直接型功率轉換裝置的製作方法

2023-10-04 19:47:14 3

專利名稱：直接型功率轉換裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及直接型功率轉換裝置，詳細地講，涉及在直流連接部設有鉗位電路的
直接型功率轉換裝置。
背景技術：
在後述的非專利文獻1中，公開了具有鉗位電路的直接型交流功率轉換裝置。圖 9示出了非專利文獻1所記載的直接型交流功率轉換裝置。在該直接型交流功率轉換裝置 的輸出側設有IPM電機。設相當於IPM電機的有效電感的平均值的每1單位的電感為La、 作為切斷向IPM電機的電流供給的基準的過負載電流為i、鉗位電容器的兩端電壓為Vc、鉗 位電容器的電容量為Cc、3相交流電源的線間電壓為Vs，則當蓄積在IPM電機所具有的3相
的電感器中的電力全部再生於鉗位電容器中時，滿足下式的關係式。
[式1]垂la+(^))-會a(W-(V^，) …(1 ) 由此，鉗位電容器的兩端電壓由下式表示。
[式2] K"j^^T^ …(2) 圖IO示出了基於式(2)的、鉗位電容器的兩端電壓相對於電容量的關係。例如，在 設電源電壓Vs為400V、電感La為12mH、過負載電流i為40A、鉗位電容器的電容量為10 y F 時，鉗位電容器的兩端電壓Vc大致為1800V。電壓值超過電源電壓400V級別的電晶體和二 極管的元件額定值1200V。 為了使鉗位電容器的兩端電壓Vc例如處於750V左右以下，根據式(2)和圖IO，需 要使鉗位電容器的電容量為200iiF以上。 另一方面，鉗位電容器的電容量越大，電源接通時的突入電流越大。例如，作為1 相的串聯電路，考慮將電源、電抗器、電阻、電容器串聯連接而成的串聯電路。設電抗器的電 感為L、電阻的電阻值為R、鉗位電容器的電容量為C。該串聯電路中的輸出(電流)相對於 輸入(電源電壓Vs)的傳遞特性由下式表示。
[式3]formula see original document page 4
針對步進輸入的響應由下式表示。formula see original document page 4
這裡，設1/L = D、 R/L = E、1/LC = F，則當對式(4)進行逆拉普拉斯變換來求取
電流響應時，導出下式。[式5]
"、 D 一 rf …(5)
a;
V4f-￡2 E …(6)
2 2 電容器的電容量C越大，F越小，D、E與電容量C無關是恆定的，所以，電容器的電 容量C越大，則co越小。因此，電容器的電容量C越大，未考慮因時間引起的衰減的振幅項 D/"越大。S卩，隨著電容器的電容量C的增大，突入電流增大。 另外，根據式(5)，設用時間對i(t)進行微分得到的值為0(i(t)'二0)，求出電流
的最大值，導出下式。
[式7] 卜^￡ …(了) 該最大值可以作為突入電流來理解。圖ll示出了突入電流(i((Ji-a)/"))相 對於電容量C的關係。 如上所述，在為了使再生電流充電後的鉗位電容器的兩端電壓為750V左右以下 而設鉗位電容器的電容量為200iiF的情況下，根據式(6)、(7)和圖ll，電流的最大值(突 入電流)達到150A。 為了降低這種突入電流並同時降低由再生電流充電後的鉗位電容器的兩端電壓， 在非專利文獻1中，針對鉗位電容器設置了放電電路。更具體而言，放電電路具有與鉗位電 容器並聯連接的放電電阻。於是，可通過減小鉗位電容器的電容量來降低突入電流，並當再 生電流使得鉗位電容器的兩端電壓超過規定的基準電壓時，使鉗位電容器中充電的電荷向 放電電阻放電，抑制了該兩端電壓的增大。 另外，專利文獻1 4公開了與本發明相關聯的技術。 非專利文獻1 :J. Schoenberger， T. Friedli， S. D. Round, J. W. Kolar， "AnUltra
Sparse Matrix Converter with a Novel Active Clamp Circuit. "Proc. ofthe 4th Power
