一種基於正交數字包絡檢波的0/π調製測角方法與流程
2023-10-18 10:57:24 1
本發明屬於無線通信技術領域，涉及通信與測控領域中的一種單脈衝單通道跟蹤接收機技術，可用於對目標的捕獲、跟蹤。
背景技術：
在超寬帶通信系統中，通常設計一窄波束高增益定向天線，採用自跟蹤雷達穩定地跟蹤目標，確保接收信號的功率大小，保障數據的遠距離可靠傳輸。針對目前常用的單脈衝單通道雷達跟蹤系統，跟蹤接收機分為0/π調製和四相調製兩種調製方法，將射頻饋源網絡輸出的和差信號採用不同調製方式合為一路信號，通過對應方法解調角度差信息，並將其傳遞給伺服系統，驅動天線對準目標。因此，對跟蹤接收機測角精度的研究有重要意義。
Adams.Norman.H.、Sequeira.H.Brian和Bray.Matthew等人在「Monopulse autotrack methods using software-defined radios」(IEEE Aerospace Confere--nce,2015(3))中提出改進後的0/π調製方法，對正交合併後的差路信號進行0/π兩相調製，利用鎖相環技術實現相干檢波解調角度差信息，跟蹤性能優異，但不足之處在於該方法僅適用於單載波接收信號。
為了將0/π調製方法適用於任何形式的接收信號，李瑞榜早在「擴頻信號跟蹤測角技術研究」(無線電工程，2004(1))中提出了一種改進方法，該方法對兩路差信號用一組正交的低頻調製方波分別進行0/π兩相調製，接收機通過時域相關完成信號能量累計，以解調角度差信息。但不足之處在於時域相關過程中引入噪聲能量，使系統的應用局限於高信噪比環境中。
王小妹在「寬帶雷達信號接收系統單脈衝單通道跟蹤接收機技術研究」(西安電子科技大學論文，2011(10))中介紹了四相調製方法，對正交合併後的差路信號進行四相調製，通過移位相關運算獲得包絡幅度，解調角度差信息，適用於任何形式的接收信號，但不足之處在於跟蹤性能較差。
此外，上述兩種測角方法對和差通道的相位一致性(交叉耦合特性)要求很高，需滿足使得硬體成本和難度大大增加。同時，低頻調製方波無法在跟蹤接收機與射頻網絡前段始終保持同相，隨時間推移或外界環境改變，該相位偏差會導致系統測角性能下降。現有的寬帶信號測角方法無法兼顧高精度測角及低硬體要求。
技術實現要素：
為了克服現有技術的不足，本發明提供一種基於正交移位一點相關包絡檢波技術的正交0/π調製方法，該方法和差通道相位一致性只需滿足低頻調製方波在跟蹤接收機與射頻網絡前段允許出現可容忍的相差，本地載頻與中頻頻率無需完全一致，利於硬體工程實現，系統自跟蹤性能優異。
本發明解決其技術問題所採用的技術方案包括以下步驟：
1)跟蹤接收機接收到饋源網絡輸出的和信號、方位差和俯仰差三路信號，通過一對正交的低頻調製方波，分別對方位差和俯仰差信號進行0/π調製；
2)調製後的兩路差信號與和信號相加，合成單通道跟蹤信號；
3)單通道跟蹤信號進行帶通濾波，通帶大小為信號帶寬的1/6；
4)濾波後的單通道跟蹤信號經過正交下變頻變為I、Q兩路基帶信號，分別通過低通濾波後進行下採樣處理，每個符號的採樣點數不小於4；
5)根據步驟1)採用的一對正交低頻調製方波，將時間分為4個時隙；在每一個時隙內，I、Q兩路信號首尾處各去除N個採樣點，分別延時一個採樣點做自相關運算，完成能量累計，然後二者做求模運算，最終依次輸出4個時隙的總能量值；
6)將四個總能量值的最大值與設定的門限比較，若四個總能量值的最大值大於門限值，則執行步驟7)；否則，返回步驟5)；
