使用與判決反饋均衡(dfe)組合的基於線性相關的幹擾抵消(lcic)的信道估計方法和系統的製作方法

2023-09-23 22:16:20 3

專利名稱：使用與判決反饋均衡(dfe)組合的基於線性相關的幹擾抵消(lcic)的信道估計方法和系統的製作方法
技術領域：
本發明涉及正交頻分復用(OFDM)通信系統，以及更具體地說， 涉及用於通過計算線性相關以及使用判決反饋均衡(DFE)，重複地抵 消相鄰信道幹擾，估計時域中的信道的信道估計方法和系統。
背景技術：
正交頻分復用(OFDM)是多載波凋制，其中，將傳送的數據轉 換成M-ary QAM (正交調幅)調製複數符號(complex symbol)，或 複數符號的序列。將複數符號序列通過串並轉換，轉換成多個並行(同 時)複數符號，以及通過矩形脈衝，成形該並行複數符號並在副載波 上調製。在多載波調製中，設置副載波間的頻率間隔以便使副載波調 制並行(同時)複數符號彼此垂直，由此不固有地彼此幹擾。典型的無線信道可以包括不同有效長度的多個路徑，每一個將不 同延遲引入到在那一路徑之後傳送的部分信號。符號間幹擾(ISI)是 指相鄰符號對當前符號的影響，除非適當地補償，否則這在接收機處 會導致高誤碼率(BER)。因此，開發各種方法來通過降低ISI的影響， 增加通信系統的性能。在通過無線"衰落"信道傳送M-aryQAM信號， 而不使用OFDM的情況下，如果由於信道中的多路延遲引起的延遲擴 展大於QAM信號的符號周期，符號間幹擾(ISI)發生並且阻礙接收 機正常地恢復信號。為此，有必要使用均衡器來補償隨機多路延遲擴 展。然而，在接收機中實現這種均衡器非常複雜，由於輸入噪聲，會 降低傳輸性能。另一方面，當使用OFDM時，由於能將每一併行(同時)複數符
號的周期設置成遠長於信道的延遲擴展，能大大地降低符號間幹擾 (ISI)。特別地，當將保護間隔設置成長於延遲間隔時，能完全避免 符號間幹擾(ISI)。同時，當將保護間隔設置成長於延遲擴展，實現 補償由多路延遲引起的隨機延遲擴展的均衡器是不必要的。已經證明 OFDM對通過無線衰落信道的數據傳輸非常有效，由此在歐洲，已經用作用於地面數位電視(DTV)和數字音頻廣播系統的標準傳輸模式。 另外，OFDM經常用在使用有線信道的數據傳輸系統，諸如數字用戶 環路(DSLs)和電力線通信中，以便減輕由於在有線網絡環境中產生 的多路反射而引起的傳輸性能降低。使用OFDM的數據傳輸系統中的發射機包括信道編碼單元、調製 單元和發射機信道匹配單元。信道編碼單元將待傳輸的數據轉換成編 碼數據。使用映射器，調製單元將編碼數據轉換成複數符號序列。復 數符號序列可以是M-ary QAM、 M-ary移相鍵控(PSK)、差分PSK (DPSK)等等，以及通過串並轉換，將複數符號的序列轉換成多個並 行(同時)複數符號，通過矩形脈衝，成形該並行複數符號，在副載 波上調製它們，以及在載波上調製副載波調製信號的總和。發射機信 道匹配單元包括放大器和天線以便通過無線或有線信道，傳送載波調 制信號。相應得接收機包括接收機信道匹配單元、解調單元和信道解碼單 元。信道解碼單元使用巻積編碼、塊編碼、Turbo編碼或其他編碼方法， 或其組合。為執行多個並行(同時傳輸的)複數符號和副載波調製的矩形脈 衝整形，基於採樣定理，在發射機的調製單元中實現快速傅立葉逆變 換(IFFT)信號處理器。在接收機中使用相應的快速傅立葉變換(FFT)。在使用OFDM的數據傳輸系統的發射機中，通過映射機，將編碼 數據轉換成複數符號序列。由於發射機中的頻率交織器和接收機中的 頻率去交織器的操作，由於衰落，單獨地影響相鄰複數符號。因此， 防止接收機中恢復的編碼數據由於突發損失而嚴重性能降低。然而， 由於衰落，信息損失概率仍然高，因此，傳輸性能降低高於通過無衰 落信道的數據傳輸。同時，在使用多個正交副載波的OFDM中，在接收機中解調的每 --副載波表現為數據符號和頻率非選擇性衰落的乘積(即，相對於副 載波的頻率響應)。在使用相干調製的OFDM中，在數據檢測期間，相對於每一副載波，估計信道衰落失真，以及將估計結果用作單抽頭均衡器以便從解 調副載波中消除衰減失真。在該數據檢測期間，信道估計是檢測性能 所必要的，由此已經研究並廣泛採用。為便於OFDM中的信道估計的目的，偽噪聲(PN)序列作為均衡 器訓練符號被插入到傳輸信號幀中，以及基於傳輸-接收的PN序列和 接收機中所存儲的PN的已知本地副本間的所測量相關性，估計信道脈 衝響應(CIR)(信道的衰落失真)。