Conversion Conference(PCC' 07) ， p. 784-791 專利文獻1 :美國專利第6995992號說明書 專利文獻2 :日本特開2006-54947號公報 專利文獻3 :日本特開平2-65667號公報 專利文獻4 :日本特公昭62-53918號公報 但是，在非專利文獻1所記載的技術中，由於對放電電阻施加了與鉗位電容器的 兩端電壓(=基準電壓)相同程度的電壓，所以，該放電電阻需要基準電壓X基準電壓/ 電阻值以上的電力容量。

發明內容
本發明的目的在於，提供一種能夠降低放電電阻所需要的電力容量的直接型功率 轉換裝置。 本發明的第1方式的直接型功率轉換裝置具有正側直流電源線(LI);負側直流 電源線(L2)，其被施加比施加給所述正側直流電源線的電位低的電位；輸入電容器(Cr、 Cs、 Ct)，其連接在與多相交流電源相連的多個輸入線的相互之間，作為電壓源發揮功能；電 流型功率轉換器(1)，其將從所述輸入線輸入的多相交流電壓轉換為具有2個電位的矩形 波狀的直流電壓，並將所述直流電壓提供給所述正側直流電源線和所述負側直流電源線； 電壓型功率轉換器(4)，其將所述正側直流電源線與所述負側直流電源線之間的具有2個 電位的所述直流電壓轉換為矩形波狀的交流電壓，並輸出到感性多相負載(5);第1電容元 件(Cl)，其一端與所述正側直流電源線連接；第2電容元件(C2)，其與所述第1電容元件的 另一端以及所述負側直流電源線連接；第1 二極體元件(Dl)，其位於所述第1電容元件與 所述第2電容元件之間，正極與所述第1電容元件連接，負極與所述第2電容元件連接；第 2 二極體元件(D2)，其正極連接在所述第2電容元件與所述第1 二極體元件之間，負極與所 述正側直流電源線連接；第3二極體元件(D3)，其正極與所述負側直流電源線連接，負極連 接在所述第1電容元件與所述第1 二極體之間；放電電阻(Rl)，其連接在所述正側直流電 源線與所述負側直流電源線之間；以及開關元件(Sl)，其在所述正側直流電源線與所述負 側直流電源線之間，與所述放電電阻串聯連接，並且當所述第1電容元件或所述第2電容元 件的兩端電壓(Vcl)超過第1規定值(Vref-h)時，該開關元件(Sl)導通，當低於第2規定 值(Vref-L)時，該開關元件(Sl)截止。 本發明的第2方式的直接型功率轉換裝置是在第1方式的直接型功率轉換裝置 中，所述放電電阻(Rl)的電阻值小於或等於所述第l規定值(Vref-h)除以流過自身的電 流的最大值而得到的值。 本發明的第3方式的直接型功率轉換裝置是在第1或第2方式的直接型功率轉換 裝置中，還具有第3電容元件(C3)，其連接在所述第1 二極體元件(Dl)與所述第2電容元 件(C2)之間；第4二極體元件(D6)，其位於所述第2電容元件與所述第3電容元件之間，正 極與所述第3電容元件連接，負極與所述第2電容元件和所述第2 二極體元件(D2)連接； 第5 二極體元件(D7)，其正極連接在所述第1 二極體元件與所述第3電容元件之間，負極與 所述正側直流電源線連接；以及第6二極體元件(D8)，其正極與所述負側直流電源線連接， 負極連接在所述第4 二極體元件與所述第3電容元件之間。 本發明的第4方式的直接型功率轉換裝置是在第1 第3方式的任一方式的直 接型功率轉換裝置中，所述電壓型功率轉換裝置、所述開關元件由PIM(Power Integrated Module :功率集成模塊)構成。 根據本發明的直接型功率轉換裝置的第1方式，第1電容元件和第2電容元件被 來自感性多相負載的再生電流充電。此時，通過第1 二極體元件 第3 二極體元件的整流功 能，使得第1電容元件和第2電容元件在彼此串聯的狀態下進行充電(參照圖3)。第1電 容元件和第2電容元件對正側直流電源線與負側直流電源線之間的電壓進行分壓，所以， 能夠降低第1電容元件和第2電容元件的耐壓。 而且，當第l電容元件或第2電容元件的兩端電壓超過第1規定值時，開關元件導通。此時，通過第1 二極體元件 第3 二極體元件的整流功能，使得第1電容元件和第2電 容元件在彼此並聯的狀態下向放電電阻放電(參照圖4)。這樣，由於能夠使第1電容元件 和第2電容元件進行放電，所以，能夠抑制由再生電流引起的第1電容元件的兩端電壓和第 2電容元件的兩端電壓的增大。 並且，能夠對放電電阻施加第1電容元件和第2電容元件的一組的兩端電壓，與在 正側直流電源線和負側直流電源線之間設置一個鉗位電容器的方式相比，能夠降低放電電 阻所需要的電力容量。 根據本發明的直接型功率轉換裝置的第2方式，開關元件導通且在放電電阻中流 過最大電流時的放電電阻的兩端電壓小於第1規定值。該兩端電壓與第1電容元件和第2 電容元件的兩端電壓相等。由此，即使在該兩端電壓為最大(在放電電阻中流過最大電流) 的情況下，也能夠防止開關元件長時間導通，進而，能夠降低開關元件的額定時間。
