Dc/ac併網逆變電路及功率因數調節方法

2023-10-31 00:12:12 7

專利名稱：Dc/ac併網逆變電路及功率因數調節方法
技術領域：
本發明涉及一種併網逆變電路及控制方法，尤其是一種高轉換效率、低諧波失真度的，同時可進行功率因數調節的DC/AC併網逆變電路及調節方法。
背景技術：
在併網逆變電路的作用是將直流電壓變換成正弦交流電，並實現併網供給用電設備使用。高效率、低諧波失真度是該項技術的關鍵指標；在併網發電時，也需要根據電力調度指令調整功率因數。目前存在的併網逆變器技術多採用四管全橋電路結構，如圖2所示，採用雙極性調製方式或單極性調製方式。雙極性調製電路中，四個開關管(虛線框中所示)都以較高開關頻率工作，開關管的損耗較大，影響效率，並且存在較大的開關噪聲和電流紋波幅值。單極性調製電路中，逆變產生的共模電壓幅值變化較大，由此產生的共模電流隨著開關頻率的增加線性增大，諧波失真較嚴重。。

發明內容
本發明的目的是克服現有技術中存在的不足，提供一種DC/AC併網逆變電路，在功率因數為1的工作條件時，僅使用一顆高頻開關管實現調製，有效降低了高頻開關損耗、 提高了轉換效率；在功率因數不為1的工作條件時，僅有兩顆高頻開關管工作，能夠同時實現逆變、併網及功率因數控制，是具有很強過載能力的併網逆變電路，能廣泛用於風力、太陽能併網逆變器、微網逆變器等併網電源和逆變器電源技術應用領域，同時能滿足功率因數調節的要求。本發明採用的技術方案為一種DC/AC併網逆變電路，包括增強型降壓斬波電路、 可控矽換相電路、逆變電流採樣電路、電壓電流檢測電路、可控矽換相控制電路以及SPWM 控制電路。在需要功率因數調節時若逆變器輸出有功功率，增強型降壓斬波電路只有一個功率開關處於SPWM調製狀態，另外一個功率開關處於常開狀態；若逆變器進行無功功率調節，兩個功率開關均處於開關狀態。所述的增強型降壓斬波電路包括功率開關Ql (M0SFET或IGBT)、功率開關Q2 (MOSFET或IGBT)，二極體Dl、二極體D2，電感Ll和電容Cl，功率開關Ql漏極(或集電極)與直流電源正極和二極體D2陰極相接，其源極(或發射極)與電感Ll 一端和二極體Dl陰極相接，功率開關管Q2漏極(或集電極)與二極體D2陽極、電容Cl的一端、換相電路中單向可控矽S2、S4的陰極相接，其源極(或發射極)與二極體Dl的陽極、直流電源負極相接，電感Ll 的一端與Ql的源極(或發射極)、二極體Dl陰極相接，另一端與換向電路中單向可控矽陽極和Cl的一端相接。所述的可控矽換相電路包括4個單向可控矽S 1^4，可控矽Sl與可控矽S2組成串聯組，可控矽S3與可控矽S4組成串聯組，兩個串聯組相併聯，可控矽Sl與可控矽S3的陽極相接，作為高電壓輸入端，可控矽S2與可控矽S4的陰極相接，作為低電壓輸出端。可控矽Sl與可控矽S2的連接點和可控矽S3與可控矽S4的連接點分別作為單相交流輸出端， 接向單相電網或交流負載。可控矽Sl與可控矽S4的驅動信號為一組，可控矽S2與可控矽 S3的驅動信號為一組，導通時間各佔半個工頻周期。所述功率開關Ql、功率開關Q2為高頻開關管，選用器件為MOSEFT或IGBT，功率開關Ql採用SPWM控制。所述可控矽S1 S4為低頻開關管，選用器件為單向可控矽SCR或IGBT。