在時域同步(TDS) OFDM系統中，將除周期前綴(CP)外的PN 序列插入數據塊之間，作為保護間隔，因為也將PN序列用作OFDM 接收機處的均衡器訓練符號，由此頻譜效率高於僅使用CP的OFDM 系統中。B.W.Song， L.Gui， Y.F.Guan以及W丄Zhang [ " On Channel Estimation and Equalization in TDS-OFDM based Terrestrial HDTV Broadcasting System" ， IEEE Trans. Consumer Electronics, vol.51, no.3, pp.790-797, 2005年8月]以及J.Wang， Z.X.Yang, C.Y.Pan， J.Song， and L.Yang [ " Iterative Padding Subtraction of the PN
Electronics, vol.5I, no.4， pp.1148-1152,2005年11月]中介紹了使用PN 序列，估計信道脈衝響應(CIR)的方法(例如，基於由接收機接收的 基帶釆樣覆信號和本地存儲PN間的循環(連續相關性))。在由B.W.Song等人介紹的方法中，通過檢測時域中的相關峰值， 估計CIR。然而，僅當最大信道時延擴展小於在傳輸信號中的PN序列 前後分別獲得的前導信號的長度和後導信號的長度之和時，才能使用 該方法。(見圖l)線性均衡未採用傳輸PN均衡器訓練序列具有"有限符號集"結 構的事實。判決反饋均衡(DFE)採用傳輸PN序列具有"有限符號集" 結構的事實。為復用該屬性，判決反饋均衡器使用過去判決來(迭代 地)提高均衡器性能。當(判決反饋均衡)DFE迭代用來估計長延遲 回波時，計算複雜以及不能實現所需性能。當使用由J.Wang等人介紹 的方法時，時域和頻域間的轉換經常發生，導致相當大的複雜性。另 外，即使許多DFE迭代後，也不能實現所需性能。換句話說，使用循 環相關的傳統信道估計方法在CIR估計期間具有非常高的計算複雜性 以及不能適當地抵消幹擾，由此導致性能的相當大損失。發明內容公開了使用線性相關和DFE的信道估計方法。本發明提供信道估 計方法和系統，具有低計算複雜性，在CIR估計期間，能適當地抵消 幹擾，以及提供更精確的CIR估計，使用與判決反饋均衡結合的基於 線性相關的幹擾抵消(LCIC-DFE)。根據本發明的方面，提供一種OFDM接收機，包括用於使用基於 線性相關的幹擾抵消(LCIC )和判決反饋均衡 (decision-feedback-equalization) (DFE)，執行信道估計的系統。信 道估計系統包括線性相關器，配置成接收基帶採樣覆信號(complex signal)以及通過計算基帶釆樣覆信號和本地存儲的偽噪聲信號間的線
性相關，生成第一相關序列；以及CIR估計器，用來從第一相關序列 消除路徑間幹擾和消除隨機數據幹擾。根據本發明的另一方面，提供一種使用LCIC-DFE的信道估計方 法。該信道估計方法包括下述步驟(a)計算基帶採樣覆信號和本地 存儲的偽噪聲PN信號間的線性相關，以及生成第一相關序列；以及(b)從第一相關序列迭代地消除路徑間幹擾，通過從第一相關序列消除路 徑間幹擾，獲得第二相關序列，以及基於第二相關序列，生成第一信道脈衝響應(CIR)。信道估計方法可以進一步包括(C)基於第一CIR序列、基帶採 樣覆信號以及基於第一相關序列生成的符號同步信號，生成反饋信號；以及(d)基於第一CIR序列和反饋信號，從第二相關序列消除隨機數據千擾，以及基於消除隨機數據幹擾後獲得的第三相關序列，生成第二 CIR序列。信道估計方法可以進一步包括使用第三相關序列，返回到步驟 (b)。步驟(b)包括(bl)檢測第一相關序列中，具有等於或大於預 定閾值的振幅的峰值，以及生成觀測矢量；(b2)基於觀測矢量，生成CIR序列；(b3)基於CIR序列，從第一相關序列消除路徑間幹擾； 以及(b4)當預定閾值大於初始閾值時，使預定閾值降低到預定參考 值，並返回到子步驟(bl)。預定閾值^.的初始閾值^可以是通過^r^)除以M獲得的值，其 中，"j"是表示步驟(b)的迭代數的指數，M是允許初始值^大於 最大寄生峰值振幅的預定數，以及最大寄生(parasitical)峰值振幅是A丄一 /Zw 。預定參考值可以定義為formula see original document page 11
