重疊還將定義用於以後的描述。圖5是輔助說明頻帶重疊的定義的圖。關注圖5中所示的頻帶Bandl，因為頻帶重疊是兩個頻帶之間的頻率冗餘，所以頻帶Bandl和頻帶Band2之間存在頻帶重疊B0LH，並且頻帶Bandl和頻帶BandO之間存在頻帶重疊BOLL。將頻帶重疊BOLH定義為在頻率校準電壓Vcal處、相對於頻帶Bandl和Band2的相應頻率Fl和F2之間的中間頻率F12c所擁有的餘量。具體地，頻帶重疊BOLH是當向頻帶Bandl提供最大控制電壓Vdrh時的振蕩頻率 Flh所擁有的相對於中間頻率F12c的餘量。如下表示頻帶重疊B0LH。[等式1]
(Flh - Fl.VlBOLH = 1-JxW0 |%1在此情況中，由以下等式獲得中間頻率F12c。[等式2]
P /"丄 PI fF12e=.丄——化
2類似地，將頻帶重疊BOLL定義為在頻率校準電壓Vcal處、相對於頻帶BandO和 Bandl的相應頻率FO和Fl之間的中間頻率FOlc而擁有的餘量。具體地，頻帶重疊BOLL是當向頻帶BandO提供最小控制電壓Vdrl時的振蕩頻率 Flmin所擁有的相對於中間頻率FOlc的餘量。如下表示頻帶重疊BOLL。[等式3]BOI —..=χ 100 f*l由以下等式獲得中間頻率FOlc。[等式4]I-OlG =-
2在沒有頻帶重疊的情況下，當目標頻率正好落在頻帶之間的頻率間隔中時，PLL不能鎖定頻率。然而，獲得大的頻帶重疊等效於提高了電壓相對於頻率的轉換增益Kvco，並且在
5獲得大頻帶重疊與PLL相位噪聲設計之間存在折中。因此，一般期望將頻帶重疊設計得儘可能地小。以上描述中的電壓Vdrh和Vdrl分別是在CP能夠確保性能的情況下輸出動態範圍的最大值和最小值。因此，可變頻率範圍由電壓限制。因此，當在高級的低電壓處理中通過相同數目的比特實現相似的頻率改變時，提高電壓相對於頻率的轉換增益Kvco，並且設計變得嚴格。此外，作為系統要求規格，可能期望實現到目標頻率的鎖定，並且通過加上或減去幾個百分點而改變頻率來進行精細調節。在這樣的情況中，頻帶重疊也是重要的指標。因為如上所述覆蓋的頻率範圍由頻帶限制，所以需要選擇合適的頻帶，使得將PLL 鎖定到目標頻率，並且需要進行頻率校準。因此，如圖6中所示，除了 PLL塊，用於執行頻率校準的電路是必須的。圖6是示出PLL塊和校準電路的圖。校準電路20具有頻率計數器(FC) 21、目標頻率存儲電路(REGTG) 22、以及用於保持頻率計數器的計數器值的計數器值保持電路(REGFC) 23。校準電路20具有比較器電路(C0MP)24，用於將目標頻率與FC 21計數的值進行比較。校準電路20具有控制電路(CTL) 25，用於確定COMP M的比較結果，並將控制信號提供給VCO 13;以及偏壓電路(VBIAS06，用於將電壓提供給VCO 13的控制電壓端子。圖7是示出典型校準序列的圖。下面將參照圖7描述典型校準序列。首先，圖6中所示的CTL 25輸出控制信號SCTL，使得VCO 13以最低的頻率振蕩， 並且VBIAS 26提供控制電壓值(STl)。在此情況中，N表示SCTL碼，並且假設如下情況將所有電容設置在開(ON)狀態中，並且通過最大化N而使振蕩頻率變為最低。在此狀態中，將外部參考時鐘REFCLK設置到指定的計數時間，並且FC 21對VCO 13的振蕩頻率計數(ST2)。COMP對將？0 21的計數結果與保持在REGTG 22中的目標頻率進行比較。當FC 21的計數結果低於目標頻率時，將該結果保持在REGFC 23中。CTL 25再次改變控制信號 SCTL，並且控制控制信號SCTL，以便提高VCO 13的振蕩頻率。重複以上序列，直到振蕩頻率超過目標頻率。當振蕩頻率超過目標頻率時，進行比較，以確定當前計數值和保持在REGFC 23中的緊接在前的狀態中的計數值中的哪個更接近目標值，並確定要使用的頻帶。然後，校準序列結束。非常重要的是，在此頻率校準中不選擇錯誤頻帶。由於在校準時提供的電壓(在圖6中由VCTL表示的電壓)與VCO的振蕩頻率之間的關係而造成錯誤頻帶的選擇。圖8A和圖8B示出了此現象的示例。圖8A和圖8B是示出VCO的控制電壓相對於頻率的特性的圖，所述圖輔助說明校準電壓進行的頻率校準中的錯誤。圖8A示出了校準成功的示例。
