三電平雙升壓式能饋型pwm整流電路及其控制方法
2023-10-09 19:11:59 2
專利名稱：三電平雙升壓式能饋型pwm整流電路及其控制方法
技術領域：
本發明涉及一種雙升壓式能饋型PWM整流電路，以及該電路的控制方法，屬 PWM整流電路及控制方法。
背景技術：
傳統二極體不控整流電路和晶閘管相控整流電路，網側輸入功率因數低，含有大 量的低次諧波，對電網造成了嚴重的汙染。無源濾波器可以在一定程度上抑制電流諧 波，但是效果不理想，而且體積重量大，電路笨重，存在和電網產生串、並聯諧振的 潛在危險。PWM整流技術可以實現網側電流跟蹤電網電壓，具有功率因數優、體積 小、效率高等優點，在電機驅動、不間斷電源(UPS)、高壓直流輸配電、可再生能 源發電等場合得到了越來越廣泛的應用，成為當前電力電子研究的重點和熱點之一。 傳統的PWM整流電路僅工作在AC/DC整流狀態，能量只能單向流動。近年來，隨著 人們對綠色能源和環保節能認識的不斷加深，能量可以雙向流動的PWM整流電路得 到了越來越多的關注，尤其是在太陽能、風能等可再生能源發電場合，能饋型PWM 整流電路更是一個重要的組成部分。
1980年，日本的AkiraNabae等人在正EE工業應用年會(ISA)上提出了中點箝位 逆變電路的概念，即三電平逆變電路。與傳統逆變電路相比，中點箝位逆變電路功率 開關管的電壓應力可以減小一半。後來，三電平技術被推廣應用到了直流變換電路、 PWM整流電路上。
目前，能饋型PWM整流電路均以橋式拓撲為主，但這類拓撲存在著橋臂直通的 隱患，影響了電路運行的可靠性，而且功率開關管的體二極體會參與工作，反向恢復 損耗大。為了解決上述問題，南京航空航天大學航空電源重點實驗室提出了一種雙升 壓式能饋型PWM整流電路，該電路在同一橋臂上僅有一個功率開關管，無橋臂直通 的可能，大幅度的提高了整流電路的可靠性，尤其適合於航空航天、UPS等要求高可 靠性的場合。但是，與傳統的半橋式拓撲相同，雙升壓式能饋型PWM整流電路功率 開關管電壓應力高，開關管的選取困難。而且高耐壓功率半導體器件的性能變差，影 響了電路的整體性能。
發明內容
4技術問題為了解決雙升壓式能饋型PWM整電路功率開關管電壓應力大的缺 點，本發明在雙升壓式能饋型PWM整流電路的基礎上提出了一種新穎的三電平雙升 壓式能饋型PWM整流電路。該整流電路不僅保留了雙升壓式能饋型PWM整流電路 能量可以雙向流動和無橋臂直通隱患的優點，還克服了雙升壓式能饋型PWM整流電 路功率開關管電壓應力大的缺點。
技術方案本發明的三電平雙升壓式能饋型PWM整流電路，在雙升壓式能饋型 PWM整流電路的基礎上，在每個升壓型橋臂電路上各增加了一個功率開關管和二極 管。該三電平雙升壓式能饋型PWM整流電路包括輸入電源，兩個升壓型橋臂電路和 輸出濾波電路，輸出濾波電路包括第一濾波電容、第二濾波電容，第一濾波電容的負 極與第二濾波電容的正極連接，且連接點接地，第一濾波電容的正極和第二濾波電容