歩驟(C)可以包括(Cl)基於符號同步信號和CIR序列，從基 帶釆樣覆信號消除幀頭以及恢復基帶採樣覆信號中的幀體數據與當前 信道CIR間的循環巻積以便生成恢復幀體(C2)在恢復幀體上執行 快速傅立葉變換以便生成快速傅立葉變換信號；(c3)在CIR序列上執行零填充以及在零填充CIR序列上執行離散傅立葉變換，以便生成 離散傅立葉變換信號；(c4)基於快速傅立葉變換信號和離散傅立葉變 換信號，執行信道均衡以便生成均衡信號；以及(c5)在均衡信號上執 行硬判決以便生成硬判決信號。替換地，步驟(c):可以包括(cl)基於符號同步信號和CIR序 列，從基帶釆樣覆信號消除幀頭以及恢復基帶採樣覆信號中的幀體數 據與當前信道CIR間的循環巻積以便生成恢復幀體；(c2)在恢復幀 體上執行快速傅立葉變換以便生成快速傅立葉變換信號；(c3)在CIR 序列上執行零填充以及在零填充CIR序列上執行離散傅立葉變換，以 便生成離散傅立葉變換信號；(c4)基於快速傅立葉變換信號和離散傅 裡葉變換信號，執行信道均衡以便生成均衡信號；以及(c6)在均衡信 號上執行信道解碼以便生成解碼信號。步驟(b2)可以包括計算對應於大於預定閾值的所檢測相關峰 值的CIR係數。步驟(b3)可以包括基於觀測矢量，從第一相關序列抵消路徑 間幹擾，在後續迭代期間，降低峰值檢測中的誤差。根據本發明的另一方面，提供使用LCIC-DFE的信道估計系統。 信道估計系統包括線性相關器，接收基帶採樣覆信號以及通過計算 基帶採樣覆信號和本地存儲的偽噪聲信號間的線性相關，生成第一相 關序列；符號同步單元，接收第一相關序列以及輸出正交頻分復用 (OFDM)符號同步信號；以及CIR估計器，接收第一相關序列、符
號同步信號和反饋信號，以及基於第一相關序列、符號同步信號和反饋信號，估計CIR，以及輸出對應於估計結果的第一 CIR序列。CIR估計器使用閾值方法，迭代地檢測已經接收的第一相關序列中的最大 互相關值，迭代地消除所檢測的最大互相關值以便從第一相關序列消除路徑間T-擾，基於第一CIR序列和反饋信號間的巻積，從消除路徑間千擾後所獲得的第二相關序列消除隨機數據千擾，以及基於消除隨機數據T4尤後所獲得的第三相關序列，輸出第二 CIR序列。信道估計系統可以進一步包括快速傅立葉變換單元，在從偽噪聲消除單元輸出的恢復幀體上，執行快速傅立葉變換，以及輸出快速傅立葉變換信號；離散傅立葉變換單元，在從CIR估計器輸出的第一 CIR序列上執行零填充，在零填充(zero-padded) CIR序列上執行離散 傅立葉變換，以及輸出離散傅立葉變換信號；信道均衡器，基於快速 傅立葉變換信號和離散傅立葉變換信號，執行信道均衡，以及輸出均 衡信號；硬判決(hard-decision)單元，在從信道均衡器接收的均衡信 號上執行硬判決，以及輸出判決信號，以及解碼單元，在從信道均衡 器接收的均衡信號上執行信道解碼以及輸出解碼信號。反饋信號可以是從硬判決單元輸出的硬判決信號或從解碼單元輸 出的解碼信號。信道估計系統可以包括在OFDM接收機中。參考用於示例說明本發明的優選實施例的附圖以便傳達本發明的 充分理解。


通過結合附圖，詳細地描述優選實施例，本發明的上述和其他特 徵將更顯而易見，其中，圖中相同的參考數字表示相同的部件，其中 圖1示例說明根據本發明的實施例的正交頻分復用(OFDM)傳
輸信號的結構；圖2是根據本發明的實施例的信道估計系統的框圖-, 圖3是示例說明理想線性相關結果的圖；圖4是示例說明當0dB的回波(在多路環境中)存在於循環相關 區域內時，執行線性相關的結果的圖；圖5是示例說明當0dB的回波存在於循環相關區外時，執行線性 相關的結果的圖；圖6列出了根據本發明的實施例，用來模擬信道估計系統的參數；圖7將使用在中國測試第8(CT8)信道模型中的圖6所示的參數， 用來模擬信道估計系統的概圖製成列表；圖8是示例說明使用在傳統信道模式中，在圖6中所列出的參數， 模擬信道估計系統的結果的圖；以及圖9是示例說明使用在CT8信道模式中，圖6所列出的參數，模 擬信道估計系統的結果的圖。
具體實施方式