在此示例中，校準電壓Vcal存在於VCO 13的控制電壓的上限Vdrh和下限Vdrl 的正中間，並且每個頻帶關於其與限值Vdrl和Vdrh之間的校準電壓Vcal的交點對稱。假定對於兩個頻帶Bandl和Band2存在目標頻率Ftg，如線X所指示的。此外，當向頻帶Bandl和Band2提供校準電壓Vcal時的頻率分別表示為Flc和F2c，並且頻率Flc 和F2c的中間頻率是Fe。根據校準序列的以上描述，因為Ftg < Fe，所以校準電路選擇頻帶Bandl。因此，校準序列結束。當操作PLL時，用於PLL的控制電壓改變，並且將PLL鎖定到目標頻率Ftg，其中Vctl = Vlf0此時，示出頻率Flh充分高於目標頻率Ftg，並存在餘量。另一方面，圖8B示出了校準錯誤的示例。在此示例中，電壓Vdrl、Vcal和Vdrh之間的關係相同，而每個頻帶關於限值Vdrl 和Vdrh之間的校準電壓Vcal不對稱。根據圖8B，Ftg < Fe。因此，頻率校準電路20選擇頻帶Bandl。即使當校準序列結束而進行到PLL操作時，控制電壓也改變，並且達到頻帶Bandl的最大頻率Flh，而達不到目標頻率Ftg。換言之，在通過圖8B中所示的校準電壓Vcal執行頻率校準的情況下，PLL不能鎖定到目標頻率Ftg，並且選擇了錯誤的頻帶。
發明內容
如上所述，VCO 13的控制電壓相對於頻率的特性是非線性和非對稱的。此非線性性和此非對稱性依賴於製造工藝、溫度等而變化。因此，當如上所述的固定電壓用於頻率校準時，可能選擇達不到目標頻率的頻帶。為了防止此校準錯誤，進行設計，使得通過提高變容二極體電容從而提高頻率變化的量而提高頻帶重疊，因此能夠確定地覆蓋目標頻率。然而，如前所述，獲得大頻帶重疊等效於提高電壓相對於頻率的轉換增益Kvco，並且獲得大頻帶重疊與PLL相位噪聲設計之間的折中成為問題。期望提供一種鎖相電路和一種無線電通信設備，其能夠產生合適頻率校正時的電壓，消除頻率校正錯誤，保持電壓相對於頻率的轉換增益kvco為低，並緩和PLL相位噪聲設計。根據本公開的第一方面，提供了一種鎖相電路，包括鎖相部分，包括具有電容組並根據電壓信息改變振蕩頻率的壓控振蕩器，所述鎖相部分將所述壓控振蕩器的振蕩信號鎖相到參考信號；以及校準部分，具有電壓校正功能，用於在對所述壓控振蕩器執行頻率校準時向所述壓控振蕩器提供合適的校準電壓。所述校準部分包括計數器電路，用於對所述壓控振蕩器的輸出振蕩信號的頻率進行計數；第一存儲電路和第二存儲電路，用於保持所述計數器電路的計數結果；比較器電路，用於將所述計數器電路的計數結果與目標頻率進行比較，並確定所述計數器電路的計數結果是否高於所述目標頻率；控制電路，用於接收所述比較器電路的結果，將所述計數器電路的計數結果與由所述第一存儲電路保持的結果進行比較，並控制所述壓控振蕩器的電容組；電壓產生電路，用於產生所述校準電壓，並將所述校準電壓提供給所述壓控振蕩器，以及處理電路，用於根據所述計數器電路的計數結果以及所述第一存儲電路和所述第二存儲電路的結果執行計算，並根據所述計算的結果控制所述電壓產生電路。