的負極為三電平雙升壓式能饋型PWM整流電路的輸出端，其特徵在於第一升壓橋 臂電路包括第一功率開關管、第二功率開關管、第一二極體、第三二極體和第一輸入 升壓電感，第一功率開關管的源極接第二功率開關管的漏極，兩者接頭處引出線接第 三二極體的陰極，第三二極體的陽極接地，第二功率開關管的源極接第一二極體的陰 極，兩者接頭處引出線接第一輸入升壓電感的正極；第二升壓橋臂電路包括第三功率 開關管、第四功率開關管、第二二極體、第四二極體和第二輸入升壓電感，第四功率 開關管的漏極接第三功率開關管的源極，兩者接頭處引出線接第四二極體的陽極，第 四二極體的陰極連輸入電源一端接地，第三功率開關管的漏極接第二二極體的陽極， 兩者接頭處引出線接第二輸入升壓電感的負極；第一輸入升壓電感的負極與第二輸入 升壓電感的正極相連接，且兩者接頭處引出線接輸入電源另一端，第一功率開關管的 漏極接第二二極體的陰極，第四功率開關管的源極接第一二極體的陽極；第二二極體 的陰極接第一濾波電容的正極，第四功率開關管的源極接第二濾波電容的負極。
本發明三電平雙升壓式能饋型PWM整流電路，各開關管的驅動信號根據輸入電 壓和電流的正負情況而定，但在每半個工頻周期內僅有一隻功率管高頻調製，其餘開 關管均為常開或常閉，且工作過程中無開關管的體二極體參與工作，開關、導通損耗 小。當第三二極體導通的時候，第一升壓橋臂電路的中點a對地電位被箝位在零；當 第四二極體導通的時候，第二升壓橋臂電路的中點b對低電位也被箝位在零。第一升 壓橋臂電路的橋臂中點a對地電壓的突變幅值為母線電壓的一半，第二升壓橋臂電路 的橋臂中點b對地電壓的突變幅值也為母線電壓的一半，電磁幹擾較雙升壓式能饋型 PWM整流器有很大減小。電路輸出直流母線電壓大於輸入電源峰值電壓最大值的兩 倍，適合於高壓中、大功率應用場合。
在控制上，本發明採用數模結合滯環電流控制，具有實現簡單、自動限流和快速 動態響應等優點。基於三電平雙升壓式能饋型PWM整流電路的控制方法為電壓基 準減去三電平雙升壓式能饋型PWM整流電路輸出電壓的採樣值，兩者的差值送入電 壓環調節器，電壓環調節器輸出電壓信號；輸入電壓採樣信號送入鎖相環，鎖相環產生一個與輸入電壓同頻同相的正弦波sin(cot);第一濾波電容兩端電壓的採樣值減去第 二濾波電容兩端電壓的採樣值，兩者的差值送入均壓環調節器，均壓環調節器輸出誤 差信號；由鎖相環產生的正弦波信號sin(o)t)分成A、 B兩路，A路與電壓環調節器的輸 出電壓信號相乘的結果減去均壓環調節器輸出的誤差信號，從而得到電流給定信號； B路連至第一過零比較器，第一過零比較器產生第一邏輯信號；電流給定信號分成D、 E兩路信號，D路信號減去輸入電流的採樣信號的結果送入滯環比較器，滯環比較器 產生調製信號，E路連至第二過零比較器，第二過零比較器產生第二邏輯信號；最後， 滯環比較器產生的調製信號與第一、第二兩個邏輯信號經輸出邏輯電路邏輯關係處理 之後，得到四個功率開關管的四個驅動信號，即將滯環比較器產生的調製信號進行邏 輯非運算，得到第三邏輯信號，將第一過零比較器產生第一邏輯信號進行邏輯非運算， 得到第五邏輯信號，將第二過零比較器產生第二邏輯信號進行邏輯非運算，得到第四 邏輯信號，第三邏輯信號與第四邏輯信號進行邏輯與運算，得到第六邏輯信號，第六 邏輯信號與第一過零比較器產生的第一邏輯信號進行邏輯與運算，運算的結果為第一 功率開關管的驅動信號；滯環比較器產生的調製信號與第四邏輯信號進行邏輯與運 算，得到第八邏輯信號，第八邏輯信號與第五邏輯信號進行邏輯與運算，運算的結果
為第二功率開關管的驅動信號；滯環比較器產生的調製信號與第二過零比較器產生的
第二邏輯信號進行邏輯與非運算的結果為第九邏輯信號，第九邏輯信號與第五邏輯信
號進行邏輯與運算，運算的結果為第三功率開關管的驅動信號；第三邏輯信號與第二
