一種全差分cmos超寬帶低噪聲放大器的製作方法
2023-10-16 23:25:04 1
專利名稱：一種全差分cmos超寬帶低噪聲放大器的製作方法
技術領域：
本發明為射頻集成電路領域，具體涉及一種高增益、低噪聲和良好輸 入匹配的全差分低噪聲放大器的設計，特別應用於3.1 4.8GHz、 3.1 10.6GHz超寬帶UWB射頻前端或者900MHz 6GHz的認知無線電 (SDR)射頻前端中。
背景技術：
超寬帶無線通信技術及認認知無線電技術是當前學術界和工業界的 研究熱點。特別是UWB作為一種高速而又低功耗的數據通信方式，它有 望在無線通信領域得到廣泛的應用。超寬帶無線通信從實現方式上主要有 無載波脈衝超寬帶(IR-UWB)、直接序列(DS-UWB)和多帶OFDM (MB-OFDM)超寬帶三種方式。然而在任何一種實現方式中，射頻接收 機都需要使用寬帶低噪聲放大器模塊。
低噪聲放大器是接收機前端中最關鍵的模塊之一，其作用就是將天線 接收到的微弱信號放大並抑制接收機後級電路的噪聲。這要求低噪聲放大 器必須提供足夠的增益，同時以保證後級噪聲不會對系統性能造成過大的 影響。低噪聲放大器的增益往往與功耗成正比，而對於UWB系統而言， 低功耗是其基本要求，因此在保證足夠增益的情況下如何減小功耗是應用 於UWB系統中LNA設計的重要難題。另外，與傳統的窄帶LNA不同， 超寬帶LNA的帶寬高達幾個GHz，在整個工作頻段內保持良好的輸入匹 配、增益平坦度及低噪聲也是很難達到的性能要求。
傳統片內CMOS寬帶LNA的實現通常採用如下幾種匹配方式1) 片內LC濾波網絡匹配LNA:基於窄帶源級電感退化原理，在輸入
端加入較高階數的LC無源濾波器以展寬頻帶，實現輸入寬帶匹配。由於
使用了寬帶濾波器，該結構在寬帶內有良好的輸入匹配及平坦的增益，較
優化的噪聲性能，但由於該結構LNA使用了大量電感電容，佔用很大的 晶片面積，特別是差分應用情況下。
2) 共柵級輸入結構LNA:利用共柵結構提供輸入阻抗實部，該阻抗 實部在理想情況下為1/^，而且通過輸入電感電容產生一個諧振點、輸出 電感電容實現一個諧振點，可以得到2階輸入匹配，因此寬帶匹配性能較 好。另外，只需要較低的電流就能滿足輸入垮導需要，可以實現很低的功 耗設計。不過該結構LNA本身噪聲性能較差，同時單級LNA只能提供有 限的增益，會進一步惡化系統的噪聲性能，如果採用兩級結構會佔用較大 的晶片面積，因此在超寬帶系統中的應用也很有限。
3) 電阻並聯負反饋LNA:該結構LNA通過電阻負反饋來拓展放大器 的增益帶寬，同時獲得寬帶匹配；該結構可以實現較高的增益，滿足寬帶 輸入匹配和相對較好的噪聲性能。由於該結構LNA的增益和輸入共源級 電晶體的跨導成正比，因此寬帶且高增益的要求勢必導致較高的功耗；另 外為了補償輸出節點寄生電容對高頻增益的影響，通常負載會使用電感諧 振網絡來改善電路高頻增益響應，負載電感通常較大，佔用較大晶片面積。
綜上分析，針對CMOS寬帶低噪聲放大器(特別是應用於超寬帶UWB 及認知無線電SDR)的設計，如何實現增益、功耗、面積、寬帶輸入匹配、 線性度及穩定性等性能的優化提高，具有非常重要的意義。
發明內容
本發明目的是提供一種全差分CMOS低噪聲放大器電路，以克服現有
技術存在的不足，提供一種可以應用於超寬帶或認知無線電系統的接收機 前端。該LNA具有較好增益、增益平坦度、噪聲係數、輸入匹配等性能指標，能夠實現低功耗並且只佔用較小晶片面積。 為了達到上述目的，本發明的技術方案如下
一種全差分CMOS寬帶低噪聲放大器，由匹配級、放大級、反饋級 和負載級四個部分組成，其中
匹配級，用以接收輸入信號，使信號源與輸入阻抗良好匹配； 放大級，連接於所述匹配級與輸出端之間，完成所述匹配級輸出電壓