根據本發明的直接型功率轉換裝置的第3方式，當開關元件導通時，通過第1 二極 管元件 第6 二極體元件的整流功能，使得第1電容元件 第3電容元件在彼此並聯的狀 態下向放電電阻放電。由此，與第1電容元件 第3電容元件在彼此串聯的狀態下進行放 電的情況相比，能夠進一步降低放電電阻的電力容量。 根據本發明的直接型功率轉換裝置的第4方式，能夠一體地製造電壓型功率轉換
裝置和開關元件，且廣泛應用於間接型交流功率轉換裝置，所以，能夠構成小型且廉價的直 接型功率轉換裝置。 通過以下的詳細說明和附圖，本發明的目的、特徵、形式以及優點變得更加清楚。


圖1是電機驅動裝置的概念結構圖。
圖2是用於向制動電路所具有的電晶體輸出開關信號的電路的概念結構圖。
圖3是示出對鉗位電容器進行充電的狀態的圖。
圖4是示出鉗位電容器放電的狀態的圖。 圖5是示出第1實施方式的電機驅動裝置中的流過電機所具有的線圈的電流、流 過直流電源線的電流、一個鉗位電容器的兩端電壓、2個鉗位電容器的一組的兩端電壓、直 流電源線之間的電壓、以及流過放電電阻(電晶體)的電流的曲線圖。 圖6是示出第2實施方式的電機驅動裝置中的流過電機所具有的線圈的電流、流 過直流電源線的電流、一個鉗位電容器的兩端電壓、2個鉗位電容器的一組的兩端電壓、直 流電源線之間的電壓、以及流過放電電阻(電晶體)的電流的曲線圖。 圖7是示出第2實施方式的電機驅動裝置中的流過電機所具有的線圈的電流、流
過直流電源線的電流、一個鉗位電容器的兩端電壓、2個鉗位電容器的一組的兩端電壓、直
流電源線之間的電壓、以及流過放電電阻(電晶體)的電流的曲線圖。 圖8是第3實施方式的電機驅動裝置所具有的鉗位電路的概念結構圖。 圖9是示出非專利文獻1的功率轉換裝置的圖。 圖IO是示出鉗位電容器的電容量與鉗位電容器的兩端電壓之間的關係的曲線 圖。 圖ll是示出鉗位電容器的電容量與鉗位電容器的突入電流之間的關係的曲線
7圖。
具體實施例方式
第1實施方式 圖1示出了作為本發明的第1實施方式的直接型功率轉換裝置的一例的電機驅動 裝置的概念結構圖。本電機驅動裝置具有電源E1 ;輸入線ACLr、 ACLs、 ACLt ;電抗器Lr、 Ls、Lt ;電容器Cr、Cs、Ct ;電流型轉換器1 ;直流電源線L1、L2 ;鉗位電路2 ;制動電路3 ;電
壓型逆變器4;以及電機5。 電源E1是多相交流電源，例如為3相交流電源，其向輸入線ACLr、ACLs、ACLt供給 3相交流電流。 電抗器Lr、Ls、Lt分別被設置在輸入線ACLr、 ACLs、 ACLt上。 電容器Cr、Cs、Ct分別被連接在輸入線ACLr、ACLs、ACLt彼此之間。更具體而言，
它們的一端分別與位於電源E1相反側的電抗器Lr、 Ls、 Lt連接，另一端彼此連接在一起。
這些電容器Cr、 Cs、 Ct被設置在電流型轉換器1的輸入側，作為電壓源發揮功能。電容器
Cr、 Cs、 Ct分別與電抗器Lr、 Ls、 Lt 一起構成抑制開關電流的LC濾波器。 電流型轉換器1經由LC濾波器與電源E1連接，將從輸入線ACLr、ACLs、ACLt輸入
的多相交流電壓轉換為具有2個電位的矩形波狀的直流電壓，並將該直流電壓供給到直流
電源線Ll、 L2之間(參照後述的圖5 7的直流電源線Ll、 L2之間的電壓波形)。 更具體而言，電流型轉換器1具有電晶體Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn以及二極體
