高速上遊數據機通信的製作方法

2023-10-17 17:11:54

專利名稱：高速上遊數據機通信的製作方法
技術領域：
本發明涉及電信領域，更具體來說旨在改善從客戶數據機到電話網絡中央局的經由常規模擬電話線的上遊通信。
隨著近來網際網路在商業和消費領域的用途的發展，經由諸如美國的公共交換電話網(PSTN)等常規電話網絡，在個人計算機用戶與網際網路業務提供者(ISP)之間使用撥號數據機通信已變得很普遍。近幾年，已進行了重要的改進，從而大大增加了在現有電話網絡上實施通信的數據速率，這在很大程度上是在雙絞線上實現的。這些重要的改進還大大減少了這種高數據速率通信所需的設備的成本及提供通信業務的成本。
這些改進還提高了電話網絡傳送較高數量的話音和數據話務的能力。一個這樣的改進是出現了經由電話網絡在各「中央局」之間的數字通信，這通常是經由光纜實施的。用來實現這種數字通信的一種公知技術在中央局利用編碼器/解碼器功能(「編碼解碼器」)，現在將對此進行描述。


圖1示出經由常規的電話網絡在一對電話U之間的通信的簡單例子。在本例中，電話U1和U2相互遠離，從而電話U1與中央局CO1有關，電話U2與中央局CO2有關。如本領域內所公知的，術語「中央局」指發生交換和其它電話網絡管理功能的本地電話公司的現場位置。在常規的例子中，將利用電話U1、U2與其各自的中央局CO1、CO2之間的模擬連接來實施電話U1與電話U2之間的通信；電話U與中央局之間的模擬通信系統叫做「用戶迴路」。在中央局CO1和CO2內分別設置編碼解碼器21、22，以把從其各自的電話U1、U2接收到的模擬信號轉換成數位訊號，用以經由PSTN 4進行通信，反之亦然。如圖1所示，每個編碼解碼器2包括模擬-數字轉換器(A/D)6，用於把從與其有關的電話U傳播的模擬信號轉換成將在PSTN4上發送的數位訊號；反之，每個編碼解碼器2還包括數字-模擬轉換器(D/A)7，用於把從PSTN 4接收到的數位訊號轉換成模擬信號用以傳送到與其有關的電話U。依據諸如DS0、SONET等常規標準，可經由諸如光纖設施或其它高速通信中繼線(trunk)來實施PSTN 4上的數字通信。作為把模擬話音信號轉換成數字位流信號的結果，PSTN 4所傳送的電話話務的量可相當大。
如上所述，每個編碼解碼器2包括有關的A/D6。依據常規的實現，每個A/D6利用採樣把輸入的模擬信號轉換成數字值的流。通常，A/D6的採樣速率為8kHz。對A/D轉換基本的是，把每個模擬信號樣品轉換成最近似其幅度的數字值。在現代的話音電話網絡中，為了提供具有相對準確的動態範圍的令人滿意的話音信號，A/D6所實施的轉換通常依照μ定律估計，而不是依照模擬到數字值的線性映射。在任何情況下，誤差來自於A/D轉換中所必需的近似，相當於被採樣的模擬信號的真實幅度與其數字近似之差；這種誤差通常叫做「量化誤差」。量化誤差的數量或反之轉換精度與用來表達數字值的位數直接有關。話音通信的當前標準需要在中央局處進行八位模擬-數字轉換，從而把每個模擬樣品幅度分配給256個可能值之一。這樣，量化誤差可能是明顯的，尤其是在高數據率時。
如上所述，現在計算裝置中的現代通信已變得非常普遍，尤其是商業和個人對網際網路的廣泛使用。在本領域內基本的是，數據機(「調製器/解調器」的縮寫)是把將經由電話網絡從計算機傳送來的信號從數字位流轉換成話音頻帶內的模擬信號(反之亦然)的裝置，從而可經由用於話音通信的同一電話網絡而容易地實施數據通信。圖1示出具有連入電話網絡的數據機M1的典型家用計算機C1，例如位於連接電話U1的同一位置處。如圖1所示，數字通信當然是在計算機C1和數據機M1之間實施的，但數據機M1與中央局CO1之間的通信是模擬的，就如同電話U1與中央局CO1之間的話音通信。這樣，從計算機C1和PSTN 4的通信作為數字數據開始，然後被數據機M1轉換成模擬信號，並被中央局CO1中的A/D61變回數字的形式。
在圖1的配置中，編碼解碼器21必然把誤差插入從計算機C1到PSTN 4的數字數據的通信中。這種誤差是直接由A/D61的量化誤差引起的。由於A/D61所實施的近似，其數字輸出不總是與計算機C1提供給數據機M1的用以轉換成模擬域的相應數字值匹配。目前，在中央局編碼解碼器處存在的量化誤差是可經由現代電話網絡實施現代通信的數據速率的限制因素，尤其是考慮到聯邦通信委員會的規定限制了電話通信的最大功率。
作為進一步的背景，以高達33.6kbps的數據速率進行數據機通信的V.34標準利用發送數據機中的預編碼器。依據此標準所使用的調製為正交幅度調製(QAM)。此預編碼器將要實現對通信信道的判斷反饋均衡中獲得的反饋係數，從而部分補償信道失真；由接收數據機處的線性均衡器來補償失真的其餘部分。
近來，已觀察到大部分數據機通信在遠程計算機與網際網路業務提供者(ISP)之間。因此，電話公司在PSTN和IST之間實施數字通信，不管此通信是否通過中央局傳播。在圖2中示出對於單個遠程計算機C1的這種常規配置的一個例子。在此例中，計算機C1同前面一樣與數據機M1進行數字通信；數據機M1繼而使用模擬信號與中央局CO1進行通信。中央局CO1包括與前面一樣的編碼解碼器21，由A/D61把來自數據機M1的模擬信號轉換成數位訊號，用以經由PSTN4進行通信；編碼解碼器21還包括D/A71，用於把數字話務轉換成模擬信號，用以傳送到數據機M1。然而，如同2所示，ISP 10與PSTN 4進行數字通信(可能通過在圖2中未示出的中央局)，這樣不需要對來自PSTN 4的信號進行模擬-數字轉換。