所述的功率因數調節，當逆變器輸出有功功率時，增強型降壓斬波電路只有功率開關Ql處於SPWM調製狀態，使另外一個功率開關Q2處於常開狀態，在Ql關斷時，與二極體D1、電感Ll構成續流迴路。所述的功率因數調節，當逆變器進行無功功率調節時，QU Q2需同時進行開關，當 Ql、Q2同時關斷時，D2、C2、DULl與換向電路構成續流迴路，實現無功功率的控制。本發明的增強型降壓斬波電路完成正弦半波調製和功率因數調節。電路中開關管 Ql採用SPWM控制見圖4，將直流母線C2的直流電能轉換為正弦半波；通過調整兩組可控矽整理器的導通時間，把正弦半波轉成正弦全波；通過調整Q2的導通方式，實現功率因數調節功能。本發明的優點是
整個電路中只有增強型降壓斬波電路中的兩個高頻開關管，且其中一個大部分時間工作在導通模式下，所以開關管的開關損耗很小，逆變效率得到極大提升；
可控矽換相電路中採用的四個工頻可控矽過載能力強，大大增強系統穩定性，器件開關損耗和導通損耗小，提高了系統效率，器件成本低，能夠大幅的降低系統的成本，有利於新能源併網逆變器的推廣普及；
可控矽換相電路中，逆變產生的共模電壓恆定，由此產生共模電流接近零，能有效的抑制共模電流，降低了系統傳導損耗，保證逆變電流的品質。增強型降壓斬波電路中在傳統的Buck電路的基礎上增加一個開關管和一個二極體，可以實現功率因數調節，可滿足日益增長的功率因數可調節的需求。增強型降壓斬波電路和換相電路的巧妙配合，實現了直流輸入和交流輸出的共模抑制，有效的降低了 EMI。


圖1是本發明電路組成示意圖。圖2是常規四管全橋逆變電路原理圖。圖3是本發明的電路原理圖。圖4是本發明的SPWM信號發生示意圖。圖5是本發明電路驅動時序圖。圖6是本發明第一象限Ql導通等效圖。圖7是本發明第一象限Ql關斷等效圖。圖8是本發明第二象限Q1、Q2導通等效圖。
圖9是本發明第二象限Q1、Q2關斷等效圖。圖10是本發明第三象限Ql導通等效圖。圖11是本發明第三象限Ql關斷等效圖。圖12是本發明第四象限Q1、Q2導通等效圖。圖13是本發明第四象限Q1、Q2關斷等效圖。
具體實施例方式如圖1、圖3、圖4、圖5所示，DC/AC併網逆變電路，包括增強型降壓斬波電路、可控矽換相電路、逆變電流採樣電路、電壓電流檢測電路、可控矽換相控制電路以及SPWM控制電路。所述的增強型降壓斬波電路包括功率開關Ql (M0SFET或IGBT)、功率開關Q2 (MOSFET或IGBT)，二極體Dl、二極體D2，電感Ll和電容Cl，功率開關Ql漏極(或集電極)與直流電源正極和二極體D2陰極相接，其源極(或發射極)與電感Ll 一端和二極體Dl陰極相接，功率開關管Q2漏極(或集電極)與二極體D2陽極、電容Cl的一端、換相電路中單向可控矽S2、S4的陰極相接，其源極(或發射極)與二極體Dl的陽極、直流電源負極相接，電感Ll 的一端與Ql的源極(或發射極)、二極體Dl陰極相接，另一端與換向電路中單向可控矽陽極和Cl的一端相接。所述的可控矽換相電路包括4個單向可控矽S 1^4，可控矽Sl與可控矽S2組成串聯組，可控矽S3與可控矽S4組成串聯組，兩個串聯組相併聯，可控矽Sl與可控矽S3的陽極相接，作為高電壓輸入端，可控矽S2與可控矽S4的陰極相接，作為低電壓輸出端。可控矽Sl與可控矽S2的連接點和可控矽S3與可控矽S4的連接點分別作為單相交流輸出端， 接向單相電網或交流負載。