過零比較器產生的第二邏輯信號進行邏輯與非運算的結果為第七邏輯信號，第七邏輯 信號與第一過零比較器產生的第一邏輯信號進行邏輯與運算的結果為第四功率開關
管的驅動信號。
有益效果本發明三電平雙升壓式能饋型PWM整流電路的能量可以雙向流動； 無橋臂直通隱患、無開關管體二極體反向恢復問題；功率開關管電壓應力低，僅為輸 出直流母線電壓的一半；單極性調製，也可稱為三電平調製，電磁幹擾小；PWM調 制電路單元採用滯環電流控制方案，逆變器動態性能佳；整個電路結構和控制方案均 較為簡單，易於實現。
圖1是本發明三電平雙升壓式能饋型PWM整流電路的電路圖。 圖l中的標號名稱為l一第一升壓橋臂電路；2—輸入電源；3—第二升壓橋臂 電路；4一輸出濾波電路。
圖2是本發明三電平雙升壓式能饋型PWM整流電路工作在整流模式以及能饋
模式下各開關模態的示意圖
圖2 (a)是整流模式下工作模態I和能饋模式下工作模態IV的示意圖。
圖2 (b)是整流模式下工作模態n的示意圖。
圖2 (c)是整流模式下工作模態III和能饋模式下工作模態II的示意圖。圖2 (d)是整流模式下工作模態IV的示意圖。 圖2 (e)是能饋模式下工作模態I的示意圖。 圖2 (f)是能饋模式下工作模態III的示意圖。
圖3是本發明三電平雙升壓式能饋型PWM整流電路採用的控制框圖。
圖4是本發明三電平雙升壓式能饋型PWM整流電路工作在整流模式下輸入電 壓、輸入電流、輸入升壓電感電流以及驅動的波形示意圖。
圖5是本發明雙升壓式能饋型PWM整流電路工作在能饋模式下輸入電壓、輸 入電流、輸入升壓電感電流以及驅動的波形示意圖。
圖1—附圖5中的主要符號名稱0、込、仏、& —功率開關管，A、 A、 "3、 仏一二極體，￡/、 Z2—輸入升壓電感，C/、 C2—濾波電容，FC/、 Fc2是濾波電容 C/、 G兩端的電壓，&、 ^一輸入升壓電感Z;、丄2電流，Fe—電壓環調節器輸出電 壓，仏一負載電阻，v,—輸入電壓，4—輸入電流，r。一輸出直流母線電壓，a—第 一升壓橋臂的中點，b—第二升壓橋臂的中點，n—輸出濾波電容的中點，r。"一a、 n 兩點的電壓，Kw—b、 n兩點的電壓，其中圖4、圖5中的Drl、 Dr2、 Dr3、 Dr4為功 率開關管&、込、込、"驅動信號，j一第一過零比較器，k—第二過零比較器，Ve'—
輸出誤差信號，/*一電流給定信號，& 一調製信號，第一邏輯信號，&一第二邏
輯信號，第三邏輯信號，第四邏輯信號，&一第五邏輯信號，第六邏輯 信號，第七邏輯信號，第八邏輯信號，&一第九邏輯信號，g—電壓外環，h
—鎖相及正弦波產生電路，c一均壓環，d—電流內環，e—過零比較單元，f—輸出邏 輯電路。
具體實施例方式
下面結合
本發明實施例的電路結構及工作原理。
圖1是三電平雙升壓式能饋型PWM整流電路的結構示意圖，包括輸入電源2， 兩個升壓橋臂電路l、 3和輸出濾波電路4，輸出濾波電路4包括第一濾波電容d、
第二濾波電容C2，第一濾波電容d的負極與第二濾波電容C2的正極連接，且連接點
接地，第一濾波電容d的正極和第二濾波電容C2的負極為三電平雙升壓式能饋型 PWM整流電路的輸出端，其特徵在於第一升壓橋臂電路1包括第一功率開關管Qi、 第二功率開關管Q2、第一二極體D卜第三二極體D3、第一輸入升壓電感I^，第一功 率開關管的源極接第二功率開關管Q2的漏極，兩者接頭處引出線接第三二極體 D3的陰極，第三二極體D3的陽極接地，第二功率開關管Q2的源極接第一二極體Di 的陰極，兩者接頭處引出線接第一輸入升壓電感U的正極；第二升壓橋臂電路3包