信號的跨導放大；
負載級，連接於電源與所述輸出端之間，用以輸出放大信號，為了減
小晶片面積，負載級只使用電阻，把電流重新轉換成電壓信號；
反饋級，連接於所述匹配級與所述輸出端之間，同時與匹配級組成匹 配網絡，與放大級一起獲得一定的輸入阻抗；同時與負載級、放大級一起 保證增益的穩定與增益的帶寬。
進一步地，所述匹配網絡是由所述匹配級與所述反饋級共同作用組成 的其中所述匹配級為一2階LC帶通濾波網絡，實現寬帶輸入匹配，其 由接信號輸入端的晶片封裝鍵合線的等效電感A。^"g與ESD PAD的等效 電容C^D構成匹配級輸入，並與晶片內第一隔直電容G、串聯電感&及 所述放大級等效輸入電容C,J頓次相連。
進一步地，所述反饋級包括第三NMOS管似7，其柵極與所述輸出 端V。w相連，漏極接電源，源極通過第二電流源A接地； 一反饋R/C/並 聯網絡， 一端通過晶片內第二隔直電容C2與所述第三NMOS管71/7源極 耦合，另一端接所述串聯電感丄g。
進一步地，所述放大級包含以共柵共漏相連接的第一PMOS管Mj 與第一NMOS管M7對管，是源極放大器，其柵極均與所述匹配級的所述 串聯電感相連，其中所述第一NMOS管M7的源極可以直接接地(這種情 況需要對M7進行柵壓偏置也可以與對稱的另外一支路NMOS管似2—起 連接到尾電流源//，實現M;的交流接地；所述第一PMOS管Mj源極接第一電流源/2。
進一步地，第二 NMOS管M5，和所述第一 PMOS管M3與第一 NMOS 管M;對管的漏極相連接，作為共柵極電流跟隨器，其輸入阻抗約l/gm， 它一方面可以減小輸入對管柵漏電容(米勒等效電容)對電路的影響，另 一方面，所述第二NMOS管71/5可以隔離輸入和輸出級，保證電路有很好 的隔離度；其柵極與偏置直流電壓相連接，其漏極與所述輸出端V一相連。
在寬帶放大器的設計中，在負載極通常習慣使用電感來諧振該點的寄 生電容，因為負載端的寄生電容會使高頻端增益嚴重衰減。本電路中，所 述負載級，其每一個支路只使用一個電阻，這主要出於兩方面的考慮首 先使用負載電感會佔用較大的晶片面積；另外，由於寄生電容引起的高頻 增益衰減可以通過所述串聯電感進行補償，相對負載使用的電感，串聯電 感"要小的多，減小了晶片面積。所述電阻其一端接電源VCC;另一端 接所述輸出端V。w,，與所述第二NMOS管71/5的漏極相連。
本發明所做的突出改進主要體現在如下兩方面
首先針對低功耗和高增益的應用進行了改進。如圖4-l為傳統的單端共 源共柵電阻負反饋放大器的基本結構，電路的增益取決於Mw的跨導&和負 載阻抗&，為了獲得高增益，要麼增大跨導&，意味著電路較大的功耗； 要麼增大負載阻抗&，意味著帶寬的降低。同時，這兩種方式都不可避免 地增大負載電阻&上的直流壓降，因而限制了單級放大電路的增益，也限 制了電路工作於低電源電壓下。因此可以如圖4-2所示，可以在^Tw的漏極 注入一定的直流電流/w，降低負載電阻上的直流壓降而不影響電路的小信 號增益。為了進一步利用/5/，利用電流復用技術，如圖4-3所示，可以在 該直流通路上加入PMOS管A^，與輸入NMOS管A^—樣，作為共源級放大， 提供一定的跨導，在不增大電流的情況下，提高了電路的增益。另外，PMOS
管分流了負載電阻的直流電流，提高了輸出端的直流電壓餘度。另外，使用柵極電感"對高頻增益進行拓展，同時改善因高頻增益下 降而惡化的高頻輸入匹配。如圖5所示，相比其他基於電阻負反饋結構的