在圖2的常規配置中，為了在電話網絡上傳送，中央局的編碼解碼器不把從ISP 10傳送到計算機C1的數據從模擬轉換成數字。把此「下遊」數據從模擬轉換成數字僅在數據機M1處進行；然而，數據機M1實行此轉換的精度可能非常高，因為此轉換不象中央局編碼解碼器要經受話音通信標準(例如，8kHz的採樣速率，8位μ定律轉換)。結果，量化誤差不是這些下遊通信中的數據速率限制因素。相反，由中央局CO1的編碼解碼器21中的A/D61把從計算機C1到ISP 10的上遊通信從模擬轉換成數字。如上所述，此轉換可能涉及明顯的量化誤差，這限制了上遊通信的最大數據速率。
近來的數據機通信標準已認識到上遊與下遊數據機通信之間的差別。依據目前的V.90建議，現在可使用數位訊號的脈碼調製(PCM)，以高達56kbps的數據速率經由常規的電話網絡布線來實施下遊(ISP到客戶)通信。然而，目前，由中央局的A/D轉換在上遊(客戶到ISP)路徑中所引起的量化噪聲把上遊數據速率限制於33.6kbps。
作為進一步的背景，5,528,625號美國專利描述了這樣一種技術，該技術可限制來自中央局編碼解碼器A/D轉換的量化噪聲的影響，繼而允許較高數據速率的上遊通信。如其中所述，可通過把μ定律量化電平本身用作數據機處多個通信支路(leg)中每一個支路的數字信道碼元「字母表」，來減少量化失真或量化噪聲的影響。對每個通信支路進行分開的均衡，以預先補償用戶迴路的響應。結果，數據機所實施的數字-模擬調製產生模擬信號，這些模擬信號有效地處於對信道失真預補償的中央局編碼解碼器中A/D轉換器的μ定律量化電平。
數據機通信中的另一個問題是小於常規編碼解碼器中帶通濾波器的最佳帶寬。雖然常規編碼解碼器的A/D轉換器在8kHz處取樣，但通常由編碼解碼器帶通濾波器把用戶迴路的頻帶限制於不能進行頻率響應的近似於3.3kHz的範圍。這樣，對於8位編碼，把有效最大碼元速率(假設沒有量化誤差)減小到近似於6kHz，它把數據速率限制到48kbps。
上述5,528,625號美國專利描述了對多個發送支路中的每一個支路進行分開的均衡，以消除量化噪聲。實際上，由與每八個碼元幀所發送的有效獨立脈碼調製(PCM)碼元的數目相應的信道的數目來限定多個發送和接收濾波器。由於這種限制是來自用戶迴路的頻帶限制，所以八個碼元中至多有六個碼元傳送有效地數據，因而限定了六個發送和接收濾波器。雖然此方案看上去有益於提高常規數據機的數據速率，但其實現看上去相對複雜而很費錢。
因此，本發明的一個目的是提供一種數據機及其操作方法，從而提供數據速率提高的上遊通信。
本發明的另一個目的是提供這樣一種數據機和方法，從而在常規的雙絞線電話網絡上實現如此提高的數據速率。
本發明的再一個目的是提供這樣一種數據機和方法，從而可以相對低的成本來實現。
本發明的又一個目的是提供這樣一種數據機和方法，從而可以計算出高效的方式來實現。
本發明的還有一個目的是提供這樣一種數據機和方法，從而它們需要對現有通信標準進行最少的改變。
通過參考以下說明書並結合附圖，本發明的其它目的和優點將對本領域內的技術人員變得明顯起來。
可在由客戶一側的數據機發送數據時利用預均衡器配置來實現本發明。作為連接協議的一部分，客戶數據機發送由中央局數字數據機所接收的訓練序列；數字數據機依據信道對訓練序列的影響(最好依據考慮最大平均話音頻帶功率限制的誤差最小值)來確定預均衡器係數。把這些係數傳送到客戶數據機，該客戶數據機把這些係數插入數字預均衡器濾波器功能。
圖1是經由現代公共電話交換網實施數字通信的電話和數據機的常規連接的方框形式的電氣圖。
圖2是現代公共電話交換網上計算機和數據機到網際網路業務提供者的常規連接的方框形式的電氣圖。
圖3是依據本發明的較佳實施例構成的客戶數據機的方框形式的電氣圖。
圖4是示出通過組合依據本發明構成的客戶數據機、中央局編碼解碼器和諸如可位於網際網路業務提供者處的數字數據機，而在正常上遊通信中實施的功能的功能圖。
圖5a和5b是分別示出數據機與中央局之間的典型用戶迴路信道的脈衝響應和頻率響應的圖。
圖5c是示出如在依據本發明較佳實施例的上遊通信中所使用的頻譜整形濾波器的典型頻率響應的圖。
圖6a和6b是示出根據本發明較佳實施例的預均衡的術語及操作原理的方框圖。
圖7是示出在實施依據本發明較佳實施例的圖4的訓練序列時，通過組合客戶數據機、中央局編碼解碼器和數字數據機而實施的功能的功能圖。
圖8是示出依據本發明的較佳實施例，在訓練客戶數據機與數字數據機之間的數據機連接時本發明較佳實施例的操作的流程圖。
圖9是示出依據本發明的較佳實施例，如在訓練客戶數據機與數字數據機之間的數據機連接時所進行的確定預均衡器係數的過程的操作的流程圖。
圖10a是典型信道的頻率特性，圖10b是依據本發明較佳實施例的預均衡器濾波器的輸出的頻率特性。
現在參考圖3，通過示例來描述依據本發明較佳實施例的數據機20的結構。從以下描述中很明顯的是，本發明可實現為各種結構的數據機，尤其是那些使用諸如數位訊號處理器(DSP)以在其中處理數位訊號的可編程邏輯器件。這樣，本領域內的技術人員在參考了本說明書後，將能依據數據機專用的特定環境和設計參數，以各種結構的數據機電路來實現本發明。相應地，圖3所示及以下所述的數據機20的結構只是通過示例示出的。因此，圖3的數據機20中的各種集成電路的邊界是示意性的，可理解圖3所示的任一個或多個集成電路中可包括更多或更少的功能。
圖3的數據機20將能進行高速操作，至少諸如由國際電信協會(ITU-T)所公布的V.90建議。因此，數據機20整體上包括輸入/輸出接口電路12，通常把電路12實現為把數據機20接到主機計算機C的總線或串行口的專用集成電路(ASIC)。