Drp、 Drn、 Dsp、 Dsn、 Dtp、 Dtn。 二極體Drp、 Dsp、 Dtp的各負極分別與直流電源線Ll連接。二極體Drn、 Dsn、 Dtn 的各正極分別與直流電源線L2連接。 電晶體Srp、 Ssp、 Stp的各發射極分別與二極體Drp、 Dsp、 Dtp的正極連接。晶體 管Srn、 Ssn、 Stn的各集電極分別與二極體Drn、 Dsn、 Dtn的負極連接。電晶體Srp的集電 極與電晶體Srn的發射極、電晶體Ssp的集電極與電晶體Ssn的發射極、電晶體Stp的集電 極與電晶體Stn的發射極彼此相連，且分別與輸入線ACLr、ACLs、ACLt連接。
而且，通過未圖示的控制部等，對這些電晶體Srp、 Srn、 Ssp、 Ssn、 Stp、 Stn各自的 基極賦予開關信號，電流型轉換器1將3相交流電壓轉換為具有2個電位的矩形波狀的直 流電壓。另外，直流電源線L1可以作為正側直流電源線來理解，直流電源線L2可以作為被 施加了比施加給直流電源線Ll的電位低的電位的負側直流電源線來理解。
鉗位電路2至少具有2個鉗位電容器。這2個鉗位電容器在相互串聯的狀態下被 充電，以使電壓大於矩形波狀電壓的高電位，而在相互並聯的狀態下進行放電，以使電壓低 於矩形波狀電壓的低電位。這樣，鉗位電路的作用如下在穩定狀態下，通過上述充放電動 作，使得當放電電流大於充電電流時保持電壓平衡。更具體而言，鉗位電路2具有鉗位電容 器C1、C2和二極體D1 D3。 鉗位電容器Cl的一端與直流電源線Ll連接。鉗位電容器C2與鉗位電容器Cl的 另一端和直流電源線L2連接。即，鉗位電容器C1、C2彼此串聯地連接在直流電源線L1、L2 之間。 二極體Dl位於鉗位電容器C1、C2之間，其正極與鉗位電容器Cl連接，負極與鉗位電容器C2連接。二極體D2的正極連接在鉗位電容器C2與二極體Dl之間，負極與直流電 源線Ll連接。二極體D3的正極與直流電源線L2連接，負極連接在鉗位電容器Cl與二極 管D1之間。 制動電路3具有放電電阻R1、電晶體Sl以及二極體D4、 D5。放電電阻R1連接在 直流電源線L1、L2之間。電晶體S1與放電電阻R1串聯連接。二極體D4的正極連接在放 電電阻R1與電晶體Sl之間，負極與直流電源線Ll連接。二極體D5的正極與電晶體Sl的 發射極連接，負極與電晶體S1的集電極連接。 電晶體S1在鉗位電容器C1、 C2的兩端電壓中的至少某一方超過規定值時導通。 例如圖2示出了向電晶體Sl輸出開關信號的電路的一例。差動放大器6的非反轉輸入端 子被施加了鉗位電容器C2的兩端電壓Vcl，反轉輸入端子被施加了作為規定值的基準的基 準電壓Vref (這裡未作圖示，基於基準電壓，差動放大器具有基準電壓Vref-h、Vref-L的磁 滯特性。)。而且，將差動放大器6的輸出作為開關信號被輸入到電晶體S1的基極。
放電電阻R1的電阻值rl小於這樣的值，該值是用對基準電壓Vref-h乘以鉗位電 容器C1、 C2的個數後的值除以流過放電電阻R1的電流的最大值Imax而得到的。S卩，滿足 rl < 2 Vref-h/Imax(以下稱為式(8))。這點將在後面進行詳細敘述。
電壓型逆變器4將直流電源線Ll、 L2之間的具有2個電位的矩形波狀的直流電 壓轉換為矩形波狀的交流電壓，並輸出到電機5。更具體而言，電壓型逆變器4具有電晶體 Sup、 Sun、 Svp、 Svn、 Swp、 Swn以及二極體Dup、 Dun、 Dvp、 Dvn、 Dwp、 Dwn。
電晶體Sup、 Svp、 Swp的各集電極和二極體Dup、 Dvp、 Dwp的各負極分別與直流電 源線Ll連接，電晶體S皿、Svn、 Swn的各發射極和二極體D皿、Dvn、 Dwn的各正極分別與直 流電源線L2連接。 電晶體Sup的發射極、電晶體S皿的集電極、二極體Dup的正極和二極體Dun的負 極共同與電機5連接，電晶體Svp的發射極、電晶體Svn的集電極、二極體Dvp的正極和二 極管Dvn的負極共同與電機5連接，電晶體Swp的發射極、電晶體Swn的集電極、二極體Dwp 的正極和二極體Dwn的負極共同與電機5連接。 而且，通過未圖示的控制部等，對這些電晶體Sup、 Sun、 Svp、 Svn、 Swp、 Swn各自的 基極賦予開關信號，電壓型逆變器4將直流電源線Ll、 L2之間的具有2個電位的矩形波狀 的直流電壓轉換為矩形波狀的交流電壓，並輸出到電機5。 電機5例如是3相交流電機，其電感部分和電阻部分分別由線圈Lu、Lv、Lw和電阻 Ru、Rv、Rw表示。