圖1示例說明根據本發明的實施例，正交頻分復用(OFDM)傳 輸信號的結構。OFDM傳輸信號包括包含偽噪聲(PN)的幀頭l和對 應於離散傅立葉逆變換(IDFT)數據塊的幀體5。幀頭1包括前導信號(pre-amble) 2、 PN序列3和後導信號4。 參考符號LPN、 Lpw、 U，和Lp。st分別表示幀頭1的長度、前導信號2的 長度、PN序列3的長度和後導信號4的長度。基於m序列方法，即最 大長度序列方法，生成PN序列3。通過PN序列3的循環延長，生成 前導信號2和後導信號4。例如，當Lpn-255、 Lp,83和Lp。s「82時， 前導信號2對應於PN序列3中的第173至第255信號，以及後導信號 4對應於PN序列3中的第1至第82信號。圖2是根據本發明的實施例的信道估計系統200的框圖。信道估 計系統200包括線性相關器110、符號同步單元120以及信道脈衝響應 (CIR)估計器130。信道估計系統200可以進一步包括PN消除單元 30，以及可以進一步包括模數轉換器10和頻率同步/時鐘恢復單元20。 同時，信道估計系統200可以進一步包括快速傅立葉變換(FFT)單元 40、信道均衡器50、解碼單元60、離散傅立葉變換(DFT)單元70 和硬判決單元80。信道估計系統200可以在OFDM接收機內實現。線性相關器110接收基帶採樣覆信號/^;)和本地PN信號C^，以 及計算它們間的線性相關性，以便生成線性相關序列/ ^(w)。當以頻率 fs=l/Ts，採樣輸入到信道估計系統200的模擬信號々)時，獲得基帶採 樣覆信號/如)。此時，n-n〃iVc，其中，Nc是包括在幀體5中的OFDM 符號的數量，以及Tu是NcOFDM符號的整個周期。符號同步單元120接收線性相關序列^cW以及基於線性相關序 列/ r+)，生成OFDM符號同步信號SS。CIR估計器130接收線性相關序列i^c^、符號同步信號ss，以及 反饋信號sf，基於所接收的三個信號，估計CIR，以及輸出對應於估計 結果的CIR序列A,如)(其中，"i"是所接收的OFDM符號的指數)。 反饋信號sf可以是當執行判決反饋均衡(DFE)時生成的信號。CIR估計器130使用閾值方法，檢測線性相關序列Rrc(")中的互相 關值的最大值，以及從線性相關序列/ n^;)重複地消除所檢測的最大互 相關值，由此從線性相關序列&c(")消除路徑間幹擾(IPI)。另外， CIR估計器130基於CIR序列A,(")和反饋信號sf間的巻積，從線性相 關序列&c("消除隨機數據幹擾(與噪聲類似)。此後，CIR估計器130 基於已經從其消除路徑間幹擾(IPI)和隨機數據幹擾的線性相關序列 Rrx(n)，輸出CIR序列。更詳細地說，線性相關序列^" )具有三種類型的幹擾 一種是由 於幀頭的異常互相關引起的路徑間幹擾(IPI);另一種是在幀體中出
現的隨機數據幹擾，以及其他是信道加性高斯白噪聲(AWGN)。路 徑間千擾(IPI)比其他兩種幹擾更影響CIR估計。通過迭代地檢測最 大互相關佰和從線性相關序列Arc(,7)移出它，能抵消路徑間幹擾(IPI)。基fCR序列/;(,')和反饋信號sf間的巻積，通過CIR估計器130，能抵消隨機千擾。基於從其移出路徑間幹擾的線性相關序列^"C(,！)，生成CIR序列A,(^，以及基於恢復幀體;a^;)，生成反饋信號sf。可以進一步包括在信道估計系統200中的PN消除單元30基於從 符號同步單元120輸出的符號同步信號ss以及從CIR估計器130輸出 的CIR序列/;如)，從基帶採樣覆信號K"中消除幀頭1 (圖l)，恢復 頻帶採樣覆信號K")中的幀體數據和當前CIR間的循環巻積，以及輸出 恢復的幀體x《^)。如上所述，信道估計系統200可以進一步包括模數轉換器(ADC) 10和頻率同步/時鐘恢復單元20。模數轉換器10以預定採樣頻率fs， 採樣所接收的模擬信號^)，以及輸出對應於採樣結果的數位訊號。其 中，預定採樣頻率fs可以是1/Ts以及Ts可以是Tu/Nc (見圖1)。頻率同步/時鐘恢復單元20補償從模數轉換器10輸出的數位訊號 中的採樣時鐘偏移和載波頻率偏移，以及輸出基帶採樣覆信號r0。信道估計系統200可以進一步包括FFT單元40、 DFT單元70、 信道均衡器50、硬判決單元80和解碼單元60。FFT單元40在由PN消除單元30恢復的幀體x"")上執行快速傅裡 葉變換(FFT)，以及輸出快速傅立葉變換信號"("，其中，"k"表 示副載波的指數。DFT單元70在從CIR估計器130輸出的CIR序列l如)上執行零 填充，在零填充序列上執行離散傅立葉變換(DFT)，以及輸出離散傅