LNA，比如使用漏極負載電感或者源級退化電感，以及綜合使用各種電感 (如公開發明專利CN101350592A)，本發明只使用了柵極電感柵極，並 且電感感值較小，很大程度上減小了晶片面積。從電路增益的角度來看， 負反饋放大器高頻增益的下降主要是由於輸入端寄生電容C,"和輸出節點 寄生電容CL產生的兩個極點引起的。如圖6所示為電路小信號簡化模型， 因此從原理上講，插入與C,"相串聯的電感可以改善高頻增益的下降，通過 Matlab對增益進行分析，圖7顯示了LNA的增益隨柵極電感丄g的變化趨勢， 可以判定，通過合理選擇柵極電感值，可以獲得平坦的寬帶增益。
本發明由於採用了上述的技術方案，使之與現有技術相比，具有以下的 優點和積極效果本發明LNA結構簡單，電路中儘可能的減少了電感的 使用，佔用晶片面積小；另外採用輸入電流復用，降低了功耗，適於低電 源電壓下工作；同時具有良好的寬帶輸入匹配、低噪聲係數、高增益等性 能指標。
通過以下對本發明的實施例並結合其附圖的描述，可以進一步理解本發 明的目的、具體結構特徵和優點。其中，附圖為-圖1:本發明LNA的結構框圖。 圖2:本發明LNA等效匹配網絡示意圖。 圖3:本發明LNA放大級基本電路原理圖。
圖4-1:傳統的單端共源共柵電阻負反饋放大器的基本結構示意圖。 圖4-2:本發明漏極注入直流電流原理圖
圖4-3:本發明PMOS、 NMOS電流復用原理圖
圖5:本發明突出改進之柵極電感示意圖。圖6:本發明LNA小信號簡化模型一柵極電感示意圖。 圖7:柵極電感對高頻增益的拓展效果示意圖。
圖8:本發明LNA反饋級原理圖。
圖9:本發明具體實施例電路圖。
圖10:本發明具體實施例電路輸入匹配Sll仿真結果圖。
圖11:本發明具體實施例電路增益與噪聲係數NF仿真結果圖。
圖12:本發明具體實施例線性度IIP3仿真結果圖。
具體實施例方式
下面結合附圖進一步描述本發明。
參照圖1所示為本發明CMOS超寬帶LNA結構框圖，由匹配級1， 放大級2、反饋級3和負載級4依次連接組成。
參照圖2所示，匹配網絡是由輸入匹配級l與反饋級3共同作用組成， 匹配網絡本質上是一帶通濾波器，實現寬帶輸入匹配。匹配級l可以看作 一個2階的LC網絡。其中Rs為輸入信號源的電阻，^是晶片引腳的鍵 合線電感，C^D是晶片PAD上等效寄生電容，"是輸入跨導管柵極電感， CV是輸入跨導管等效輸入電容，Z/w是從反饋通路看進去的等效輸入阻 抗，如圖6小型號中模型所示。因此如果先忽略柵極電感丄g，可以計算出 圖6所示的等效輸入阻抗
《《.
7/
1 +《CL
i + n《G i + gm A
(i)
其中C,"表示輸入級相對於地的所有寄生電容，包括跨導管(PMOS 和NMOS對管)的以及部分Miller電容。式(l)表明，LNA輸入阻抗 可以看作是輸入電容C&和一個複雜的阻抗Z,w的並聯。在低頻時，LNA 輸入阻抗主要由Z,w的低頻阻抗決定。從Z/w/的表達式可以看出，它是由一個直流阻抗和相應的一個零點、 一個極點組成的複合阻抗。可以發現輸 出極點電容Ci對輸入阻抗值有很大的影響。Z^的零點位置是1/2;r&CY， 為了滿足較大的增益，^的值不可能太小，因此此極點也就在幾個GHz 處；Z，的極點位置是(lUj/2;rAQ，可以看出，該極點在零點的Jr倍
處。但整個LNA的輸入阻抗要比簡單的零點極點複雜的多，因為還要考 慮到並聯連接的輸入電容C, 。出於噪聲性能的考慮，輸入跨導管通常較 大，因此引入較大的寄生電容C, ，該電容會和輸入電阻形成另外的一個 極點，該極點與Zw/的零點相距較近(&a4i m)，因此輸入阻抗會隨著
頻率的增高，經過上述零極點時，會發生劇烈變化，特別是輸入阻抗的虛 部，會因為輸入輸出電容的影響，產生較大的容抗，使得輸出匹配隨著頻 率的升高而快速惡化。因此，在電路具體實現時要特別注意輸出負載電容 G的大小，對寬帶輸入匹配有較大的影響。同時可以直觀的發現，圖6 中插入的柵極電感對高頻的輸入匹配有較大的改善。