括第三功率開關管Q3、第四功率開關管Q4、第二二極體D2、第四二極體D4、第二輸入升壓電感L2，第四功率開關管Q4的漏極接第三功率開關管Q3的源極，兩者接頭處
引出線接第四二極體D4的陽極，第四二極體D4的陰極連輸入電源2—端接地，第三 功率開關管Q3的漏極接第二二極體D2的陽極，兩者接頭處引出線接第二輸入升壓電
感L2的負極；第一輸入升壓電感Li的負極與第二輸入升壓電感L2的正極相連接，且
兩者接頭處引出線接輸入電源2另一端，第一功率開關管Qi的漏極接第二二極體D2
的陰極，第四功率開關管Q4的源極接第一二極體Dt的陽極；第二二極體D2的陰極
接第一濾波電容Q的正極，第四功率開關管Q4的源極接第二濾波電容C2的負極。
具體開關的調製信號還與輸入電壓的正負相關，具體的工作原理在下文會作詳細 分析。
附圖3是本發明雙升壓式能饋型PWM整流電路所採用的控制框圖，包括6個子 功能模塊，電壓外環g，鎖相及正弦波產生電路h，均壓環c，電流內環d，過零比較
單元e以及輸出邏輯電路f。控制方法為電壓基準Vref減去三電平雙升壓式能饋型
PWM整流電路輸出電壓Vo的採樣值，兩者的差值送入電壓環調節器，電壓環調節器
輸出電壓信號Ve;輸入電壓VS的釆樣信號送入鎖相環，產生一個與輸入電壓同頻同
相的正弦波sin(cot);第一濾波電容d兩端電壓的採樣值減去第二濾波電容C2兩端電
壓的採樣值，兩者的差值送入均壓環調節器，均壓環調節器輸出誤差信號Ve';由鎖相
環產生的正弦波信號sin(o)t)分成A、 B兩路，A路與電壓環調節器的輸出電壓信號
Ve相乘的結果減去均壓環調節器輸出的誤差信號Ve'，從而得到電流給定信號"；B
路連至第一過零比較器j，第一過零比較器j產生第一邏輯信號S^電流給定信號1*分 成D、 E兩路信號，D路信號減去輸入電流is的採樣信號的結果送入滯環比較器，滯
環比較器產生調製信號Sm， E路連至第二過零比較器k，第二過零比較器k產生第二 邏輯信號S2;最後，滯環比較器產生的調製信號Sm與第一、第二兩個邏輯信號Si、
S2經輸出邏輯電路f邏輯關係處理之後，得到四個功率開關管Q卜Q2、 Q3、 Q4的四 個驅動信號Drl、 Dr2、 Dr3、 Dr4，即將滯環比較器產生的調製信號Sm進行邏輯非運 算，得到第三邏輯信號S3，將第一過零比較器j產生第一邏輯信號St進行邏輯非運算， 得到第五邏輯信號S5，將第二過零比較器k產生第二邏輯信號S2進行邏輯非運算， 得到第四邏輯信號S4，第三邏輯信號S3與第四邏輯信號S4進行邏輯與運算，得到第 六邏輯信號S6,第六邏輯信號S6與第一過零比較器j產生的第一邏輯信號Si進行邏輯 與運算，運算的結果為第一功率開關管的驅動信號Drl;滯環比較器產生的調製信號Sm與第四邏輯信號S4進行邏輯與運算，得到第八邏輯信號Ss，第八邏輯信號Ss
與第五邏輯信號Ss進行邏輯與運算，運算的結果為第二功率開關管Q2的驅動信號
Dr2;滯環比較器產生的調製信號Sm與第二過零比較器k產生的第二邏輯信號S2進
行邏輯與非運算的結果為第九邏輯信號S9,第九邏輯信號S9與第五邏輯信號Ss進行 邏輯與運算，運算的結果為第三功率開關管Q3的驅動信號Dr3;第三邏輯信號S3與
第二過零比較器k產生的第二邏輯信號S2進行邏輯與非運算的結果為第七邏輯信號