7)根據輸出的四個總能量值，通過加減運算解調出兩路差信號以及和信號大小，並作歸一化處理，得到方位差和俯仰差電平；
8)多次統計方位差和俯仰差電平，求平均值，送給伺服系統。
本發明的有益效果是：以正交0/π調製方法為原型做出改進，減小和差信號之間的交叉耦合，降低了跟蹤接收機對和差通道對相位一致性的要求；針對不同波形速率的接收信號，在A/D轉換之前，採用小部分頻帶技術，統一經過一個窄帶帶通濾波器，避免了不同速率信號之間來回切換濾波器的問題；包絡檢波技術採用正交移位一點相關技術，通過下變頻為正交I、Q兩路信號，分別移位一點相關後求模得出信號包絡，採用該技術的優點是本地載頻與中頻無需完全一致，解決了工程實現中的殘留載頻問題。在包絡檢波時，I、Q兩路信號首尾各去除N個採樣點，避免低頻調製方波組在基帶信號端與射頻網絡端的相位偏差所造成的影響，其中，相位延時Δt與去除採樣點數N的關係為Δt＝±N/fs。
附圖說明
圖1是本發明的跟蹤接收機工作原理圖。
圖2是下變頻下採樣及正交移位一點相關包絡檢波原理圖。
圖3是角誤差百分比與和差通道相位差關係仿真圖。
圖4是角誤差百分比與信噪比關係仿真圖。
具體實施方式
下面結合附圖和實施例對本發明進一步說明，本發明包括但不僅限於下述實施例。
本發明的技術思路是，通過時分開關分別實現兩路差信號的0/π調製，降低測角性能對和差通道相位一致性的敏感度；總合成信號通過窄帶濾波器，將不同速率波形的下行通道通過一個通道實現，降低硬體成本；經過正交下變頻得到I、Q兩路基帶信號，分別錯開一個採樣點做自相關，更準確地累計信號能量，同時解決工程實現中的殘留載波問題；每個時隙內的首尾部分採樣點不做相關運算，避免低頻調製方波組在基帶信號端與射頻網絡端的相位偏差影響。
本發明實現步驟如下：
1)跟蹤接收機接收到饋源網絡輸出的和信號、方位差和俯仰差三路信號，通過一對正交的低頻調製方波，分別對方位差和俯仰差信號進行0/π調製；
2)調製後的兩路差信號相加成總的差信號，經過一個定向耦合器，再與和信號相加，合成單通道跟蹤信號；
3)總合成信號通過一個窄帶的帶通濾波器(濾波器的通帶大小一般選為信號帶寬的1/6)；
4)經過正交下變頻變為I、Q兩路基帶信號，分別通過低通濾波器後，再進行下採樣處理(每個符號的採樣點數一般不小於4)；
5)根據步驟1)採用的一對正交低頻調製方波，將時間分為4個時隙。在每一個時隙內，I、Q兩路信號首尾處各去除N個採樣點(去除的採樣點數N由正交調製方波的容許相位延時確定)，分別延時一個採樣點做自相關運算，完成能量累計，然後二者做求模運算，最終依次輸出4個時隙的總能量值；
6)將步驟5)得到的四個總能量值的最大值與設置門限(門限一般設置為無噪聲條件下相關峰值的0.8倍)比較，判斷通信信號是否到來，若總能量值的最大值大於門限值，則執行步驟7)；否則，返回步驟5)；
7)根據輸出的四個總能量值，通過加減運算解調出兩路差信號以及和信號大小，並作歸一化處理，得到方位差和俯仰差電平；
8)多次統計方位差和俯仰差電平，求平均值，送給伺服系統。
參照附圖1和附圖2，本發明的具體實現步驟如下文描述。
1)假設天線饋源網絡產生的三通道信號為：和信號U∑、方位差信號UA和俯仰差信號UE，則
|UA|＝kμθA|U∑|，|UE|＝kμθE|U∑|
其中，θA和θE分別為方位誤差角和俯仰誤差角，k為和差通道耦合係數，μ為天線差斜率。通過兩組正交的低頻調製方波c1(t)和c2(t)分別對方位差和俯仰差信號進行0/π調製，即(c1(t),c2(t))取值為(0,0),(0,1),(1,1),(1,0)時，方位和俯仰誤差信號分別移相(0°，0°)，(0°，180°)，(180°，180°)，(180°，0°)。