參照圖3，所示為單端放大級基本電路原理圖，其中柵極電感丄g對應 圖2中的電感丄g，輸入為PMOS-NMOS對，PMOS和NMOS都是共源級 放大。其中71^的源接一偏置電流源/5/，通過旁路電容G實現源級交流 接地；M^的源端可以直接接地(這種情況需要對7l^進行柵壓偏置)，也 可以與對稱的另外一支路NMOS管一起連接到尾電流源，實現Mw源級交 流接地。A^與Mw的漏端相連並連接到共柵NMOS管似5的源極，交流小 信號通過7l^的漏極到負載級。T14作為電流跟隨器，其輸入阻抗約l/gm， 它一方面可以減小輸入對管柵漏電容(米勒等效電容)對電路的影響，另 一方面，該MOS管可以隔離輸入和輸出級，保證電路有很好的隔離度。
參照圖4-1、 4-2、 4-3所示，分析了放大級的電流復用與高頻增益補償， 針對低功耗和高增益的應用進行了改進。如圖4-l為傳統的單端共源共柵電 阻負反饋放大器的基本結構，電路的增益取決於A^的跨導^和負載阻抗&，為了獲得高增益，要麼增大跨導&，意味著電路較大的功耗；要麼增
大負載阻抗&，意味著帶寬的降低。同時，這兩種方式都不可避免地增大 負載電阻A上的直流壓降，因而限制了單級放大電路的增益，也限制了電
路工作於低電源電壓下。因此可以如圖4-2所示，可以在i^v的漏極注入一 定的直流電流/5"降低負載電阻上的直流壓降而不影響電路的小信號增 益。為了進一步利用/w，如圖4-3所示，可以在該直流通路上加入PMOS管 Mp，與輸入NMOS管i^一樣，作為共源級放大，提供一定的跨導，在不增 大電流的情況下，提高了電路的增益。另外，PMOS管分流了負載電阻的 直流電流，提高了輸出端的直流電壓餘度。
參照圖5所示，圖中使用了柵極電感"對高頻增益進行拓展，同時改 善因高頻增益下降而惡化的高頻輸入匹配。相比其他基於電阻負反饋結構 的LNA，比如使用漏極負載電感或者源級退化電感，以及綜合使用各種電 感(如公開發明專利CN101350592A)，本發明只使用了柵極電感柵極， 並且電感感值較小，很大程度上減小了晶片面積。從電路增益的角度來看， 負反饋放大器高頻增益的下降主要是由於輸入端寄生電容C^和輸出節點 寄生電容CL產生的兩個極點引起的。
如圖6所示為電路小信號簡化模型，從原理上講，插入與C,n相串聯 的電感可以改善高頻增益的下降，通過圖中小信號模型可以得到電壓增
1 + s l丄-^^" + s ^---hs -
2 2 2
圖7通過Matlab對增益進行分析，顯示了 LNA的增益隨柵極電感 丄g的變化趨勢，可以觀察柵極電感Lg對高頻增益的補償，因此通過選擇 合適的柵極電感，可以獲得平坦的寬帶增益。
參照圖8所示，為反饋級原理示意圖，主要包括一個NMOS管A^，
li一個偏置電流源/52， 一個反饋電阻^，與反饋電阻相併聯的電容CV。 MF 的柵極與LNA的輸出端相連接，漏端直接連接到電源上，源級與偏置電 流源連接，小信號通過並聯的反饋電阻^和反饋電容C^連接到LNA的 輸入端。相比直接使用反饋電阻，插入的NMOS管il^能夠改善反饋電阻 ^對負載的影響，從而提高增益及增益帶寬，擴展了設計時的靈活性。 下面給出一個具體的實施例
如圖9所示，該實例電路為全差分CMOS LNA在超寬帶中的應用， 其工作頻段為Bandl,S卩3.1 4.8GHz。 電路相關器件參數如下
i 屍220Q; i 廣330Q; "0W^g=1.5nH; ￡g=0.9nH; C^D=120fF; C屍1.2pF; C產1.6pF; C廣55fF;
^m7= ^m2=丄m ^丄^ =丄m5^丄71/6=丄^/7=丄^ =1 80nm