根據本公開的第二方面，提供了一種無線電通信設備，包括天線，接收無線電信號；鎖相電路，用於輸出鎖相到參考信號的振蕩信號；低噪聲放大器，用於控制由所述天線接收的接收信號的增益；第一頻率轉換部分，用於接收所述鎖相電路的振蕩信號，並使經由所述低噪聲放大器接收的所述接收信號經受頻率轉換；第二頻率轉換部分，用於接收所述鎖相電路的振蕩信號，並使傳送信號經受頻率轉換；以及功率放大器，用於放大從所述第二頻率轉換部分的頻率轉換產生的傳送信號，並將所述傳送信號輸出到所述天線側。所述鎖相電路包括鎖相部分，包括具有電容組並根據電壓信息改變振蕩頻率的壓控振蕩器，所述鎖相部分將所述壓控振蕩器的振蕩信號鎖相到參考信號；以及校準部分，具有電壓校正功能，用於在對所述壓控振蕩器執行頻率校準時向所述壓控振蕩器提供合適的校準電壓；所述校準部分包括計數器電路，用於對所述壓控振蕩器的輸出振蕩信號的頻率進行計數； 第一存儲電路和第二存儲電路，用於保持所述計數器電路的計數結果；比較器電路，用於將所述計數器電路的計數結果與目標頻率進行比較，並確定所述計數器電路的計數結果是否高於所述目標頻率；控制電路，用於接收所述比較器電路的結果，將所述計數器電路的計數結果與由所述第一存儲電路保持的結果進行比較，並控制所述壓控振蕩器的電容組；電壓產生電路，用於產生所述校準電壓，並將所述校準電壓提供給所述壓控振蕩器，以及處理電路，用於根據所述計數器電路的計數結果以及所述第一存儲電路和所述第二存儲電路的結果執行計算，並根據所述計算的結果控制所述電壓產生電路。根據本公開，可以產生合適頻率校正時的電壓，消除頻率校正錯誤，保持電壓相對於頻率的轉換增益Kvc0低，並緩和PLL相位噪聲設計。
圖1是示出RF收發器的典型配置的圖；圖2是示出圖1中的PLL(頻率合成器)的典型配置的圖；圖3是示出LC-VCO的典型配置的圖；圖4是示出LC-VCO的控制電壓相對於頻率特性的圖；圖5是輔助說明頻帶重疊的定義的圖；圖6是示出PLL塊和校準電路的圖；圖7是示出典型校準序列的圖；圖8A和圖8B是示出VCO的控制電壓相對於頻率的特性的圖，所述圖輔助說明校準電壓進行的頻率校準中的錯誤；圖9是示出作為根據本公開的實施例的無線電通信設備的RF收發器的配置的示例的圖；圖10是示出包括根據本公開的實施例的校準電路的PLL (頻率合成器)的配置的示例的圖；圖11是示出LC-VCO的配置的示例的圖；圖12是示出根據本實施例的校準序列的圖表；圖13A和圖1 是示出控制電壓相對於頻率的特性的圖，所述圖輔助說明根據本實施例的頻率校準；以及圖14是示出作為電壓產生電路的偏壓電路的配置的示例的圖。
具體實施例方式下面將參照
本公開的優選實施例。順便提及，將以以下順序進行說明。1. RF收發器(無線電通信設備)和PLL的基本配置2.頻率校準電路的配置和校準序列圖9是示出作為根據本公開的實施例的無線電通信設備的RF收發器的配置的示例的圖。圖10是示出包括根據本公開的實施例的校準電路的PLL (頻率合成器)的配置的示例的圖。圖9的RF收發器100具有天線110、LNA(低噪聲放大器)120、PA(功率放大器)130、以及濾波器140和150。RF收發器100具有作為第一頻率轉換部分的混頻器160、作為第二頻率轉換部分的混頻器170、以及作為頻率合成器的PLL(鎖相環)180。PLL形成鎖相部分。在RF收發器100中，由天線110接收的接收信號由LNA 120控制增益，並且該接收信號經由濾波器140提供到混頻器160。混頻器160基於來自PLL 180的本地振蕩信號得到頻率差，並將頻率差輸出到後級中的處理系統。此外，傳送信號在混頻器170中經受混頻處理，經由濾波器150由PA 130放大，接著經由天線Iio通過無線電傳送，其中，所述混頻器170接收從PLL180提供的本地信號。如圖10中所示，PLL 180包括頻率校準電路190。圖10中的PLL 180具有PFD(相位頻率檢測器相位比較器)181、CP(電荷泵)182、和LF (環路濾波器)183。