線圈Lu、Lv、Lw分別與電阻Ru、Rv、Rw串聯連接。線圈Lu、 Lv、 Lw的與電 阻Ru、 Rv、 Rw相反側的一端分別連接在電晶體Sup和S皿之間、電晶體Svp和Svn之間、以 及電晶體Swp和Swn之間。電阻Ru、 Rv、 Rw的與線圈Lu、 Lv、 Lw相反側的一端共同連接到 中性點P。 從電壓型逆變器4對電機5提供矩形波狀的交流電壓。電機5所具有的電感部分 使得驅動電機5的交流電流平滑。換言之，電機5將從電壓型逆變器4提供的矩形波狀的 交流電壓轉換為交流電流。 流過該電機5的交流電流經由電壓型逆變器4、電流型轉換器1而向電容器Cr、 Cs、Ct進行充電，被轉換為交流電壓。換言之，電機5可以作為針對電流型轉換器1的電流 源來理解。
9
根據這種結構的電機驅動裝置中的鉗位電路2，在由於電壓型逆變器4側的負載 功率因數而使流過電機5的電流相對於直流電源線Ll、 L2之間的電壓發生滯後的情況下， 在規定期間中，從電機5向直流電源線Ll 、L2流入回流電流，鉗位電容器Cl 、C2在彼此串聯 的狀態下進行充電。此時的充電電壓(鉗位電容器C1、C2的一組的兩端電壓)也由負載功 率因數決定。另一方面，當鉗位電容器Cl、 C2各自的兩端電壓上升到高於直流電源線Ll、 L2之間的矩形波狀電壓中低的一方的電壓時，鉗位電容器C1、C2在彼此並聯的狀態下進行 放電。另外，由於鉗位電容器Cl、 C2是在彼此串聯的狀態下充電而在彼此並聯的狀態下放 電，所以，放電電壓是充電電壓的1/2。 通過這種充放電動作，在放電電流比充電電流大的情況下，使得鉗位電容器Cl 、C2 的電壓平衡。 如上所述，能夠充入來自電機5的回流電流，並能夠通過放電將其重新提供給電 機5，因此能夠高效地驅動電機5。並且，鉗位電路2不需要開關元件等所謂的有源元件，所 以能夠降低功耗和製造成本。 並且，在流向電機5的工作電流減少(電機5減速)或停止向電機5供給工作電 流的情況下，將來自電機5的再生電流供給到鉗位電容器C1、C2。此時，鉗位電容器C1、C2 也將在彼此串聯的狀態下進行充電。圖3示出了流過再生電流時對鉗位電容器C1、C2進行 充電的狀態。鉗位電容器C1、C2對直流電源線L1、L2之間的電壓進行分壓，所以，能夠降低 鉗位電容器C1、C2的耐壓。 另外，如上所述，當鉗位電容器Cl、 C2各自的兩端電壓上升到高於矩形波狀電壓 的低電位時，鉗位電容器C1、 C2例如向電機5側放電。此時，鉗位電容器C1、 C2因二極體 Dl D3的整流功能而在彼此並聯的狀態下進行放電。 以下，具體說明例如在向電機5供給的工作電流超過規定值的情況下，為了對電 機5進行過負載保護而停止電壓型逆變器4的工作從而停止向電機5供給電流時的狀況。
作為具體的動作例，說明電源El的電源電壓Vs = 400V、再生電流最大值Imax = 40A、放電電阻R1的電阻值rl為15Q、基準電壓Vref-h為400V時的情況。另外，它們滿足 式(8)。圖4示出了鉗位電容器C1、C2放電時的狀態。圖5示出了流過線圈Lu、Lv、Lw的 電流、流過直流電源線L1、L2的電流、鉗位電容器C2的兩端電壓、鉗位電容器C1、C2各自的 兩端電壓之和、直流電源線L1、L2之間的電壓、以及流過放電電阻R1(電晶體S1)的電流。
例如在通過停止電源E1的供給來停止向電機5的電流供給的情況下(參照圖5 中的時刻70ms)，來自電機5的再生電流流過直流電源線Ll、 L2(參照圖5)，該再生電流被 供給到鉗位電容器C1、C2。此時，鉗位電容器C1、C2在彼此串聯的狀態下被充電，鉗位電容 器Cl 、 C2各自的兩端電壓上升(參照圖3、圖5)。 然後，例如當鉗位電容器C2的兩端電壓Vcl超過基準電壓Vref-h時，電晶體Sl 導通。另外，將基準電壓Vref-h(400V)設定為大於驅動電機5時的鉗位電容器C2的兩端 電壓Vcl(350V左右)的值。而且，在該電晶體S1導通時，鉗位電容器C1、 C2不進行放電， 再生電流全部流入制動電路3。下面進行具體的說明。另外，為了便於說明，忽略電晶體S1 的電壓降來進行說明。 通過對放電電阻R1的電阻值rl中乘以再生電流來求出因再生電流流過放電電阻 Rl而使放電電阻Rl產生的電壓降Vrl。設在電晶體Sl最初導通的時點再生電流與Imax大致相同，則formula see original document page 11