『m屍『w屍100um;『M3=『糾=100um;
『奶=『m6= 80um; 『M7=『MS= 12腿；
/屍9mA; /產3mA; /屍0.4mA;
另外電路的輸出Buffer使用源跟隨器，W=30um， L=180nm，電流 4.5mA;功率衰減約8.5dB。
電路工作電壓1.8V，除去Buffer的核心電路功耗為17.6mW。
如圖10、圖11、圖12所示為該實施例電路仿真結果，電路工作頻段 3.1 4.8GHz，為了補償無源器件工藝偏差，電路設計給出了一定的餘度。 輸入匹配Sll小於-15dB，增益S21約18.9 19.4dB，噪聲係數NF為 2.62~2.9dB，線性度IIP3為-7dBm。可以看出，電路具有良好的寬帶性能。
最後應說明的是，以上僅用以說明本發明的技術方案而非限制，本領 域的普通技術人員應當理解，可以對本發明的技術方案進行修改或者等同 替換，而不脫離本發明技術方案的精神和範圍，其均應涵蓋在本發明的權 利要求範圍中。
1權利要求
1.一種全差分CMOS超寬帶低噪聲放大器，其特徵在於，包含有匹配級，用以接收輸入信號；放大級，連接於所述匹配級與輸出端之間，用以放大所述匹配級的輸出信號；負載級，連接於電源與所述輸出端之間，用以輸出放大信號；反饋級，連接於所述匹配級與所述輸出端之間，用來依據所述放大級輸出的放大信號產生一反饋信號，並將所述反饋信號反饋至所述匹配級。
2. 如權利要求1所述的低噪聲放大器，其特徵在於，所述匹配級為一2 階LC帶通濾波網絡，其包含由接信號輸入端的晶片封裝鍵合線的等效電 感與接地的ESDPAD等效電容構成匹配級輸入，並與晶片內第一隔直電容、 串聯電感及所述放大級等效輸入電容順次連接。
3. 如權利要求1所述的低噪聲放大器，其特徵在於，所述放大級包含 以共柵共漏相連接的第一PMOS管與第一NMOS管，其柵極均與所述匹配級的所述串聯電感相連，其中所述第一 NMOS管源極接地或者接尾電流 源，其中所述第一PMOS管源極接第一電流源；第二 NMOS管，其源極和所述第一 PMOS管與第一 NMOS管的漏極相 連接，作為共柵極電流跟隨器，其柵極與偏置直流電壓相連接並通過電容交 流接地，其漏極與所述輸出端相連。
4. 如權利要求1所述的低噪聲放大器，其特徵在於，所述負載級，只使 用一個負載電阻，所述負載電阻其一端接電源，另一端接所述輸出端，與所
5.如權利要求1所述的低噪聲放大器，其特徵在於，所述反饋級包括第三NMOS管，其柵極與所述輸出端相連，漏極接電源，源極通過第二 電流源接地；並聯的電阻與電容，其一端通過晶片內第二隔直電容與所述第三NMOS 管源極耦合，另一端接所述第一隔直電容與所述串聯電感之間。
全文摘要
本發明涉及一種全差分CMOS超寬帶低噪聲放大器。該低噪聲放大器可以應用於3.1～4.8GHz、3.1～10.6GHz的超寬帶中，或者900MHz～6GHz的認知無線電射頻前端中。它基於共源跨導輸入與電阻負反饋結構，由匹配級，放大級、反饋級和負載級組成。其中匹配級使用柵極電感調諧寬帶輸入阻抗；放大級使用電流復用的共源級NMOS管與PMOS管作為輸入端，與它們漏端輸出相連接的共柵級NMOS管作為電流跟隨器；輸入NMOS管柵極與電流跟隨器NMOS管漏極之間的NMOS管與電阻構成「電壓-電流」型負反饋通路；負載級使用電阻負載。本發明結構簡單，佔用晶片面積小，增益高，功耗低，能滿足寬帶通信系統射頻前端的要求。
文檔編號H03F3/19GK101656516SQ20091005522
公開日2010年2月24日 申請日期2009年7月23日 優先權日2009年7月23日
發明者任俊彥, 凡 葉, 張楷晨, 寧 李, 巍 李, 鄭仁亮 申請人:復旦大學