裡葉變換信號H,^，其中，"k"表示副載波的指數。信道均衡器50基於從FFT單元40輸出的快速傅立葉變換"(々)和 從DFT單元70輸出的離散傅立葉變換信號//,(/0，執行信道均衡，以及輸出均衡信號S,刺。其中，通過"W除以s,W獲得均衡信號s,("。硬判決單元80接收從信道均衡器50輸出的均衡信號&Ot)，在均 衡信號H)上執行硬判決，以及將硬判決結果輸出為反饋信號sf。信 道均衡器50還可以將均衡信號S,Ot)輸出到解碼單元60和CIR估計器 130。解碼單元60從信道均衡器50接收均衡信號Afr)，在其上執行信 道解碼，以及輸出解碼信號。解碼單元60可以使用向前糾錯(FEC)， 執行維特比(Viterbi)解碼。可以基於均衡信號S,OO，生成輸入到CIR估計器130的反饋信號 sf。反饋信號sf可以是由處理均衡信號^0O的硬判決單元80生成的硬 判決信號或由處理均衡信號i,W的解碼單元60生成的解碼信號。如上所述，信道估計系統200可以包括在OFDM接收機中。圖3是示例說明在根據本發明的實施例的信道估計系統中，線性 相關性的理論結果的圖。換句話說，圖3所示的圖表示不反映通過信 道傳送的幀頭和本地PN間的隨機數據幹擾的線性相關性的結果以及 信道噪聲。圖3示例說明相對於幀頭1 ，通過如下設置的參數 Lpre-83，Lp。st=82,Lm=255以及LPN=420，線性相關性的結果。對應於前 導和後導信號2和4，(在時間=+255和-255)生成主峰值(在時間=0) 以及兩個寄生峰值。循環相關區中的線性相關性的結果-L^3寸間ipU中心)與由於幀頭1的循環延長的循環相關的結果。通過前導和 後導信號2和4，由於循環相關的失真，相關噪聲存在於循環相關區外。圖4是當0dB的回波(在多路環境中)存在於循環相關區內時，執行線性相關的結果的圖。為簡化說明書的目的，在該圖中未示出信道噪聲。可以將圖4中所示的線性相關的結果視為如圖3所示，近似理想 相關(由於信道巻積的線性化)以及實際信道中的信道CIR間的巻積。 因此，通過檢測圖4所示的多路相關峰值，能執行相對於實際信道的 CIR估計。參考圖4，由於0dB回波(即log (第一峰值6的振幅(例 如0.09) /第二峰值7的振幅(例如0.09))存在於循環相關區(具有 最小額定振幅)中，能易於檢測峰值。然而，實際上，難以明確地確定多路的分布範圍，因此，在具有 高振幅的位置(特別是寄生峰值)處，可能錯誤地檢測峰值。圖5是示例說明當0dB回波存在於循環相關區外時，執行線性相 關的結果的圖。參考圖5，當0dB回波(即第四峰值9是第三峰值8 的回波)存在於循環相關區之外時，完全破壞循環相關區，因此，由 於多路或低振幅回波，難以檢測短延遲。因此，本發明的實施例使用 順序地檢測多路相關峰值以及從相關序列(即r(;")，消除多路相關峰 值的方法。在下文中，將參考圖2，進一步描述根據本發明的實施例的信道 估計的方法的步驟。在步驟(a)，線性相關器110計算在基帶採樣覆信號r(n)和本地 PN信號C("間的線性相關性，以及生成第一線性相關序列^c(";)。在 步驟(b)中，CIR估計器130從第一線性相關序列7^c(^重複地消除路徑間千擾，以及基於在消除路徑間幹擾後獲得的第二相關序列，生 成第一 CIR序列。
根據本發明的當前實施例的信道估計可以進一步包括下述步驟 (C)和(d)。在步驟(C)中，信道估計系統200基於第一CIR序列、 基帶採樣覆信號^0以及基於第一線性相關序列/6r(w)所生成的符號同 步信號，生成反饋信號sf。
在步驟(d)中，CIR估計器130基於第一CIR序列和反饋信號sf， 從第二相關序列消除隨機數據幹擾，以及基於在消除隨機數據幹擾後 所獲得的第三相關序列，生成第二CIR序列。換句話說，可以從第一線性相關序列i rc^ (其在步驟(a)中生 成)消除路徑間幹擾(步驟(b))以及基於路徑間幹擾自由相關序列， 估計CIR。另外，從路徑間幹擾自由相關序列(步驟(d))消除隨機 數據幹擾，然後，可以從隨機數據幹擾自由相關序列，估計CIR。因此， 通過步驟(c)和(d)，執行DFE。
替換地，可以將步驟(d)中生成的第三相關序列設置成第一相關 序列以及可以從步驟(b)重複步驟。換句話說，當DFE迭代次數為O 時，省略步驟(c)和(d)。當DFE迭代數為1， 一次執行步驟(c) 和(d)的每一個。
在步驟(a)，線性相關器llO基於基帶採樣覆信號r(")和本地PN信號C("，計算線性迭代以及生成第一相關序列i K(M)。第一相關序列(。包括路徑間幹擾和隨機數據幹擾。
在步驟(b) ， CIR估計器130從第一相關序列i rc(n)消除路徑間 幹擾。步驟(b)包括在子步驟(bl)中，在第一相關序列i rc(")中檢 測具有等於或大於預定閾值^,的峰值，以及生成觀測矢量力，，在子步