2)將四相調製後的信號與和信號相加，得到總合成信號。合成信號在不同時隙下的幅度為
U1＝[1+kμ(θA+θE)]U∑，當(c1(t),c2(t))＝(0,0)時，
U2＝[1+kμ(θA-θE)]U∑，當(c1(t),c2(t))＝(0,1)時，
U3＝[1-kμ(θA+θE)]U∑，當(c1(t),c2(t))＝(1,1)時，
U4＝[1-kμ(θA-θE)]U∑，當(c1(t),c2(t))＝(1,0)時。
3)總合成信號通過一個窄帶的帶通濾波器(濾波器的通帶大小一般選為信號帶寬的1/6)。
4)合成信號經過正交下變頻變為I、Q兩路基帶信號，分別通過低通濾波器後，再進行下採樣處理(每個符號的採樣點數一般不小於4)。
5)以前文提及的一對低頻方波信號c1(t)、c2(t)為基準，將時間分為四個時隙。在每一個時隙內，兩路信號首尾各去除N個採樣點(去除的採樣點數N由正交調製方波的容許相位延時確定)，分別延時一個採樣點做自相關運算，完成能量累計，然後二者做求模運算，輸出總能量值和假設每個時隙內I，Q兩路信號的採樣點為(U1I(1),U1I(2),…,U1I(L))和(U1Q(1),U1Q(2),…,U1Q(L))，則有
其中，L為每個時隙內採樣點數，fs為採樣頻率，可容忍相位延時為Δt＝±N/fs。
6)設定判決門限為η0(門限一般設置為無噪聲條件下相關峰值的0.8倍)，如果滿足關係式(1)：則根據四個時隙的總能量值解調角度差信息；否則，繼續判斷直至關係式(1)成立。
7)設和為未歸一化的方位和俯仰誤差電平，則
由此，可得出歸一化後的方位和俯仰誤差電平和
8)統計M次方位和俯仰誤差電平，求均值作為最終角度差信息，將其送至伺服系統，有
本發明的有益效果可通過以下仿真進一步說明。為方便敘述，下文命名正交0/π調製方法、四相調製方法和0/π調製方法為方法1、2和3。
1.仿真條件
在Simulink平臺搭建跟蹤接收機方法1和2仿真系統，仿真參數設置如下：接收信號形式QPSK，信號比特率100Mbps，方位電平0.7，俯仰電平0.4，和信號電平2，低頻調製方波10KHz，信噪比8dB，採樣率400MHz。
方法3仿真參數設置如下：接收信號形式信標信號，頻率100MHz，方位電平0.7，俯仰電平0.4，和信號電平2，低頻調製方波10KHz，信噪比8dB，採樣率400MHz。
2.仿真內容和結果
仿真一：
用本發明的跟蹤接收機方法1與傳統的四相調製方法2和0/π調製方法3在上述仿真條件下，對測角誤差與隨差通道相位差變化的性能進行仿真比較，仿真結果如附圖3所示。
方法1、2和3的測角誤差與和差通道相位差的關係如圖4-1所示。在和差通道範圍[-20°,20°]時，方法1的測角誤差百分比控制在1/10以內，而方法2和3的測角誤差百分比接近60％。相比於方法2和3，方法1對和差通道相位一致性要求更低，易於硬體實現和降低成本。
仿真二：
用本發明的跟蹤接收機方法1與傳統的四相調製方法2和0/π調製方法3在上述仿真條件下，對測角誤差隨信噪比變化的性能進行仿真比較，仿真結果如附圖4所示。
方法1、2和3的測角誤差與信噪比的關係如圖4-2所示。當信噪比在範圍[0 10]dB時，方法1和3的測角誤差百分比控制在3‰以內，而方法2的測角誤差百分比小於2％。相比於方法2，方法1和方法3可工作的信噪比範圍更大。