輸入/輸出接口電路12與數位訊號處理器(DSP)集成電路14進行雙向通信。DSP 14最好具有相對高的計算能力，它的一個例子是Texas InstrumentsIncorporated所銷售的TMS320C6x數位訊號處理器系列。DSP 14在存儲在並可從只讀存儲器(ROM)17中檢索到的程序指令的控制下進行數位訊號處理功能，諸如快速傅立葉變換(FFT)和逆FFT、數字濾波、預加重功能及如下所述的其它信號處理操作。靜態隨機存取存儲器(SRAM)15也連到DSP 14，並為存儲數據表、時限(time critical)程序碼等而設；此外，DSP 14本身最好包括一定量的讀/寫存儲器，用以暫時存儲在DSP 14的信號處理功能中所使用的中間數據和結果。DSP 14為同步器件，它依據基於外部晶振器(如圖3所示)的時鐘電路而操作。
DSP 14與模擬前端(AFE)器件16及與數據存取配置(DAA)電路18進行通信。AFE 16為混合信號(即，包含數字和模擬操作)集成電路，它為發送和接收接口功能提供了數據通信所需的所有迴路接口元件(除涉及高壓以外)。這些功能包括一定量的濾波、編碼和解碼等。AFE 16具有耦合到揚聲器埠S的輸出，以及耦合到麥克風埠M的輸入，以驅動和接收用於多媒體數據機功能的音頻信號。此外，AFE 16雙向連接到DAA 18，DAA 18是負責把數據機20雙向接到本地電話線的集成電路。DAA 18包括保護元件、振鈴檢測及高速線驅動器和接收機，用於以全雙工的方式來往於本地電話線驅動和接收數據。DAA 18在本地電話線和AFE 16之間進行雙向通信；此外，DAA 18經由DSP 14在主機計算機C的控制下，把一振鈴信號提供給DSP 14，並接收來自DSP 14的與數據機20置於本地電話線上的叉簧(hook)和話音狀態有關的中繼控制信號。
依據本發明的較佳實施例，DSP 14通過執行存儲在ROM 17中的程序指令來實施某些功能，以提供從主機計算機C到本地電話線的數據的高速上遊通信，尤其是在公共電話交換網(PSTN)中把這些上遊通信傳送到與數據機20有關的中央局進行數字通信的網際網路業務提供者(ISP)。現在將描述依據本發明的較佳實施例所利用的這些功能。
現在參考圖4來描述數據機20並結合與其有關的中央局C0的編碼解碼器2及網際網路業務提供者(ISP)10處的數字數據機10′在依據本發明的較佳實施例的正常上遊通信中所實施的某些功能操作。如同4所示，數據機20經由模擬用戶迴路ASL與中央局CO處的編碼解碼器2進行通信，編碼解碼器2經由數字中繼線DT與ISP 10處的數字數據機10′進行通信。
在圖4的狀態中，已通過如下所述的方式對數據機20和數字數據機10′實施了訓練；這裡對此進行簡述，以使讀者理解依據本發明較佳實施例的訓練過程的目的。此外，不必把圖4所示的功能(尤其是相對於數據機20)分配給特定集成電路，而是參考由其各自設備所實施的功能。然而，如圖3所示，將由數據機20的DSP 14來執行數據機20加到數位訊號的那些功能。
如圖4所示，數據機20接收輸入位流(通常來自於主機計算機C)，即通過有關的中央局C0經由當前的數據機連接傳送到ISP 10。在數據機20內，為了把輸入位流的每個碼元映射到脈碼調製(PCM)構象中，首先把位映射功能22加到(通過DSP 14)輸入位流。如本領域內所公知的，PCM信號相應於一系列模擬電平，每個模擬電平相應於指定數目的數字字之一。例如，一八位信號的PCM調製將導致具有256個可能電平的模擬信號，每個電平相應於一八位字的256個可能值之一。依據本發明的較佳實施例，選擇可獲得的模擬信號電平相應於在中央局處的線路卡(line card)上的編碼解碼器中所進行的模擬-數字轉換的限幅(slicing)電平。因而，位映射功能22把輸入的數字數據映射到其值精確地相應於編碼解碼器處的A/D轉換的模擬限幅電平的數字字中。
如以下更詳細地所述，依據模擬用戶迴路的響應(即，噪聲電平和信道失真)及數據機20與ISP 10之間數字中繼線中的數字減損，並考慮到常規所允許的最大話音頻帶功率，位映射功能22受到限制。繼而位映射功能22所實施的位映射有效地確定發送的每個碼元中可傳送的位數。例如，如果信道極吵鬧，則每個碼元可相應於相對極少的位(即，在A/D處的限幅電平之間提供較大的間隙)；相反，相對清晰的信道可允許每碼元多達七位。在八位PCM的情況下，當位映射功能22映射每碼元少於八位時，則只使用256個可能電平的子集。繼而，每碼元的位數確定在PCM發送中所使用的模擬電平的數目；例如，如果在8位PCM調製方案中僅對每個碼元發送六位，則被選中的構象將僅從256個可能中提供26或64個電平處的模擬電平。位映射功能22對輸入位流實施此映射，以映射到所需的模擬電平構象。
在位映射功能22後，數據機20接著把頻譜整形功能24加到被映射的數字位流。如本領域內所公知的，通信信道包括諸如數據機20那樣的數據機和中央局及其間的模擬用戶迴路ASL的通信信道具有不理想的響應。在圖5a中示出這樣的通信信道的電信脈衝響應，它包括用戶迴路的響應及發送和接收濾波器的響應；圖5b示出此信道的相應頻率響應。頻譜整形是指數字濾波技術，利用該技術，依據信道響應對所發送的信號進行整形，以把所發送的數據速率增到最大同時保持在適當的最大平均功率規定內。圖5c示出頻域中的電信頻譜整形濾波器的一個例子。應用於依據ITU的V.90建議的下遊PCM通信的頻譜整形技術在本領域內是公知的。依據本發明的這一較佳實施例，頻譜整形功能24利用執行相應於此操作的數字處理程序的DSP 14來應用ITU建議V.90所規定的卷積頻譜整形(CSS)；根據需要，還可在頻譜整形功能24中應用其它更強大的頻譜整形技術。