驟(b2)中，基於觀測矢量，生成CIR序列，在子步驟(b3)中，基 於CIR序列，從第一相關序列i^r(/"消除路徑間幹擾，以及在子步驟 (b4)中，當預定閾值^大於初始閾值^ (其可以設置成大於最大寄 生峰值)時，根據預定參數，降低預定閾值A,，以及返回到子步驟(bl)。4/ =fl(r。 J， J，…，0、~ —在子歩驟(bi)，在第一相關序列w,.,'"如)中，檢測具有等於或 大於預定閾值的振幅的峰值，以及生成觀測矢量，其中，a(r。)至;e,」是各個檢測峰值的振幅， Qj是檢測峰值數，(r表示矩陣轉置，以及r。至、—,是相對時延。另外，預定閾值^.的初始閾值^可以是將^r^)除以M所獲得的值，其中， "j"是表示迭代數並等於"iter"的指數，M是允許初始值^大於最大寄生峰值的預定數，以及最大寄生峰值可以是)或A一 / ;/V在子步驟(b2)中，基於觀測矢量^，生成第j個CIR序列。當 生成第j個CIR序列時，對應於大於預定閾值^的相關閾值，計算CIR 係數。可以基於信道CIR和對於CIR估計器130已知的、當在幀體中 不存在幹擾時獲得的理想相關間的巻積，同時計算觀測矢量。為了當 生成第j個CIR序列時同時計算CIR係數，可以使用統一解決方案。在子步驟(b3)，基於第j個CIR序列，從相關序列i W『'(")消 除路徑間幹擾。路徑間幹擾自由相關序列是i K"^'"(")。當消除路徑間 幹擾時，基於觀測矢量，可以同時抵消路徑間幹擾，以便在後續迭代 期間，減少峰值檢測中的誤差。幹擾抵消的理論基礎是基於信道CIR 和對於CIR估計器130已知的、當在幀體中不存在幹擾時獲得的理想 相關間的巻積關係。在子步驟(b4)，當預定閾值^.大於初始閾值a(r,)77/wJ寸， 將預定閾值降低到預定參考。77/re/。 w是將檢測的最大多路峰值和最
小多路峰值間的比率，以及預定參考可以定義為^.-^.+,/M。此後， 相對於相關序列i^—''+' ( )，重複消除路徑間幹擾的步驟。步驟(C)可以包括子步驟(Cl至c5)，包括在子步驟(Cl)，從基帶採樣覆信號r(")中消除幀頭(基於從符號同步單元120和cir序 列/;,如)輸出的符號同步信號ss)，以及恢復基帶採樣覆信號r^)中的幀體數據和當前信道cir間的循環巻積關係，以便生成恢復幀體^,G;);在子步驟(c2)，在恢復的幀體義,如)上執行FFT以便生成快速傅立葉 變換信號A^:);在子步驟(c3)，在CIR序列A,(…上執行零填充以及 在零填充A,如)上執行DFT，以便生成離散傅立葉變換信號//,.(";在子 步驟(c4)，基於快速傅立葉變換信號義,W和離散傅立葉變換信號 H,(/。，執行信道均衡以便生成均衡信號；以及在子步驟(c5)，在均 衡信號上執行硬判決以便生成硬判決信號；,.0t)。代替執行子步驟(c5)，可以執行在均衡信號i,刺上執行信道解碼以便生成解碼信號的子步驟。換句話說，反饋信號sf可以由硬判決或由均衡信號；,("的信道解碼產生。在步驟(d)，使用通過DFE生成的當前幀體數據和在前OFDM 信號中的幀體數據，可以抵消隨機數據幹擾。能基於信道cir和通過 DFE獲得的幀體數據和當隨機數據幹擾不存在於幀頭中時的本地PN 間的相關間的巻積，能抵消隨機數據幹擾。根據本發明的上述示例性實施例的信道估計能由下述算法(偽代 碼)表示formula see original document page 21基於A，生成cir序列；7 rc'""'" (w)-通過從/ /V一 (w)抵消路徑間幹擾而獲得的序列; 基於^cto = /(n)，生成CIR序列； =〃" /M ;(5)如果(Z)M〈A^J 生成反饋信號；/ rc'—(M)-通過從7 /r'—'( )抵消隨機數據幹擾獲得的序列; 返回到(2) ; }。圖6列出了用來模擬根據本發明的實施例的信道估計系統的參數。圖7使用在中國測試第8 (CT8)信道模型中，使用圖6中列出的 參數，制表用來模擬信道估計系統的配置。圖8是示例說明在"Digital Video Broadcasting (DVB) :Frame structure, Channel Coding and Modulation for Digital Terrestrial Television" [ETSI， Tech, Rep. EN300 744 vl. 1.2,1997年8月]中公開 了在DVB-T信道模式的固定接收Fl中，使用圖6中列出的參數的信 道估計系統的模擬結果的圖。參考圖8，在抵消隨機數據幹擾前(即在第一 DFE迭代中)，M=2 以及77^,。,,,,。