s7，第七邏輯信號S7與第一過零比較器j產生的第一邏輯信號Si進行邏輯與運算的
結果為第四功率開關管Q4的驅動信號Dr4。 附圖4和附圖5分別給出兩個仿真實例。
附圖4給出了本發明電路工作在整流模式下，即帶能耗型負載時的一些主要波形。 仿真參數如下輸入電壓220V/50Hz，輸出電壓750V，輸出功率lkW。由輸入電壓 波形v,和輸入電流波形4可以看出，輸入電流能夠很好的跟蹤電網電壓，整流器工作 在單位功率因數下。另外，由兩個輸入升壓電感電流的波形&和&以及開關管的驅 動波形Drl、 Dr2、 Dr3、 Dr4可以看出，兩個升壓橋臂單元在電網電壓的正負半周輪 流工作。
附圖5給出了本發明電路工作在能饋模式時(如負載為工作在制動發電時的直流 電機)的一些主要波形。電網電壓為220V/50Hz，直流母線電壓為750V。由網側電 流波形/,和電壓波形^可以看出，整流器工作單位功率因數有源逆變下，電流波形和 電壓波形剛好相差180度。另外，由兩個輸入升壓電感電流波形^和^以及開關管 的驅動波形Drl、 Dr2、 Dr3、 Dr4可以看出，兩個升壓型橋臂單元在電網電壓的正負 半周輪流工作。
以上兩個仿真實例均達到了預期的效果，驗證了本發明提出的主電路和控制電路 是正確的、可行的。
工作原理及工作過程
下面以圖l、圖2為主，結合圖3來敘述本發明的雙升壓式能饋型PWM整流電 路的具體工作原理和工作模態，對應的電路關鍵波形見圖4、圖5。
根據輸入電壓和電流的相位，雙升壓式能饋型PWM整流電路可以工作在兩種 不同的模式，當輸入電壓和輸入電流同相位時，電路工作於整流模式，當輸入電壓和 輸入電流相位相差180。時，電路工作於有源逆變能饋模式。
A)整流模式
當輸入電壓、電流大於零，處於正半周時，第二升壓橋臂電路3和輸入電源v, 以及輸出濾波電路4工作，第一升壓橋臂電路1不工作；而當輸入電壓、電流小於零，處於負半周時，第一升壓橋臂電路l和輸入電源v,以及輸出濾波電路4工作，第二升
壓橋臂電路3不工作。此模式下電路有四個工作模態
1. 工作模態I
如附圖2 (a)所示，在此模態內，輸入電壓、電流均太於零。功率開關管gj 開通，其餘關斷，二極體Z^導通，其餘截止。第二輸入升壓電感Z2兩端承受的電壓 等於v,，第二輸入升壓電感電流&線性上升。第一輸入升壓電感&的電流&屍0。
2. 工作模態II
如附圖2 (b)所示，在此模態內，輸入電壓、電流均大於零。所有功率開關管 關斷，二極體￡>2導通，其餘截止。第二輸入升壓電感Z2兩端承受的電壓等於v,-Fc/， 第二輸入升壓電感電流^線性下條。第一輸入升壓電感Z7的電流&=0。
3. 工作模態III
如附圖2 (c)所示，在此模態內，輸入電壓、電流均小於零。功率開關管0 開通，其餘關斷，二極體i^導通，其餘截止。第一輸入升壓電感^兩端承受的電壓 等於-v,，第一輸入升壓電感電流^線性上升。第二輸入升壓電感"的電流/0=0。
4. 工作模態IV
如附圖2 (d)所示，在此模態內，輸入電壓、電流均小於零。所有開關管關斷，
二極體i)/導通，其餘截止。第一輸入升壓電感Z/兩端承受的電壓等於-(Kc2+ig，第
一輸入升壓電感電流線性下降。第二輸入升壓電感&的電流^=0。 B)能饋模式
當輸入電壓大於零，處於正半周，輸入電流小於零，處於負半周時，第一升壓