再參考圖4，接著由預均衡濾波功能26來處理經功能24頻譜整形的數字輸出。預均衡濾波功能26為數據機20中的DSP 14所進行的數字濾波操作。以下所述的本發明較佳實施例描述了產生線性預均衡濾波功能26的係數的過程。或者，可把預均衡濾波功能26實現為一無限脈衝響應(IIR)濾波器，在此情況下，可通過訓練數字數據機10』處的頻帶反饋型均衡器來確定係數；IIR實現通常更易於實現，它也提高了經由線性實現的操作速度。任一的情況中，一般將應用相同的普通的對準二方法。為了補償用戶迴路的通信信道的分散，選擇預均衡濾波功能26的係數，因為這種信道分散影響了數字構象與有關中央局處的編碼解碼器2中的A/D6的限幅電平的對應性。如下所述，考慮到聯邦通信委員會對模擬用戶迴路所實行的國家功率規定，在訓練數據機20和數字數據機10』期間限制了這些係數。
現在直接參考圖6a來詳細地描述本發明的操作原理。圖6a示出接收來自頻譜整形功能24的經頻譜整形位映射的碼元xi的預均衡器功能26。可把預均衡器功能26看作把線性函數c加到碼元xi，以產生加到通信信道ASL(除了用戶迴路ASL以外，還包括任何模擬發送和接收濾波器)的預均衡碼元序列zi。可把信道ASL建模為數字濾波器f。信道ASL的輸出加上噪聲ni導致由編碼解碼器2中的A/D6所接收的信號
。因而，預均衡器功能26的目標是以這樣的方式應用線性函數旦c，從而輸出信號
匠似於頻譜整形碼元xi的輸入；這如果能實行，則信號
聽表示的模擬電平將與A/D6的限幅信號近似匹配，從而把量化噪聲減到最小繼而允許數據速率較高的上遊通信。
考慮預均衡器功能26的線性函數c相應於以下矢量c＝[cK…c0…c-K]T則可如下表達預均衡器功能26的輸出處的輸出數列zizi=j=-kkcjxi-j]]>在此術語中，可把信道ASL中所實施的濾波器函數f表達為f＝[f0f1f2...fL]T依據本發明的較佳實施例，為了把加到中央局處的A/D6的輸入位流xi與輸出信號
之間的均方誤差減到最小，選擇預均衡器功能26的線性濾波器c中的係數ci。此外，必須把在信道ASL上發送的信號zi的平均功率保持在低於指定的最大平均發送功率ET。依據本發明的較佳實施例，把輸入功率E[xi2]初始地設定為固定值σx2其後，為了把遭受固定性能電平(或位誤差率)的發送數據速率增到最大，改變功率值口σx2。
依據本發明的較佳實施例，在以下表達式上使用拉格朗日(Lagrange)乘數法來實行此最小化J(c,)=E[(xi-xi^)2]+(E[zi2]-ET)]]>此表達式包括把第一求和項中的發送和輸入信號中的誤差及第二項中的最大平均功率極限減到最小。可通過以矩陣的形式且僅作為預均衡器線性函數係數ci的函數而不根據信道係數fi來改寫約束項來實現此表達式的最小化。這是可以實現的，因為已觀察到依據本發明，輸出信號
不受預均衡器功能26和信道ASL濾波器功能在圖6a系統中的次序互換的影響，因為這兩個濾波器都是線性的。圖6b示出這兩個功能的互換，以限定此描述中的術語。如圖6b所示，中間矢量y相應於把信道ASL的濾波器功能f加到輸入矢量x，輸出信號
相應於把預均衡器線性濾波器函數c加到中間信號數列yi加上噪聲ni的影響。實際上yi=j=0Lfjxi-j]]>或者，以矩陣的形式y＝[y-K…y0…yK]T＝Hx這裡x＝[x-K…x0…xK]T以及
使用圖6b所示的互換方案，輸入數列xi與輸出信號
之間的均方誤差變為MSE=E[(xo-xo^)2]]]>＝E[(cTy+no-xo)2]=cTRyyc+n2+x2-2cTryx]]>這裡。σn2相應於噪聲的功率電平E[no2]。如下定義自相關RyyRyy＝E[yyT]=E[HxxTHT]]]>＝HRxxHTR在此表達式中，Rxx為x的自相關矩陣，該矩陣依據頻譜整形功能24所加的頻譜整形技術。再參考均方誤差MSE的表達式，項ryx指ryx＝E[yxo]＝E[Hxxo]＝H[Rxx]col＝K+L+1這裡，[Rxx]col＝K+L+1為自相關矩陣Rxx的第(K+L+1)列。
再參考以上被最小化的表達式J(c，λ)，可根據預均衡器線性濾波器函數c把平均功率E[zi2]表達為E[zi2]=E[cTxxTc]]]>＝cTRxxc根據以上所述，現在如下表達最小化表達式J(c，λ)J(c,)=cTRyyc+n2+x2-2cTryx+(cTRxxc-ET)]]>通過微分並把微商設定為零解出極值產生了(Ryy+λRxx)c＝ryx這個解是根據Lagrange乘數λ的預均衡器線性濾波器函數c的一組線性公式。可從平均功率約束公式來確定乘數λET＝cTRxxc使用諸如DSP 14等數位訊號處理器，可容易地根據數字來進行解濾波器函數c的這組線性公式並與定義Lagrange乘數λ相結合的這些步驟。現在將詳細地描述這些數字運算的例子。
在理解了這組線性公式的數字解後，有益的是首先考慮頻譜單調(flat)輸入的情況，即不應用頻譜整形(沒有頻譜整形功能24)。在此情況下，輸入信號x的自相關矩陣Rxx為單位矩陣I。則誤差微商解(Ryy+λRxx)c＝ryx減小到(Ryy+λI)c＝ryx且最大功率公式減小到cTc＝ET可以Ryy＝USUT的形式來表達自相關矩陣Ryy，這裡U為歸一化矩陣，S為具有所有正項的對角矩陣(奇值分解)。誤差微商解公式(Ryy+λI)c＝ryx變為U(S+λI)UTc＝ryx或(S+λI)UTc＝UTryx或者，解預均衡線性函數cc＝[(S+λI)UT]-1UTryx由於S是對角矩陣(當然，λI也是)，所以可容易地推導出逆(S+λI)-1。結合本發明已發現，c，cTc的2範數(2-norm)與λ成反比；結果，在數字上容易找到滿足平均功率極限公式cTc＝ET的λ值，可以理解，最佳λ的選擇必須從實數線的(2K+2)部分中選出(因為矩陣S是維數為(2K+1)2的矩陣)。