為1/8，以及當抵消隨機數據幹擾時(即在第二DFE迭代 中)"C,。一為1/16。參考圖8，與傳統信道估計(由J.Wang， Z.X.Yang, C.Y.Pan， J.Song, and L.Yang [ "Iterative Padding Subtraction of the PN Sequence for the TDS-OFDM over Broadcast Channels " ， IEEE Trans. Consumer Electronics, vol.51, no.4, pp.1148-1152,2005年11月中介紹的方法[2]] 相比，在根據本發明的當前實施例執行的信道估計中，符號誤碼率一 律更低[LCIC-DFENdfe-l， Ndfe=2]。另外，當與當僅使用基於線性相 關的幹擾抵消(LCIC)，而不使用DFE時相比，當執行一個DFE迭 代(Ndfe-O)時，在SER=0.1時，使信噪比(SNR)增加約3dB。圖9是示例說明在CT8信道模式中，使用與用在圖8中所示的模 擬中相同的參數(圖6)，信道估計系統的模擬結果的圖。參考圖8和 9， CIR估計主要受用在圖8中所示的模擬中的信道模式中的路徑間幹 擾影響，其中，不存在長延遲回波。因此，信道估計不受DFE迭代數 影響。然而，由於用在圖9所示的模擬中的CT8模式具有長延遲和高 振幅回波，基於NFE迭代數，性能顯著不同。如上所述，根據本發明的實施例，能有效地估計信道CIR，以及 在具有長延遲和高振幅回波的環境中，顯著地改進信道CIR估計的性能。另外，本發明具有比使用循環相關，執行傳統信道估計方法的系 統更低的系統複雜性，從而便於實現。儘管參考其優選實施例，特別示出和描述了本發明，本領域的普 通技術人員將理解到在不背離如由下述權利要求所定義的本發明的精 神和範圍的情況下，可以在形式和細節方面做出各種改變。
權利要求
1. 一種信道估計方法，使用與判決反饋均衡(DFE)結合的基於 線性相關的幹擾抵消(LCIC)。
2. 如權利要求1所述的信道估計方法，其中，該信道估計方法包 括下述步驟(a) 計算基帶採樣覆信號和本地存儲的偽噪聲PN信號間的線性 相關，以及生成第一相關序列；以及(b) 從第一相關序列迭代地消除路徑間幹擾，通過從第一相關序 列消除路徑間幹擾而獲得第二相關序列，以及基於第二相關序列，生 成第一信道脈衝響應(CIR)。
3. 如權利要求2所述的信道估計方法，進一步包括(c) 基於第一CIR序列、基帶採樣覆信號以及基於第一相關序列 生成的符號同步信號，生成反饋信號；以及(d) 基於第一CIR序列和反饋信號，從第二相關序列消除隨機數 據幹擾，通過從第二相關序列消除隨機數據幹擾，獲得第三相關序列， 以及基於第三相關序列，生成第二CIR序列。
4. 如權利要求3所述的信道估計方法，進一步包括(e)使用第 三相關序列，返回到步驟(b)。
5. 如權利要求2所述的信道估計方法，其中，步驟(b)包括子步驟(bl)檢測第一相關序列中，具有等於或大於預定閾值的振幅的 峰值，以及生成觀測矢量；(b2)基於觀測矢量，生成CIR序列；(b3)基於CIR序列，從第一相關序列消除路徑間幹擾；以及 (b4)當預定閾值大於初始閾值時，使預定閾值降低到預定參考 值，並返回到子步驟(bl)。
6.如權利要求5所述的信道估計方法，其中，預定閾值^.的初始 閾值^是通過^r^)除以M獲得的值，其中，"j"是表示步驟(b) 的迭代數的指數，M是允許初始值f/',大於最大寄生峰值振幅的預定數，以及最大寄生峰值振幅是formula see original document page 3或卜(承formula see original document page 3
7.如權利要求6所述的信道估計方法，其中，預定參考值定義為
8.如權利要求3所述的信道估計方法，其中，步驟(c)包括子步驟(cl)基於符號同步信號和CIR序列，從基帶採樣覆信號消除幀 頭，以及恢復基帶採樣覆信號中的幀體數據與當前信道CIR間的循環 巻積以便生成恢復幀體；(c2)在恢復幀體上執行快速傅立葉變換以便生成快速傅立葉變 換信號；(c3)在CIR序列上執行零填充以及在零填充CIR序列上執行離 散傅立葉變換，以便生成離散傅立葉變換信號；(c4)基於快速傅立葉變換信號和離散傅立葉變換信號，執行信 道均衡以便生成均衡信號；以及(c5)在均衡信號上執行硬判決以便生成硬判決信號。