橋臂電路l和輸入電源v,以及輸出濾波電路4工作，第二升壓橋臂電路3不工作；而 當輸入電壓小於零，處於負半周，輸入電流大於零，處於正半周時，第二升壓橋臂單 元3和輸入電源^以及輸出濾波電路4工作，第一升壓橋臂電路l不工作。此模式下
電路也有四個工作模態
1. 工作模態I
如附圖2 (e)所示，輸入電壓大於零、輸入電流小於零。功率開關管"、& 開通，其餘關斷，所有二極體截止。第一輸入升壓電感丄/兩端的電壓等於Fcrv,，第 一輸入升壓電感電流&線形上升。第二輸入升壓電感￡2的電流^=0。
2. 工作模態II
如附圖2 (c)所示，輸入電壓大於零、輸入電流小於零。功率開關管込，開通， 其餘關斷，二極體Dj導通，其餘關斷。第一輸入升壓電感^兩端的電壓等於-v,，第 一輸入升壓電感電流^線形下降。第二輸入升壓電感&的電流^=0。
3. 工作模態III
如附圖2 (f)所示，輸入電壓小於零、輸入電流大於零。功率開關管0j、 g^開 通，其餘關斷，所有二極體截止。第二輸入升壓電感&兩端的電壓等於r。+v,，第一 輸入升壓電感電流&線形上升。第一輸入升壓電感￡7的電流^屍0。4.工作模態IV
如附圖2 (a)所示，輸入電壓小於零、輸入電流大於零。功率開關管g3開通，
其餘關斷，二極體Z^導通，其餘截止。第二輸入升壓電感丄2兩端的電壓等於Vs，第
二輸入升壓電感電流^線形上升。第一輸入升壓電感^的電流^=0。
權利要求
1、一種三電平雙升壓式能饋型PWM整流電路，包括輸入電源(2)，兩個升壓橋臂電路(1、3)和輸出濾波電路(4)，輸出濾波電路(4)包括第一濾波電容(C1)、第二濾波電容(C2)，第一濾波電容(C1)的負極與第二濾波電容(C2)的正極連接，且連接點接地，第一濾波電容(C1)的正極和第二濾波電容(C2)的負極為三電平雙升壓式能饋型PWM整流電路的輸出端，其特徵在於第一升壓橋臂電路(1)包括第一功率開關管(Q1)、第二功率開關管(Q2)、第一二極體(D1)、第三二極體(D3)、第一輸入升壓電感(L1)，第一功率開關管(Q1)的源極接第二功率開關管(Q2)的漏極，兩者接頭處引出線接第三二極體(D3)的陰極，第三二極體(D3)的陽極接地，第二功率開關管(Q2)的源極接第一二極體(D1)的陰極，兩者接頭處引出線接第一輸入升壓電感(L1)的正極；第二升壓橋臂電路(3)包括第三功率開關管(Q3)、第四功率開關管(Q4)、第二二極體(D2)、第四二極體(D4)、第二輸入升壓電感(L2)，第四功率開關管(Q4)的漏極接第三功率開關管(Q3)的源極，兩者接頭處引出線接第四二極體(D4)的陽極，第四二極體(D4)的陰極連輸入電源(2)一端接地，第三功率開關管(Q3)的漏極接第二二極體(D2)的陽極，兩者接頭處引出線接第二輸入升壓電感(L2)的負極；第一輸入升壓電感(L1)的負極與第二輸入升壓電感(L2)的正極相連接，且兩者接頭處引出線接輸入電源(2)另一端，第一功率開關管(Q1)的漏極接第二二極體(D2)的陰極，第四功率開關管(Q4)的源極接第一二極體(D1)的陽極；第二二極體(D2)的陰極接第一濾波電容(C1)的正極，第四功率開關管(Q4)的源極接第二濾波電容(C2)的負極。