PLL 180還包括VCO (壓控振蕩器)184和DN (分頻器)185。因為RF收發器100需要高精度調製和解調時鐘，所以將使用電感器L和電容器C 的LC-VCO用作圖10中的VCO 184。圖11是示出LC-VCO的配置的示例的圖。如圖11中所示，LC-VCO包括電感器Li、偏置電容C0S1、變容二極體電容CVAR1、用於實現負電阻的電晶體TRl、以及電路偏壓電阻RTOPl和RBTMl。在此情況下，圖11中的端子TVCTL和端子TOUT分別表示圖10中的端子TVCTL和端子TOUT。下面將主要描述使用LC-VCO作為VCO 184的PLL的操作。首先，PFD 181檢測參考信號REF與通過將PLL 180的輸出OUT進行分頻而獲得的信號FB之間的相位差作為相位差信息，並將該相位差傳遞給CP 182。CP 182將對應於該相位差的電流發送到LF 183中。LF 183將該電流轉換為電壓信息。VCO 184接收電壓VCTL。VCO 184改變變容二極體電容CVARl的電容，從而改變振蕩頻率。因此，執行反饋，直到參考信號REF和信號FB的相位(頻率)變得彼此相同。從而產生了與參考信號REF同步的時鐘。根據本實施例的校準電路190在頻率校準的合適時間將校準電壓提供給VCO 184，即使當製造工藝角落(corner)改變時也是如此。從而，可以確保頻帶重疊，並且可以通過不使電壓相對於頻率的轉換增益Kvco不必要地增加而緩和PLL的常數設計的折中。下面將描述頻率校準電路的配置和校準序列。 (Bandl的頻率Fl)的情況。圖13B表示Fc < Fl 的情況。下面將參照圖12以及圖13A和13B說明根據本實施例的校準序列。當校準開始時，CTL 196首先以控制信號SCTL為最大值時的代碼(N = max)導通電容組的所有電容，以將VCO 184設置在最慢操作的狀態中(STll)。另外，VBIAS 197產生三種類型的電壓V (M)作為電壓VCTL，其中M = 0、1、2。VBIAS 197首先將電壓VCTL設置為第一電壓V(O)(對應於圖13A和13B中示出的V0)，並將第一電壓V(O)提供給VCO 184。FC 191計數此時的第一頻率FO，並將該計數值存儲在REGFC 193中。接著，VBIAS 197將電壓VCTL設置為第二電壓V(I)(對應於圖13A和1 中示出的VI)，並將第二電壓V(I)提供給VCO 184。如上所述，FC 191計數第二頻率F1，並將該計數結果存儲在REGFC (2) 194中。接著，VBIAS 197將電壓VCTL設置為第三電壓VO)(對應於圖13A和13B中所示的V2)，並將第三電壓V (2)提供給VCO 184。如上所述，FC 191計數第三頻率F2 (ST12至 ST14)。雖然在每個各自的情況下、第二電壓Vl可以分別在第一電壓VO和第三電壓V2之間任意選擇，但例如從容易產生第二電壓Vl的角度，期望使用電源地的中間電壓。因此，下面在假設將第二電壓Vl選擇為第一電壓VO和第三電壓V2之間的中間電壓的情況下進行說明。接著，將通過以上測量所獲得的三條頻率數據提供給CALC(處理電路或算術單元)198，其中，如下執行操作(ST15)。通過以下等式5，從第一頻率FO和第三頻率F2獲得中間頻率Fe。[等式5]Fc 『—'................
2接著，確定第二頻率Fl是高於中間頻率Fc還是低於中間頻率Fe，進行情況分離， 獲得如圖13A和13B中所示的每種情況下的近似線性的函數F(V)，並且獲得當該近似線性函數F(ν)產生中間頻率Fc時的近似校準電壓Veal。當Fc > Fl時，如以下等式6獲得函數F (ν)。[等式6]
可以如以下等式7計算電壓Vcal1 [等式7]
= 『 K.