9.如權利要求3所述的信道估計方法，其中，步驟(c)包括子步驟(cl)基於符號同步信號和CIR序列，從基帶採樣覆信號消除幀 頭，以及恢復基帶釆樣覆信號中的幀體數據與當前信道CIR間的循環 巻積以便生成恢復幀體；(c2)在恢復幀體上執行快速傅立葉變換，以便生成快速傅立葉 變換信號；(c3 )在CIR序列上執行零填充以及在零填充CIR序列上執行離散傅立葉變換，以便生成離散傅立葉變換信號-，(c4)基於快速傅立葉變換信號和離散傅立葉變換信號，執行信 道均衡以便生成均衡信號；以及(c6)在均衡信號上執行信道解碼以便生成解碼信號。
10. 如權利要求5所述的信道估計方法，其中，子步驟(b2)包 括計算對應於大於預定閾值的所檢測相關峰值的CIR係數。
11. 如權利要求5所述的信道估計方法，其中，子步驟(b3)進 一步包括通過基於觀測矢量，從第一相關序列抵消路徑間幹擾，在後 續迭代期間，降低峰值檢測中的誤差。
12. -種信道估計系統，使用與判決反饋均衡結合的基於線性相 關的幹擾抵消。
13. 如權利要求12所述的信道估計系統，其中，信道估計系統包括線性相關器，配置成接收基帶採樣覆信號以及通過計算基帶採樣覆信號和本地存儲的偽噪聲信號間的線性相關，生成第一相關序列；符號同步單元，配置成接收第一相關序列以及輸出正交頻分復用(OFDM)符號同步信號；以及信道脈衝響應(CIR)估計器，配置成接收第一相關序列、符號同 步信號和反饋信號，以及基於第一相關序列、符號同步信號和反饋信 號，估計CIR，以及輸出對應於估計結果的第一CIR序列，其中，CIR估計器用來消除路徑間幹擾，以及從第一相關序列消 除隨機數據千擾。
14. 如權利要求13所述的信道估計系統，其中，CIR估計器 迭代地檢測第一相關序列中的最大互相關值，基於第一 CIR序列和反饋信號間的巻積，迭代地消除所檢測的最 大互相關值以便從第一相關序列消除路徑間幹擾，從通過從第一相關 序列消除路徑間幹擾而獲得的第二相關序列消除隨機數據幹擾，以及基於通過從第一相關序列消除隨機數據幹擾獲得的第三相關 序列，輸出第二CIR序列。
15. 如權利要求13所述的信道估計系統，進一步包括 快速傅立葉變換單元，配置成在從偽噪聲消除單元輸出的恢復幀體上，執行快速傅立葉變換，以及輸出快速傅立葉變換信號；離散傅立葉變換單元，配置成在從CIR估計器輸出的第一 CIR序 列上執行零填充，在零填充CIR序列上執行離散傅立葉變換，以及輸 出離散傅立葉變換信號；信道均衡器，配置成基於快速傅立葉變換信號和離散傅立葉變換 信號，執行信道均衡，以及輸出均衡信號，以及至少下述一個硬判決單元，配置成在從信道均衡器接收的均衡信號上執行硬判 決以及輸出硬判決信號；以及解碼單元，配置成在從信道均衡器接收的均衡信號上執行信道解 碼以及輸出解碼信號。
16. 如權利要求15所述的信道估計系統，其中，反饋信號是從硬 判決單元輸出的硬判決信號。
17. 如權利要求15所述的信道估計系統，其中，反饋信號是從解 碼單元輸出的解碼信號。
18. —種OFDM接收機，包括用於使用基於線性相關的幹擾抵消 和判決反饋均衡，執行信道估計的系統。
19. 如權利要求18所述的接收機，其中，信道估計系統包括 線性相關器，配置成接收基帶採樣覆信號，以及通過計算基帶採 樣覆信號和本地存儲的偽噪聲信號間的線性相關，生成第一相關序列; 以及CIR估計器，用來從第一相關序列消除路徑間幹擾和消除隨機數 據幹擾。
20.如權利要求19所述的接收機，其中，CIR估計器 迭代地檢測第一相關序列中的最大互相關值，基於第一 CIR序列和反饋信號間的巻積，迭代地消除所檢測的最 大5相關值以便從第 一 相關序列消除路徑間幹擾，從通過從第 一 相關 序列消除路徑間幹擾所獲得的第二相關序列，消除隨機數據幹擾，以及基於通過從第一相關序列消除隨機數據幹擾而獲得的第三相關序列，輸出第二CIR序列。
全文摘要
提供使用與判決反饋均衡結合的基於線性相關的幹擾抵消(LCIC-DFE)的信道估計方法和系統。信道估計方法包括通過計算基帶採樣覆信號和本地存儲的偽噪聲信號間的線性相關，生成第一相關序列，以及通過從第一相關序列迭代地消除路徑間幹擾，獲得第二相關序列，以及基於第二相關序列，生成第一信道脈衝響應(CIR)序列。同時，基於第一ICR序列和反饋信號，通過從第二相關序列消除隨機數據幹擾，獲得第三相關序列，以及基於第三相關序列，生成第二CIR序列。
文檔編號H04L27/26GK101123596SQ20071012712
公開日2008年2月13日 申請日期2007年6月28日 優先權日2006年8月12日
發明者劉光輝 申請人:三星電子株式會社