然而，如上所述，在發送來自數據機20的信號時包含頻譜整形功能24是較佳的，以把輸入信號的頻譜預整形到信道響應。在此情況下，自相關矩陣Rxx不等於單位矩陣I。依據本發明已發現，可類似地減少從函數J(c，λ)的微分解出的這組線性公式，現在將對此進行描述。
由於矩陣Rxx為自相關矩陣，所以它可根據其Cholesky分解即Rxx＝GGT來表達，這裡G為具有正的對角項的較低的三角矩陣。再參考誤差項公式(Ryy+λRxx)c＝ryx，可容易地確定(Ryy+λRxx)c＝(Ryy+λGGT)c＝G(G-1RyyG-T+λI)GTc＝ryx使用b＝GTc和a＝G-1ryx來簡化此表達式，從而允許以下表達式(G-1RyyG-T+λI)b＝a可把ET＝cTRxxc的頻譜整形情況下的平均功率約束關係改寫為ET＝cTGGTc＝bTb現在這兩個公式具有與以下的頻譜單調情況相同的形式(Ryy+λI)c＝ryx以及cTc＝ET因而，適用於通過奇值分解來求解。
從以下描述中很明顯的是，依據本發明較佳實施例的訓練序列提供了在ISP 10的數字數據機10′處測得的的自相關矩陣Ryy與互相關矢量ryx的估計值。此外，數字數據機10′將知道頻譜整形功能24的頻譜整形參數，可從中產生自相關矩陣Rxx。此外，可使用訓練序列來獲得網絡編碼解碼器中的A/D轉換的採樣電平和採樣時間的可靠估計值，因為已知這些量是使量化誤差最小化所需的量。
再參考圖4，然後把來自數據機20中的預均衡濾波功能26的數位訊號輸出加到數字-模擬轉換器(DAC)28。DAC 28根據預均衡濾波功能26加到其上的數位訊號而提供模擬信號，把該模擬信號有效地調製成為脈碼調製(PCM)信號。然後，把此模擬信號驅動到編碼解碼器2連到的模擬用戶迴路ASL上。
編碼解碼器2或更具體來說是包括中央局CO處的編碼解碼器2的線卡包括本領域內常規的防混疊(aliasing)濾波器30，隨後是把PCM模擬電平轉換成一系列數字字的A/D功能6。如本領域內所公知且如上所述，A/D功能6以例如8kHz的頻率對輸入的PCM調製信號進行採樣，把每個採樣的幅度與其預選限幅電平相比較，並產生相應於最接近採樣模擬幅度的限幅電平的數字輸出。如圖4所示，在數字中繼線DT把這些數字字傳送到ISP 10處的數字數據機10′。
位於數字數據機10′內的是反頻譜整形功能34，此功能是補償數據機20中的頻譜整形功能24的影響的數字功能。數字數據機10′還包括反位映射功能36，此功能反轉了數據機20中的位映射功能22的操作，因而重新存儲了數位訊號的適當排序。反頻譜整形功能34和反位映射功能36的操作是可容易地由諸如DSP(具有相應於Texas Instruments Incorporated銷售的TMS320c6x型DSP的功能)等數位訊號處理電路來執行的數字操作。結果，反位映射功能36的輸出忠實地再現了呈現給數據機20的輸入位流。
現在參考圖7和8，詳細地描述訓練數據機20的方法，尤其是設定由圖4所示的預均衡數字濾波功能26所使用的係數。
圖7示出在執行依據本發明較佳實施例的數據機訓練操作(將相對於圖8對此進行描述)期間，數據機20、中央局CO和ISP 10處的數據機10′的功能配置。如圖7所示，數據機20包括產生訓練序列並把它加到模擬用戶迴路ASL的功能。數據機20所產生的訓練序列可相應於在依據v.90協議建立數據機連接中所使用的常規數據機訓練序列；通常，這種訓練序列相應於偽隨機序列的產生。當然，由於數字數據機10′也必須知道此訓練序列，所以此訓練序列不可以是完全隨機的，而應是給出隨機性外觀的可預知序列。如圖7所示，數據機20不相對於發送功能38執行位映射功能22、頻譜整形功能24和預均衡濾波功能26，但當然要執行經由模擬用戶迴路ASL傳送此序列所需的這些調製和編碼功能(未示出)。
如同相對於圖4所示的正常通信，中央局CO的編碼解碼器2包括防混疊濾波器30和A/D6。如上所述，編碼解碼器2經由數字中繼線DT與ISP 10中的數字數據機10′進行通信。
在依據本發明較佳實施例的訓練操作期間，數字數據機10′進行自適應均衡器處理40，該處理40涉及估計某些相關矢量，從中可計算出數據機20中的預均衡功能26的係數。或者，可使用約束LMS型算法來調節自適應均衡器功能40的操作，繼而實現動態均衡。在任一種情況下，如圖8所示，在訓練操作期間，數字數據機10′不包括反頻譜整形功能34和反位映射功能26(圖4)。
現在參考圖8，依據本發明的較佳實施例將描述在訓練數據機20時與數字數據機10′相結合操作數據機20的方法。如圖8所示，客戶數據機20和數字數據機10′中的每一個依據一操作流程進行操作，但它們相互協作。如圖8所示，此方法以數據機20執行處理44來建立與ISP 10的連接及此連接所執行的協議開始；通常，處理44包括撥號操作或其它註冊處理，由此通過中央局CO來進行數據機20與ISP 10之間的連接。類似地，數字數據機10′就此協同數據機20所發送的信號，執行其連接和協議建立功能60。如圖4中的功能所示，除了在處理44、60中的某些點處，數據機20指示所需的連接為相應於本發明較佳實施例的類型以外，依據常規的技術執行處理44、60。響應於此指示，數字數據機10′執行處理62，由此使能自適應均衡器功能40，從而可如下所述來定義和設定預均衡係數。