可控矽Sl與可控矽S4的驅動信號為一組，可控矽S2與可控矽 S3的驅動信號為一組，導通時間各佔半個工頻周期。如圖5所示，按電壓與電流的方向，可將每個工頻周期分為4個階段第一象限，輸出電壓大於零，輸出電流大於零；第二象限，輸出電壓小於零，輸出電流大於零；第三象限， 輸出電壓小於零，輸出電流小於零；第四象限，輸出電壓大於零，輸出電流小於零。圖5中給出了各個象限中功率開關管Ql、Q2，可控矽SfS4的驅動信號。下面結合圖例對各個階段做進一步說明。1.第一象限，輸出電壓大於零，輸出電流大於零。輸出電流大於零，Si、S4導通，Q2始終處於導通狀態，開關管Ql由SPWM輸出信號控制。當Ql導通時，等效圖見圖6，直流源通過電感Ll向外傳遞能量，忽略器件的導通壓降，電感兩端電壓UL = Ubus - Uout大於零，所以電感電流逐漸增加，電感儲能逐漸增加，電流迴路是如圖中箭頭所示。當Ql關斷時，等效圖見圖7，電感繼續向外傳遞能量。忽略器件的導通壓降，電感兩端電壓UL = -Uout小於零，所以電感電流逐步減小，存儲的能量逐步降低，電流迴路如圖中箭頭所示。2.第二象限，輸出電壓小於零，輸出電流大於零。
輸出電流大於零，Si、S4導通，開關管Ql和Q2由SPWM輸出信號控制。當Ql、Q2同時導通時，等效圖見圖8，直流源通過電感Ll向外傳遞能量。忽略器件的導通壓降，電感兩端電壓UL = Ubus - Uout大於零，所以電感電流逐漸增加，電感儲能逐漸增加，電流迴路是如圖中箭頭所示。當Ql、Q2同時關斷時，等效圖見圖9，電感繼續向外傳遞能量。忽略器件的導通壓降，電感兩端電壓UL = -Ubus-Uout小於零，所以電感電流逐步減小，存儲的能量逐步降低，電流迴路如圖中箭頭所示。
3.第三象限，輸出電壓小於零，輸出電流小於零。輸出電流小於零，S2、S3導通，Q2始終處於導通狀態，開關管Ql由SPWM輸出信號控制。當Ql導通時，等效圖見圖10，直流源通過電感Ll向外傳遞能量。忽略器件的導通壓降，電感兩端電壓UL = Ubus + Uout大於零，所以電感電流逐漸增加，電感儲能逐漸增加，電流迴路是如圖中箭頭所示。當Ql關斷時，等效圖見圖11，電感繼續向外傳遞能量。忽略器件的導通壓降，電感兩端電壓UL = Uout小於零，所以電感電流逐步減小，存儲的能量逐步降低，電流迴路如圖中箭頭所示。4.第四象限，輸出電壓大於零，輸出電流小於零。輸出電流小於零，S2、S3導通，開關管Ql和Q2由SPWM輸出信號控制。當Ql、Q2同時導通時，等效圖見圖12，直流源通過電感Ll向外傳遞能量。忽略器件的導通壓降，電感兩端電壓UL = Ubus + Uout大於零，所以電感電流逐漸增加，電感儲能逐漸增加，電流迴路是如圖中箭頭所示。當Ql、Q2同時關斷時，等效圖見圖13，電感繼續向外傳遞能量。忽略器件的導通壓降，電感兩端電壓UL = -Ubus+Uout小於零，所以電感電流逐步減小，存儲的能量逐步降低，電流迴路如圖中箭頭所示。
權利要求
1.一種DC/AC併網逆變電路，其特徵在於包括增強型降壓斬波電路、可控矽換相電路、 逆變電流採樣電路、電壓電流檢測電路、可控整流器換相控制電路以及SPWM控制電路。