另一方面，鉗位電容器Cl 、C2各自的兩端電壓為400V (與基準電壓Vref-h相同)。 鉗位電容器C1、 C2各自的兩端電壓之和為800V，在放電電阻R1中流過全部再生電流時的 電壓降Vrl為600V，因此，再生電流與放電電阻Rl之間的關係處支配性的地位。更具體而 言，再生電流不流過鉗位電容器C1、C2，而是流入放電電阻Rl。換言之，由於電阻值rl滿足 式(8)，所以，能夠防止再生電流向鉗位電容器Cl 、 C2進行充電。 並且，當鉗位電容器Cl、 C2在彼此並聯的狀態下而要進行放電時，由於鉗位電容 器Cl 、 C2各自的兩端電壓(=基準電壓)小於放電電阻Rl的電壓降Vr 1 ，所以，鉗位電容 器C1、C2不放電。 然後，隨著再生電流的降低，電壓降Vrl減小(參照圖5中的直流電源線L1、L2之 間的電壓)，當電壓降Vr 1低於鉗位電容器Cl 、C2各自的兩端電壓時，鉗位電容器Cl 、C2開 始向放電電阻R1放電(參照圖4、圖5)。 然後，當鉗位電容器C2的兩端電壓Vcl低於基準電壓Vref-L時，電晶體SI不導
通，再生電流流入鉗位電容器Cl、 C2而對它們進行充電，當鉗位電容器C2的兩端電壓Vcl
重新超過基準電壓Vref-h時，電晶體SI導通，鉗位電容器Cl、 C2放電。 如上所述，能夠防止因再生電流導致鉗位電容器C1、 C2的兩端電壓上升，同時能
夠消耗再生電流的再生能量。 並且，如果採用在直流電源線之間設置一個鉗位電容器的方式，則當電晶體SI導 通時，在放電電阻R1上施加了與直流電源線L1、L2之間的電壓(=一個鉗位電容器的兩端 電壓，在上述條件下為800V)相同的電壓。另一方面，根據本電機驅動裝置，如上所述，放電 電阻Rl上的電壓降Vrl低於該電壓(例如800V)。因此，在相同電阻值下，能夠降低放電電
阻R1所需要的電力容量。
第2實施方式 本發明的第2實施方式的電機驅動裝置的概念結構圖與圖1相同。在本電機驅動 裝置中，由於在鉗位電容器C2的兩端電壓Vcl超過基準電壓Vref-h的期間，電晶體Sl持 續導通，所以，該期間越長，電晶體Sl所需要的額定時間越大。因此，在該第2實施方式的 電機驅動裝置中，通過降低電流持續流過電晶體S1的期間，來降低電晶體S1所需要的額定 時間。 放電電阻R1的電阻值rl小於或等於基準電壓Vref-h除以流過放電電阻R1的電 流的最大值Imax而得到的值。S卩，滿足rl《Vref-h/Imax(以下稱為式(9))。
圖6示出了例如在通過停止電壓型逆變器4的工作來停止向電機5供給電流時， 流過線圈Lu、Lv、Lw的電流、流過直流電源線L1、L2的電流、鉗位電容器C2的兩端電壓、鉗 位電容器Cl、 C2各自的兩端電壓之和、直流電源線Ll、 L2之間的電壓、以及流過放電電阻 R1(電晶體S1)的電流。 另夕卜，圖6示出了電源El的電源電壓Vs為400V、再生電流最大值Imax為40A、放 電電阻R1的電阻值rl為10Q、基準電壓Vref-h為400V時的結果，它們滿足式(9)。
與圖5進行比較說明。在圖5中，電阻值rl為15Q，再生電流最大值Imax為40A， 所以，電晶體Sl最初導通時的放電電阻Rl上的電壓降Vrl為600V，大於基準電壓Vref-h 的400V(鉗位電容器C1、C2各自的兩端電壓)。因此，在電壓降Vrl低於鉗位電容器C1、C2各自的兩端電壓之前，鉗位電容器Cl、 C2不放電，電晶體Sl長時間持續導通。 在該第2實施方式中，在電晶體Sl最初導通的時點，由再生電流引起的放電電阻
Rl上的電壓降Vrl為400V( = 10Q X40A)，與鉗位電容器C1、C2各自的兩端電壓相同。該
電壓下降Vrl隨再生電流的降低而降低，所以，在電晶體Sl最初導通之後，該電壓下降Vrl
立刻就會低於鉗位電容器C1、C2的兩端電壓。由此，鉗位電容器C1、C2開始向放電電阻Rl
放電。然後，與第1實施方式同樣，例如根據鉗位電容器C2的兩端電壓Vcl，電晶體Sl反覆