在處理46中，數據機20中的訓練序列發送功能38通過中央局CO的編碼解碼器2經由模擬用戶迴路ASL來發送訓練序列(以PCM調製的方式)。如上所述，此訓練序列最好是偽隨機序列，其頻率跨越信道帶寬，從而可準確地估計信道特性。在編碼解碼器2中的A/D6所進行的模擬-數字轉換後，由數字數據機10′中的自適應均衡器40來接收此訓練序列。如相對於本發明較佳實施例所述，自適應均衡器40本質上根據對訓練序列的認識來計算此信號的頻率均衡函數。
更具體來說，自適應均衡器功能40的操作相應於圖8的處理66，其中數字數據機10′設定自適應均衡器功能40的均衡係數。如圖6b所示，在發送中不包括預均衡濾波器(如圖7和8的訓練操作的情況)時，均衡係數相應於線性濾波函數c，它具有與數據機20中的預均衡功能26在訓練序列後的正常通信期間可能使用的相同的濾波功能。這樣，在處理66中確定均衡係數確定了預均衡濾波函數c的係數。現在參考圖9，對於可應用頻譜整形的本發明的較佳實施例，更詳細地描述數字數據機10′在執行處理66的操作。
此外，如現在所述，處理66可用來確定用戶迴路ASL上可獲得的最佳位速率。通常，由適當的通信標準來規定位差錯率(例如，10-5或10-6)，同樣，在訓練通信鏈路時需要在指定的差錯率內把數據速率增到最大。在本發明的實施例中，處理66迭代地建立預均衡濾波功能26的係數c，還在指定差錯率內確定最大位速率，從中可確定發送構象。
現在參考圖9，處理66以處理76開始，其中數字數據機10′從發送中所加的已知頻譜整形特性中得到自相關矩陣Rxx。然後，數字數據機10′最好通過執行數位訊號處理器子程序來執行處理78，以對自相關矩陣Rxx進行Cholesky分解。如本領域內所公知的，Cholesky分解把給定的矩陣分解成較低的三角矩陣與其轉置矩陣的積；在此情況下，Cholesky分解處理78根據如下的自相關矩陣Rxx得到矩陣GRxx＝GGT如下所述，將在解濾波器函數c時使用較低的三角矩陣G。可根據已知的輸入序列及存儲在數字數據機10′的存儲器中或在初始化期間與輸入能量的初始估計值σ2x一起傳送到數字數據機10′的結果來預先解出處理76、78。
或者，通過建模已觀察到，即使確實使用頻譜整形，也可使用發送在頻譜上是單調的假設來實施處理66。此建模指示從此假設中得到的誤差是可容忍的；如果是這樣，將明顯地減少處理66中所需的計算。計算複雜性的這種減少是由於在頻譜單調情況下自相關矩陣Rxx等於單位矩陣I，因而消除了對進行Cholesky分解處理78的需要。
再參考圖9，接著，數字數據機10′進行處理80，以通過接收偽隨機訓練序列的測量值並把它與期望序列相比較來估計自相關矩陣Ryy及互相關矢量ryx。在處理80中所進行的估計在本領域內是常規的，同樣可通過常規的技術來進行。
然後，與分解矩陣G(及其容易確定的逆G-1和轉置矩陣GT)相結合，數字數據機10′在求解誤差項的處理82中使用自相關矩陣Ryy和互相關矢量ryx的估計值，從而至少根據λ而得到線性函數係數c。如以上在描述操作原理時所述，在頻譜整形的情況下，在處理82中找到的解相應於以下解G(G-1RyyG-T+λI)c＝ryx或者，使用b＝GTc及a＝G-1ryx(G-1RyyG-T+λI)b＝a如以上相對於頻譜單調的情況所述，可利用單值分解技術而容易地解出此誤差項。相應地，執行處理82提供了線性函數係數c與λ之間的關係。
接著，數字數據機10′執行處理84、86，以根據規定的最大平均發送功率電平ET來確定標量λ的適當值。如上所述，已發現，積cTc隨λ單調下降。依據本發明的較佳實施例，處理84對於一系列多個選中的λ值，λ1、λ2等評估以下最小誤差公式(G-1RyyG-T+λI)b＝a然後，依據以下功率公式，在處理86中評估從處理84的評估中獲得的這組線性函數係數cE＝cTGGTc＝bTb然後，如同相應的這組線性函數係數c，在處理86中選擇提供最接近(但不超過)最大平均功率極限ET的功率值E的特定值λk。
或者，可通過回歸處理82的誤差項結果來解出確定λ和線性函數係數c的這些公式，以確定正確的即相對於積cTc等於最大功率電平ET的情況的λ值。
在任一種情況下，都使用所確定的線性函數係數c來確定在用戶迴路ASL上可獲得的發送位速率。因此，數字數據機10′執行處理88，以使用所確定的線性函數係數c，依據先前所述的公式來評估信道的均方誤差(MSE)，此公式如下MSE=E[(xo-x^o)2]=cTRyyc+n2+x2-2cTryx]]>在此MSE評估中，使用輸入能量的當前估計值σx2及信道的噪聲能量的測量值σn2。
在處理88中確定了MSE後，數字數據機10′在處理90中對規定的誤差率求解相鄰構象點之間的Euclidean距離dmin。如本領域內所公知的，調製信號的解調中的誤差機率與信號中的噪聲有關，也與幅度(或相位和幅度)頻譜中相鄰點之間的接近程度有關。在PCM的情況下，Euclidean距離dmin簡單地是相鄰限幅電平之差。依據本發明的較佳實施例，通過數字數據機10′評估以下的誤差機率P(e)公式來執行處理90P(e)=Q(dmin2)]]>這裡，把誤差機率P(e)設定為指定的值(例如，10-5或10-6)，這裡把Q函數定義為Q(x)=xo12e-x2/2dx]]>這裡，σ2＝σn2+MSE。
在處理90中獲得Euclidean距離dmin後，數字數據機10′執行處理92，以對於輸入能量σx2的當前估計值及在處理90中從噪聲電平、MSE和指定的位差錯率中得到的Euclidean距離dmin得到可獲得的位速率。然後，數字模型10′進行判斷93，以確定是否留下待分析的估計輸入能量σx2的附加迭代；如果是這樣(判斷93為YES)，則在處理94中根據需要來調節所估計的輸入能量σx2(例如，通過確定是否可獲得附加的位速率)，在處理76處開始重複處理66。