類似地，當Fc < Fl時，如以下等式8計算電壓Veal。 [等式8]Vcal 二二一丄(VI - V0) f VO
I- I - Ft)-CALC 198基於此操作的結果控制VBIAS 197。VBIAS 197輸出對應於該結果的電壓(ST16)。接著執行步驟ST17至ST23的處理(步驟ST17至ST23的處理基本類似於圖7中的處理)。將外部參考時鐘REFCLK設置為指定的計數時間，並且FC 191對VC0184的振蕩頻率進行計數(ST17至ST19)。COMP 195將FC 191的計數結果與REGTG 192中保持的目標頻率進行比較。當FC 191的計數結果低於目標頻率時，在REGFC 193中保持該結果。CTL 195再次改變控制信號 SCTL，並控制控制信號SCTL，以便提高VCO 184的振蕩頻率。重複以上序列，直到振蕩頻率超過目標頻率為止。當振蕩頻率超過目標頻率時，進行計較，以確定當前計數值與緊接在前的狀態中的計數值(REGFC 193中保持該計數值)中的哪個更接近於目標值，並確定要使用的頻帶。 然後，校準序列結束。圖14示出了作為電壓產生電路的VBIAS的配置的示例。如圖14中所示，VBIAS 197包括電阻RO到RN+1、和開關SwO到SwN0開關Sw根據來自CALC 198的信號執行切換，並輸出對應於代碼的電壓。在由此電阻梯產生的電壓之中，能夠產生對應於圖13A和13B中所示的電壓V0、Vl和V2的電壓就足夠了。執行用於確定這種校準電壓的序列。然後執行頻率校準。從而，將校準電壓Vcal校正為一直使頻帶重疊BOLH和BOLL 最大化的電壓，而不論形成VCO 184的元件如何變化。由此，不需要不必要地提高電壓相對於頻率的轉換增益Kvco，因此，不需要提高變容二極體電容。即，存在更小面積的可能性。此外，因為可以降低電壓相對於頻率的轉換增益Kvco，所以可以緩和PLL的相位噪聲設計的折中，這也導致設計的簡化。如上所述，本實施例可以提供以下效果。可以利用簡單的電路配置最大化頻帶重疊，而不依賴於製造變化。因為不需要不必要地提高變容二極體電容，所以可以預期電路面積的減小。因為不需要不必要地提高變容二極體電容，所以可以降低電壓相對於頻率的轉換增益Kvco，並且可以預期PLL的相位噪聲設計的緩和。本公開包含與2010年8月13日向日本專利局提交的日本優先權專利申請JP 2010-181M7中公開的主題相關的主題，通過引用將其全部內容合併到這裡。本領域技術人員應當理解，依賴於設計需求和其他因素可以出現各種修改、組合、 子組合和更改，只要它們在權利要求或其等效物的範圍內。
權利要求
1.一種鎖相電路，包括鎖相部分，包括具有電容組並根據電壓信息改變振蕩頻率的壓控振蕩器，所述鎖相部分將所述壓控振蕩器的振蕩信號鎖相到參考信號；以及校準部分，具有電壓校正功能，用於在對所述壓控振蕩器執行頻率校準時向所述壓控振蕩器提供合適的校準電壓； 所述校準部分包括計數器電路，用於對所述壓控振蕩器的輸出振蕩信號的頻率進行計數， 第一存儲電路和第二存儲電路，用於保持所述計數器電路的計數結果， 比較器電路，用於將所述計數器電路的計數結果與目標頻率進行比較，並確定所述計數器電路的計數結果是否高於所述目標頻率，控制電路，用於接收所述比較器電路的結果，將所述計數器電路的計數結果與由所述第一存儲電路保持的結果進行比較，並控制所述壓控振蕩器的電容組，電壓產生電路，用於產生所述校準電壓，並將所述校準電壓提供給所述壓控振蕩器，以及處理電路，用於根據所述計數器電路的計數結果以及所述第一存儲電路和所述第二存儲電路的結果執行計算，並根據所述計算的結果控制所述電壓產生電路。
2.如權利要求1所述的鎖相電路，其中，所述校準部分的處理電路根據關於當所述電壓產生電路向所述壓控振蕩器提供第一電壓時的第一頻率、當所述電壓產生電路向所述壓控振蕩器提供第二電壓時的第二頻率、和當所述電壓產生電路向所述壓控振蕩器提供第三電壓時的第三頻率的三條頻率數據，執行所述計算，其中所述第一電壓、所述第二電壓和所述第三電壓是彼此不同的三個電壓。