導通/不導通。 如上所述，放電電阻R1的電阻值rl小於或等於基準電壓Vref-h除以再生電流最 大值Imax而得到的值，所以，在電晶體Sl導通之後，鉗位電容器C1、 C2立即開始放電，由 此，能夠降低電晶體Sl持續導通的期間。 並且，由於放電電阻R1的電壓降Vrl小於或等於基準電壓Vref-h，所以，能夠進一 步降低放電電阻R1所需的電力容量。 圖7示出了電源E1的電源電壓Vs為400V、再生電流最大值Imax為40A、放電電 阻Rl的電阻值rl為5 Q 、基準電壓Vref-h為400V時的結果，它們滿足式(9)。
例如在時刻70ms，來自電機5的再生電流被供給到鉗位電容器C1、C2，鉗位電容器 C1、C2的兩端電壓上升(參照圖7)。然後，例如當鉗位電容器C2的兩端電壓Vcl超過基準 電壓Vref-h時，電晶體Sl導通。 此時，僅由再生電流Imax引起的放電電阻Rl的電壓降Vr 1為200V ( = 5 Q X 40A)， 所以，該電壓降Vrl小於鉗位電容器Cl的兩端電壓Vcl (=基準電壓Vref-h = 400V)。該 情況下，流過放電電阻Rl的電流值由鉗位電容器Cl、 C2各自的兩端電壓與電阻值rl之間 的關係決定。換言之，鉗位電容器C1、C2開始向放電電阻R1放電。由於該鉗位電容器C1、 C2的放電而在放電電阻R1中流過再生電流和來自鉗位電容器C1、 C2的放電電流。另夕卜， 此時流過放電電阻Rl的電流是將鉗位電容器C1、C2各自的兩端電壓除以電阻值rl而得到 的值(=基準電壓Vref-h/電阻值rl)。 然後，當鉗位電容器C1、C2的兩端電壓降低而低於基準電壓Vref-L時，電晶體Sl
不導通，再生電流流入鉗位電容器Cl、 C2而對它們進行充電，當鉗位電容器C2的兩端電壓
Vcl再次超過基準電壓Vref-h時，電晶體Sl導通，鉗位電容器Cl、 C2進行放電。 如上所述，能夠與電晶體S1的導通大致同時地使鉗位電容器C1、 C2進行放電，所
以，能夠降低電晶體Sl持續導通的期間，由此，能夠降低電晶體Sl的額定時間。 另外，施加給放電電阻R1的電壓(電壓降Vrl)與鉗位電容器C1、 C2的兩端電壓
(基準電壓Vref-h)大致相同且是恆定的，所以，電阻值rl越小，由放電電阻Rl產生的損失
越大。因此，希望電阻值rl儘可能大。S卩，優選電阻值rl為將基準電壓Vref-h除以流過
放電電阻R1的電流的最大值而得到的值。 第3實施方式 第3實施方式的電機驅動裝置的概念結構圖除了鉗位電路2以外均與圖l相同。 圖8是第3實施方式的電機驅動裝置所具有的鉗位電路2的概念結構圖。
鉗位電路2與圖1所示的鉗位電路2相比，還具有鉗位電容器C3和二極體D6 D8。鉗位電容器C3連接在二極體D1與鉗位電容器C2之間。二極體D6處於鉗位電容器 C2、 C3之間，其正極與鉗位電容器C3連接，負極與鉗位電容器C2和二極體D2連接。二極體D7的正極連接在二極體Dl與鉗位電容器C3之間，負極與直流電源線Ll連接。二極體
D8的正極與直流電源線L2連接，負極連接在二極體D6與鉗位電容器C3之間。根據這種結構的鉗位電路2，通過二極體Dl D3、D6 D8的整流功能，鉗位電容
器C1 C3在彼此串聯的狀態下進行充電，而在彼此並聯的狀態下進行放電。 由此，利用鉗位電容器C1 C3對直流電源線L1、 L2之間的電壓進行分壓，所以，
能夠進一步降低對各鉗位電容器Cl C3施加的電壓。進而還能夠降低基準電壓Vref-h。 並且，通過將放電電阻Rl的電阻值rl設定為小於或等於基準電壓Vref-h除以流
過放電電阻R1的電流的最大值Imax而得到的值，能夠進一步降低放電電阻Rl所需要的電
力容量(=基準電壓Vref-hX基準電壓Vref-h/電阻值rl)。這是因為能夠進一步降低基
準電壓Vref-h。 另外，在第1 第3實施方式所述的電機驅動裝置中，制動電路3、電壓型逆變器4 也可以由P頂(Power Integrated Module :功率集成模塊)模塊構成。該情況下，可以一體 地製造制動電路3和電壓型逆變器4，廣泛應用於間接型交流功率轉換裝置，所以，能夠構 成小型且廉價的電機驅動裝置。 已經對本發明進行了詳細說明，但是，上述說明在任何方面均只是例示性的，本發 明不限於此。可以理解，能夠在不脫離本發明的範圍內設想到未例示的大量變形例。
權利要求