依據另一個方案，可精簡處理66的迭代解。例如，公式σ2＝σn2+MSE表示由於均方誤差MSE的電平不重要，所以σ的值由隨機噪聲來支配。在此情況下，附加的MSE是可容忍的，因為其值的增加不會對σ值造成任何明顯的影響。相應地，可通過簡單地增加所估計的輸入能量σx2直到在處理88中所確定的MSE近似等於噪聲能量σn2(換句話說，直到MSE成為一重要因素)，來實現處理66的迭代特性。這消除了對所估計的輸入能量σx2的每個迭代執行處理90、92的需要。
在完成了對輸入能量σx2的所需迭代(判斷93為NO)後，從處理92的最後一個迭代中確定位速率，並結束處理66。此時，如同信道可獲得的位速率，確定預均衡濾波器功能26的線性函數係數c。然後，可使用這些參數來建立數據機20的操作。相應地，然後在圖8的處理68中，數字數據機10′把這些均衡器係數c發送到數據機20；然後，數據機10′禁止其自適應均衡器功能40，以等待正常通信。
仍舊參考圖8，數據機20接收在處理48中來自數字數據機10′的均衡係數或線性濾波函數c。在位映射功能(圖4)中所使用的信號構象的設計以處理66(圖9的處理92)中所確定的輸入能量σx2和相應最小距離dmin的選擇為基礎。此選中的信號構象相應於將在每個碼元中發送的位數，在本發明的實施例中，所述碼元確定將被發送的256個可獲得的電平中A/D限幅電平的數目。例如，如果處理52的信號構象設計表示要在每個碼元中提供六位，則將把信號構象限定為把輸入位流中的每六位構成的組映射到六十四個可能的模擬PCM電平之一中。當然，依據訓練期間測得的發送限定的噪聲和失真特性，處理52的結果是，每個碼元可提供更多或更少的位。
現在將相對於圖10a和10b來描述處理50和52的效果。圖10a示出典型ASL信道的頻率特性f，假設信道中所存在的唯一效果是由頻帶限制所引起的頻率滾降(rolloff)。從此特性中明顯地示出，在較高和較低的頻率處存在一定數量的滾降；如上所述，典型的ASL信道不提供完整的4kHz的帶寬，而是如圖10a所示，提供最高達近似3.3kHz的有用帶寬。在以上相對於圖8和9所述的訓練過程中測量此減少的帶寬。如上相對於圖5b所述，輸入信號的頻譜整形可用來增加經由具有圖10a特性的頻帶受限信道發送的數據的可靠性。僅應用預均衡濾波器功能26將在預均衡濾波器功能26(見圖6a)的輸出處產生如圖10b所示的信號z。此信號z在頻率的極值處具有相對高的增益，以抵銷如圖10a所示信道頻率特性f的滾降。
依據本發明的較佳實施例，利用如上所述的頻譜整形，輸入信號使其幅度位於受限帶寬的極端頻率處。此頻譜整形的效果是減小信號在低頻和高頻處的幅度。由圖10b中的頻率特性信號z′定量地示出這種減小的效果。然而，如上所述，必須把平均發送功率保持在處於或低於確定閾值ET。如圖10b中的特性z″所示，功率在極端頻率處的減小允許能量增益跨越所有頻率而增加，同時仍舊滿足功率約束。
考慮頻譜整形的結果是，可增加輸入信號的整個功率，導致更高的數據速率，同時仍舊提供可靠的數據發送。依據本發明的較佳實施例還可提供一定的靈活性，因為可對特定數據機應用優化預均衡增益與頻譜整形和輸入功率之間的折衷。在任何情況下，優於常規技術，依據其中利用圖4的頻譜整形功能24的本發明較佳實施例，改善了所提供的信噪比及適當的功率增益和處理50和52中計算得到的信號構象。
在處理54中，數據機20接著把與均衡濾波功能26(圖4)的係數設定為在處理66中所確定的線性濾波特性c。如上所述，處理66考慮最大功率電平ET及可能考慮頻譜整形的效果來確定此特性c。依據本發明的較佳實施例，把預均衡濾波功能26實現為FIR數字濾波器，為此，線性濾波器特性c直接於此濾波器的係數有關。
在處理56後，數據機20在處理58中把處理52中選中的位映射發送到數字數據機10′；在接收後，數字數據機10′在處理72中相應地設定其反位映射係數。現在完成了數據機20和數字數據機10′的結構，從而考慮到其間信道的特性，其間的功能操作相應於圖4所示的功能操作。如圖8的處理58、74所示，現在可把正常上遊話務從數據機20發送到數字數據機10′。
一旦建立正常的上遊話務，可能想要周期性地監測信道特性，並根據接收到的信號與相應的解調數據之間的誤差來調節預均衡功能係數。可利用最小均方分析並結合在用戶迴路上把誤差矢量從數字數據機10′傳送到客戶數據機20，來實施對係數的這種監測和調節。
依據本發明的較佳實施例，在依據諸如V.90建議等常規數據機標準來發送上遊話務時獲得了明顯的益處。首先，本發明主要通過避免量化噪聲在中央局A/D轉換處的影響，把上遊數據速率提高到超出常規技術所允許的上遊數據速率。這是通過使中央局A/D轉換器以十分接近轉換的限幅電平的電平來接收客戶數據機發送的PCM電平而實現的，考慮到信道失真效應預先對該信號進行均衡。此外，本發明還允許以最佳的功率電平來發送上遊話務，因而進一步提高了發送的信噪比。結果，可增加上遊話務的數據速率；因此，本發明較佳實施例的模擬表明，使用具有1001個抽頭(tap)的預均衡FIR數字濾波器，在信噪比為60dB處，可達到50.6kbps的上遊位速率及10-5到10-6SER數量級的誤差率。此性能明顯優於常規的上遊發送。
雖然已依據較佳實施例描述了本發明，在參考了本說明書及其附圖後，對這些實施例的修改和替代將對本領域內的技術人員變得明顯起來，這些修改和替代獲得了本發明的優點和益處。這些修改和替代將落在隨後所要求的本發明的範圍內。
權利要求