2.根據權利要求1所述的DC/AC併網逆變電路，其特徵在於所述的增強型降壓斬波電路包括功率開關管Q1、功率開關管Q2，二極體D1、二極體D2，電感Ll和電容Cl，功率開關管Ql的漏極或集電極與直流電源正極和二極體D2陰極相接，其源極或發射極與電感Ll 一端和二極體Dl陰極相接，功率開關管Q2的漏極或集電極與二極體D2陽極、電容Cl的一端、換相電路中可控矽S2、可控矽S4的陰極相接，其源極或發射極與二極體Dl的陽極、直流電源負極相接，電感Ll的一端與功率開關管Ql的源極或發射極、二極體Dl陰極相接，另一端與換向電路中單向可控矽陽極和電容Cl的一端相接。
3.根據權利要求1所述的DC/AC併網逆變電路，其特徵在於所述的可控矽換相電路包括4個單向可控矽SfS4，可控矽Sl與可控矽S2組成串聯組，可控矽S3與可控矽S4組成串聯組，兩個串聯組相併聯，可控矽Sl與可控矽S3的陽極相接，作為高電壓輸入端，可控矽S2與可控矽S4的陰極相接，作為低電壓輸出端。
4.根據權利要求3所述的DC/AC併網逆變電路，其特徵在於所述可控矽Sl與可控矽 S2的連接點和可控矽S3與可控矽S4的連接點分別作為單相交流輸出端，接向單相電網或交流負載。
5.根據權利要求3所述的DC/AC併網逆變電路，其特徵在於所述可控矽Sl與可控矽 S4的驅動信號為一組，可控矽S2與可控矽S3的驅動信號為一組，導通時間各佔半個工頻周期。
6.根據權利要求2所述的DC/AC併網逆變電路，其特徵在於所述功率開關管Q1、功率開關管Q2為高頻開關管，選用器件為MOSEFT或IGBT，功率開關管Ql採用SPWM控制。
7.根據權利要求3所述的DC/AC併網逆變電路，其特徵在於所述可控矽SfS4為低頻開關管，選用器件為單向可控矽SCR或IGBT。
8.—種如權利要求1 一 7所述的DC/AC併網逆變電路的功率因數調節方法，其特徵在於當逆變器輸出有功功率時，增強型降壓斬波電路只有功率開關管Ql處於SPWM調製狀態，使另外一個功率開關管Q2處於常開狀態，當功率開關管Ql關斷時，功率開關管Q2與二極體D1、電感Ll構成續流迴路。
9.一種如權利要求1 一 7所述的DC/AC併網逆變電路的功率因數調節方法，其特徵在於當逆變器進行無功功率調節時，功率開關管Q1、功率開關管Q2需同時進行開關，當功率開關管Q1、功率開關管Q2同時關斷時，二極體D2、電容C2、二極體D1、電感Ll與換向電路構成續流迴路，實現無功功率的控制。
全文摘要
本發明涉及一種DC/AC併網逆變電路及功率因數調節方法，包括增強型降壓斬波電路和可控矽工頻換相電路，其中增強型降壓斬波電路包括SPWM調製的功率開關管、雙續流二極體、功率因數調節功率開關管、電感和電容。通過調節增強型降壓斬波電路中高頻開關管的佔空比，將直流電能轉換為正弦半波；通過調整功率因數調節功率開關管的導通方式，可以實現功率因數調節。由4個低頻可控矽組成的換相電路對直流正弦半波進行換相，得到正弦全波，完成從直流到正弦交流的逆變。本新型併網逆變電路與常規的全橋併網逆變電路相比，結構簡單，抗過流能力強，穩定性高，高頻管數目減少接近一半，逆變效率高，成本低。在開關和換相過程中，逆變的交流輸出產生共模電壓恆定，抑制了共模電流並降低EMI幹擾。
文檔編號H02M7/48GK102403922SQ20111043276
公開日2012年4月4日 申請日期2011年12月21日 優先權日2011年12月21日
發明者孫立峰, 徐鵬飛, 牟英峰 申請人:牟英峰