3.如權利要求2所述的鎖相電路，其中，所述處理電路從所述第一頻率和所述第三頻率獲得中間頻率，確定所述第二頻率高於還是低於所述中間頻率並進行情況分離，在每個情況中獲得電壓相對於頻率的近似線性函數，獲得對應於所述中間頻率的近似電壓，並控制所述電壓產生電路以便產生根據所述近似電壓的電壓。
4.如權利要求1所述的鎖相電路， 其中，所述鎖相部分包括相位比較器，用於將所述參考信號和所述壓控振蕩器的輸出振蕩信號的相位彼此進行比較，電荷泵，用於將所述相位比較器的相位比較信息轉換為電流，以及環路濾波器，用於接收從所述電荷泵流入的電流，將電流信息轉換為電壓信息，並將所述電壓信息提供給所述壓控振蕩器。
5.一種無線電通信設備，包括 天線，接收無線電信號；鎖相電路，用於輸出鎖相到參考信號的振蕩信號； 低噪聲放大器，用於控制由所述天線接收的接收信號的增益； 第一頻率轉換部分，配置為接收所述鎖相電路的振蕩信號，並使經由所述低噪聲放大器接收的所述接收信號經受頻率轉換；第二頻率轉換部分，配置為接收所述鎖相電路的振蕩信號，並使傳送信號經受頻率轉換；以及功率放大器，配置為放大從所述第二頻率轉換部分的頻率轉換產生的所述傳送信號， 並將所述傳送信號輸出到所述天線側； 所述鎖相電路包括鎖相部分，包括具有電容組並根據電壓信息改變振蕩頻率的壓控振蕩器，所述鎖相部分將所述壓控振蕩器的振蕩信號鎖相到參考信號；以及校準部分，具有電壓校正功能，用於在對所述壓控振蕩器執行頻率校準時向所述壓控振蕩器提供合適的校準電壓； 所述校準部分包括計數器電路，用於對所述壓控振蕩器的輸出振蕩信號的頻率進行計數， 第一存儲電路和第二存儲電路，用於保持所述計數器電路的計數結果， 比較器電路，用於將所述計數器電路的計數結果與目標頻率進行比較，並確定所述計數器電路的計數結果是否高於所述目標頻率，控制電路，用於接收所述比較器電路的結果，將所述計數器電路的計數結果與由所述第一存儲電路保持的結果進行比較，並控制所述壓控振蕩器的電容組，電壓產生電路，用於產生所述校準電壓，並將所述校準電壓提供給所述壓控振蕩器，以及處理電路，用於根據所述計數器電路的計數結果以及所述第一存儲電路和所述第二存儲電路的結果執行計算，並根據所述計算的結果控制所述電壓產生電路。
6.如權利要求5所述的無線電通信設備，其中，所述校準部分的處理電路根據關於當所述電壓產生電路向所述壓控振蕩器提供第一電壓時的第一頻率、當所述電壓產生電路向所述壓控振蕩器提供第二電壓時的第二頻率、以及當所述電壓產生電路向所述壓控振蕩器提供第三電壓時的第三頻率的三條頻率數據，執行所述計算，其中所述第一電壓、所述第二電壓和所述第三電壓是彼此不同的三個電壓。
7.如權利要求6所述的無線電通信設備，其中，所述處理電路從所述第一頻率和所述第三頻率獲得中間頻率，確定所述第二頻率高於還是低於所述中間頻率並進行情況分離，在每個情況中獲得電壓相對於頻率的近似線性函數，獲得對應於所述中間頻率的近似電壓，並控制所述電壓產生電路以便產生根據所述近似電壓的電壓。
8.如權利要求5所述的無線電通信設備， 其中，所述鎖相部分包括相位比較器，用於將所述參考信號和所述壓控振蕩器的輸出振蕩信號的相位彼此進行比較，電荷泵，用於將所述相位比較器的相位比較信息轉換為電流，以及環路濾波器，用於接收從所述電荷泵流入的電流，將電流信息轉換為電壓信息，並將所述電壓信息提供給所述壓控振蕩器。
全文摘要
這裡公開了一種鎖相電路，包括鎖相部分，包括具有電容組並根據電壓信息改變振蕩頻率的壓控振蕩器，所述鎖相部分將所述壓控振蕩器的振蕩信號鎖相到參考信號；以及校準部分，具有電壓校正功能，用於在對所述壓控振蕩器執行頻率校準時向所述壓控振蕩器提供合適的校準電壓；所述校準部分包括計數器電路、第一存儲電路和第二存儲電路、比較器電路、控制電路、電壓產生電路、以及處理電路。
文檔編號H03L7/18GK102377430SQ201110230440
公開日2012年3月14日 申請日期2011年8月12日 優先權日2010年8月13日
發明者原田真吾, 藤原徹哉 申請人:索尼公司