1.一種利用發送信道把上遊通信發送到網際網路業務提供者的數據機，所述通信包括至中央局的模擬通信和從中央局到網際網路業務提供者的數字通信，其特徵在於所述數據機包括耦合到主機計算機的接口功能；耦合到電話線的模擬電路；以及耦合到接口功能以接收來自接口功能的數字位流且耦合到模擬電路的數位訊號處理電路，它包括位映射功能，用於把接收到的數字位流映射到相應用於在中央局處所使用的模擬-數字轉換限幅電平的信號構象中，以產生一系列映射的數字碼元；以及預均衡數字濾波器功能，以相應於發送信道的響應及相應於最大平均發送功率極限，把預均衡數字濾波器用到映射的數字碼元。
2.如權利要求1所述的數據機，其特徵在於可編程數位訊號處理電路還包括頻譜整形功能，用於依據發送信道的響應對此一系列映射的數字碼元的低頻和高頻分量進行預整形。
3.如權利要求2所述的數據機，其特徵在於數位訊號處理電路包括可編程數位訊號處理器集成電路。
4.如權利要求3所述的數據機，其特徵在於由執行相應的程序的數位訊號處理器集成電路來進行位映射功能、預均衡數字濾波器功能和頻譜整形功能。
5.如權利要求1所述的數據機，其特徵在於模擬電路包括用於把經濾波的數位訊號調製成為脈碼調製(PCM)模擬信號的電路。
6.如權利要求1所述的數據機，其特徵在於位映射功能把接收到的數字位流映射到相應於中央局處可獲得的模擬-數字轉換限幅電平的子集的信號構象中。
7.一種經由發送信道把數字數據從主機計算機傳送到網際網路業務提供者的方法，所述發送信道包括與主機計算機有關的客戶數據機同中央局之間的模擬用戶迴路，還包括中央局與網際網路業務提供者處的數字數據機之間的數字中繼線，其特徵在於所述方法包括以下步驟依據相應於模擬-數字轉換限幅電平的信號構象，把數位訊號位流位映射成為一系列映射的數字碼元；把預均衡濾波器功能加到這一系列映射的數字碼元，所述預均衡濾波器功能是依據發送信道的響應及最大平均發送功能極限來定義的；把經濾波映射的數字碼元調製成為脈碼調製(PCM)模擬信號；經由模擬用戶迴路來發送PCM模擬信號；在中央局處，使用模擬-數字轉換限幅電平，對PCM模擬信號進行模擬-數字轉換而成為經轉換的數位訊號；經由數字中繼線把經轉換的數位訊號發送到數字數據機；以及在網際網路業務提供者處，依據映射步驟中所使用的信號構象而應用反位映射功能，以恢復數位訊號位流。
8.如權利要求7所述的方法，其特徵在於預均衡器濾波器功能相應於數位訊號處理電路所進行的數字濾波器。
9.如權利要求8所述的方法，其特徵在於數字濾波器具有通過對數字數據機接收到的信號與已知的發送信號之間誤差的測量值加上發送功率與最大平均發送功率極限之差的測量值之和進行最小化而定義的一系列係數。
10.如權利要求7所述的方法，其特徵在於還包括在應用預均衡濾波功能的步驟前，把頻譜整形功能應用於映射的數字碼元，以對其低頻和高頻分量進行預整形。
11.如權利要求10所述的方法，其特徵在於還包括在網際網路業務提供者處，在應用反位映射功能的步驟前，把反頻譜整形功能應用於接收到的經轉換的數位訊號。
12.如權利要求7所述的方法，其特徵在於位映射步驟把數位訊號位流映射成為在進行模擬-數字轉換的步驟中所使用的模擬-數字轉換限幅電平的子集。
13.如權利要求7所述的方法，其特徵在於還包括訓練預均衡濾波功能。
14.如權利要求13所述的方法，其特徵在於訓練步驟包括使能數字數據機處的自適應均衡器功能；把預定的訓練序列從客戶數據機發送到數字數據機；響應於在數字數據機處接收到預定的訓練序列，確定相應於接收到的訓練序列與預定訓練序列之間誤差的測量值加上發送功率與最大平均發送功率極限之差的測量值之和的最小化的自適應均衡器功能的係數；以及把自適應均衡器功能的係數傳送到客戶數據機。
15.如權利要求14所述的方法，其特徵在於確定自適應均衡器功能的係數的步驟包括估計接收到的訓練序列的自相關矩陣；估計接收到的訓練序列與預定訓練序列的互相關矢量；使用所估計的自相關矩陣和互相關矢量來解誤差公式和能量約束公式，以得到自適應均衡器功能的係數與功率標量之間的關係；迭代地確定相應於指定性能電平的最大發送位速率的功率標量的值；以及對於相應於最大發送位速率的功率標量的值，從得到的關係中識別自適應均衡器功能的係數。
16.如權利要求15所述的方法，其特徵在於還包括在求解步驟前，得到相應於頻譜整形功能的輸入自相關矩陣；以及進行輸入自相關矩陣的Cho1esky分解；其中使用Cholesky分解步驟的結果來進行求解步驟。
全文摘要
揭示了一種能經由中央局(CO)中的編碼解碼器(2)以提高的數據速率與網際網路業務提供者(ISP)(10)進行上遊通信的客戶一側的數據機(20)。所揭示的數據機(20)包括數位訊號處理器(DSP)(14),為上遊通信對數字數據執行位映射功能(22),從而把此數字字映射到中央局編碼解碼器(2)中的模擬－數字轉換電路(6)的限幅電平;此外,位映射功能(22)最好把此數位訊號映射成為碼元,每一碼元的位數小於由A/D(6)的限幅電平的數目所限定的最大值。預均衡濾波器功能(26)把近似的反信道響應濾波(如訓練過程中測得的)應用於位映射的數字數據,以考慮到平均發送功率最大規定,把經由分散模擬用戶迴路(ASL)的發送數據範圍增到最大。此補償的結果是,把編碼解碼器(2)接收到的模擬信號轉換成具有低的量化噪聲電平的數字形式,繼而允許提高上遊數據速率。此外,依據信道特性,可使用DSP(14)中的發送頻譜整形來進一步增加上遊速率。
文檔編號H04L25/49GK1272727SQ0010819
公開日2000年11月8日 申請日期2000年4月28日 優先權日1999年4月29日
發明者呢瑪C·喔克, 姆塔扎, 阿尼 申請人:德克薩斯儀器股份有限公司