一種直接型功率轉換裝置，該直接型功率轉換裝置具有正側直流電源線(L1)；負側直流電源線(L2)，其被施加比施加給所述正側直流電源線的電位低的電位；輸入電容器(Cr、Cs、Ct)，其連接在與多相交流電源相連的多個輸入線的相互之間，作為電壓源發揮功能；電流型功率轉換器(1)，其將從所述輸入線輸入的多相交流電壓轉換為具有2個電位的矩形波狀的直流電壓，並將所述直流電壓提供給所述正側直流電源線和所述負側直流電源線；電壓型功率轉換器(4)，其將所述正側直流電源線與所述負側直流電源線之間的具有2個電位的所述直流電壓轉換為矩形波狀的交流電壓，並輸出到感性多相負載(5)；第1電容元件(C1)，其一端與所述正側直流電源線連接；第2電容元件(C2)，其與所述第1電容元件的另一端以及所述負側直流電源線連接；第1二極體元件(D1)，其位於所述第1電容元件與所述第2電容元件之間，正極與所述第1電容元件連接，負極與所述第2電容元件連接；第2二極體元件(D2)，其正極連接在所述第2電容元件與所述第1二極體元件之間，負極與所述正側直流電源線連接；第3二極體元件(D3)，其正極與所述負側直流電源線連接，負極連接在所述第1電容元件與所述第1二極體之間；放電電阻(R1)，其連接在所述正側直流電源線與所述負側直流電源線之間；以及開關元件(S1)，其在所述正側直流電源線與所述負側直流電源線之間，與所述放電電阻串聯連接，並且當所述第1電容元件或所述第2電容元件的兩端電壓(Vc1)超過第1規定值(Vref-h)時，該開關元件(S1)導通，當低於第2規定值(Vref-L)時，該開關元件(S1)截止。
2. 根據權利要求l所述的直接型功率轉換裝置，其中，所述放電電阻(Rl)的電阻值小於或等於所述第l規定值(Vref-h)除以流過自身的電 流的最大值而得到的值。
3. 根據權利要求1所述的直接型功率轉換裝置，其中，該直接型功率轉換裝置還具有 第3電容元件(C3)，其連接在所述第1 二極體元件(Dl)與所述第2電容元件(C2)之間；第4二極體元件(D6)，其位於所述第2電容元件與所述第3電容元件之間，正極與所述 第3電容元件連接，負極與所述第2電容元件和所述第2 二極體元件(D2)連接；第5 二極體元件(D7)，其正極連接在所述第1 二極體元件與所述第3電容元件之間，負 極與所述正側直流電源線連接；以及第6 二極體元件(D8)，其正極與所述負側直流電源線連接，負極連接在所述第4 二極體 元件與所述第3電容元件之間。
4. 根據權利要求2所述的直接型功率轉換裝置，其中，該直接型功率轉換裝置還具有 第3電容元件(C3)，其連接在所述第1 二極體元件(Dl)與所述第2電容元件(C2)之間；第4二極體元件(D6)，其位於所述第2電容元件與所述第3電容元件之間，正極與所述第3電容元件連接，負極與所述第2電容元件和所述第2 二極體元件(D2)連接；第5 二極體元件(D7)，其正極連接在所述第1 二極體元件與所述第3電容元件之間，負極與所述正側直流電源線連接；以及第6 二極體元件(D8)，其正極與所述負側直流電源線連接，負極連接在所述第4 二極體元件與所述第3電容元件之間。
5.根據權利要求1 4中的任一項所述的直接型功率轉換裝置，其中， 所述電壓型功率轉換裝置(4)、所述開關元件(Sl)由功率集成模塊構成。
全文摘要
本發明提供直接型功率轉換裝置，其能夠降低放電電阻所需要的電力容量。電晶體(S1)例如在第2鉗位電容器(C2)的兩端電壓超過規定的基準電壓時導通。放電電阻(R1)的電阻值小於基準電壓除以流過放電電阻(R1)的電流的最大值而得到的值。當第2鉗位電容器(C2)的兩端電壓(Vc1)超過規定的基準電壓而使得電晶體(S1)導通時，由再生電流引起的施加給放電電阻(R1)的電壓為第2鉗位電容器(C2)的兩端電壓(Vc1)和因再生電流產生的放電電阻(R1)的電壓降中的較大的一方。該電壓降和兩端電壓(Vc1)小於直流電源線(L1、L2)之間的電壓，所以，能夠降低放電電阻(R1)的電力容量。
文檔編號H02M7/48GK101772882SQ20088010193
公開日2010年7月7日 申請日期2008年8月6日 優先權日2007年8月7日
發明者榊原憲一 申請人:大金工業株式會社