2、 一種基於權利要求1所述的三電平雙升壓式能饋型PWM整流電路的控制方法，其特徵在於電壓基準(Vref)減去三電平雙升壓式能饋型PWM整流電路輸出電壓(V0) 的採樣值，兩者的差值送入電壓環調節器，電壓環調節器輸出電壓信號(Ve);輸入電壓(Vs)的採樣信號送入鎖相環，產生一個與輸入電壓同頻同相的正弦波sin(art);第一 濾波電容(C。兩端電壓的採樣值減去第二濾波電容(C2)兩端電壓的採樣值，兩者的 差值送入均壓環調節器，均壓環調節器輸出誤差信號(Ve');由鎖相環產生的正弦波信 號sin(cot)分成A、 B兩路，A路與電壓環調節器的輸出電壓信號(Ve)相乘的結果減去 均壓環調節器輸出的誤差信號(Ve')，從而得到電流給定信號(i*) ; B路連至第一過零比較器(j)，第一過零比較器(j)產生第一邏輯信號(S!);電流給定信號(i*) 分成D、 E兩路信號，D路信號減去輸入電流(is)的採樣信號的結果送入滯環比較器， 滯環比較器產生調製信號(Sm) ， E路連至第二過零比較器(k)，第二過零比較器(k)產生 第二邏輯信號(S2);最後，滯環比較器產生的調製信號(Sm)與第一、第二兩個邏輯 信號(S,、 S2)經輸出邏輯電路(f)邏輯關係處理之後，得到四個功率開關管(Q卜 Q2、 Q3、 Q4)的四個驅動信號(Drl、 Dr2、 Dr3、 Dr4)，即將滯環比較器產生的調製信 號(SJ進行邏輯非運算，得到第三邏輯信號(S3),將第一過零比較器(j)產生第一邏輯信號 (SO進行邏輯非運算，得到第五邏輯信號(Ss)，將第二過零比較器(k)產生第二邏輯信號(S2)進行邏輯非運算，得到第四邏輯信號(S4)，第三邏輯信號(S3)與第四邏輯信號(S4)進行邏輯與運算，得到第六邏輯信號(S6),第六邏輯信號(S6)與第一過零比較器(j)產生 的第一邏輯信號(S。進行邏輯與運算，運算的結果為第一功率開關管(Qi)的驅動信 號(Drl);滯環比較器產生的調製信號(Sm)與第四邏輯信號(S4)進行邏輯與運算， 得到第八邏輯信號(S8)，第八邏輯信號(S8)與第五邏輯信號(Ss)進行邏輯與運算， 運算的結果為第二功率開關管(Q2)的驅動信號(Dr2);滯環比較器產生的調製信號 (Sm)與第二過零比較器(k)產生的第二邏輯信號(S2)進行邏輯與非運算的結果為第九 邏輯信號(S9),第九邏輯信號(S9)與第五邏輯信號(S5)進行邏輯與運算，運算的 結果為第三功率開關管(Q3)的驅動信號(Dr3);第三邏輯信號(S3)與第二過零比較器 (k)產生的第二邏輯信號(S2)進行邏輯與非運算的結果為第七邏輯信號(S7)，第七邏 輯信號(S7)與第一過零比較器(j)產生的第一邏輯信號(SO進行邏輯與運算的結果為 第四功率開關管(Q4)的驅動信號(Dr4)。
全文摘要
一種三電平雙升壓式能饋型PWM整流電路及其控制方法，屬PWM整流電路及控制方法。該PWM整流電路可以工作在AC/DC整流模式和DC/AC能饋模式，包括輸入電源(2)，兩個升壓型橋臂電路(1、3)，輸出濾波電路(4)；控制框圖包括電壓外環，鎖相及正弦波產生電路，均壓環，電流內環，過零比較單元以及輸出邏輯電路。與傳統的半橋和雙升壓式整流電路相比，橋臂中點多了一個零電平，有效的減小了電路的電磁幹擾，兩個橋臂電路輪流工作半個電網周期。該電路的功率開關管電壓應力低，僅為輸出電壓的1/2；能量可以雙向流動；無橋臂直通隱患，工作可靠性高，結構簡單。適合於UPS、航空航天等要求高可靠性的中、大功率場合。
文檔編號H02M7/219GK101309054SQ20081012298
公開日2008年11月19日 申請日期2008年6月20日 優先權日2008年6月20日
發明者新 陳, 傑 陳, 陳家偉, 龔春英 申請人:南京航空航天大學