環路幹擾消除器、中繼系統和環路幹擾消除方法

2023-10-04 19:38:39 4

專利名稱：環路幹擾消除器、中繼系統和環路幹擾消除方法
技術領域：
本發明涉及一種利用從OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，正交頻分復用)信號估計出的傳播路徑特性來消除環路幹擾的環路幹擾消除器，尤其是指這樣一種環路幹擾消除器、中繼系統和環路幹擾消除方法通過減少處理的數據點數來加快環路幹擾消除器的自適應操作的速度，實現對環路幹擾波和主站波相位和電平的時間變化的高度可跟蹤性，執行高精度的內部處理，從而能夠執行高精度的消除操作，並用縮減的電路規模實現裝置的小型化。
背景技術：
近幾年來，在如陸地數字廣播等廣播波中繼SFN(Single FrequencyNetwork，單一頻率網)的執行中，OFDM傳輸方式的使用正在被研究。OFDM傳輸方式是一種用傳輸的數字數據將許多互相正交的載波進行調製，對調製波進行復用並發送的方式。OFDM傳輸方式的特徵在於將使用的載波數提高到數百甚至數千時就極大的延長碼元時間；進一步地，在有效碼元期間之前加入有效碼元期間後部信號的複製作為保護期間信號，從而不容易受延遲波的影響。
這些特徵造成能夠構造單一頻率的廣播網絡，也就是SFN的可能性，因此如上所述，OFDM傳輸方式作為一種陸地數字廣播的傳輸方式而引起關注。
作為實現SFN的方法，採用如下方法在技術上更容易一些用如光纖和微波等不同於廣播波的信道來向各個中繼廣播點傳輸信號，並以相同的頻率發送信號。然而，利用光纖的方法存在著信道成本的問題，而採用微波的方法則需要確保新的頻率資源。
因此，需要實現一種既在成本上有優勢，又不需要附加的頻率資源的經過廣播波中繼的SFN。
由於從發送天線發射出的廣播波環繞於接收天線的現象，廣播波中繼SFN的實現上，有導致中繼信號質量惡化和放大器振蕩等問題的可能性。
為防止廣播波中繼SFN的環路幹擾，可以採取如下措施(1)通過發送天線和接收天線的分離配置，並且利用高山或建築物等作為遮蔽來減少環路幹擾，(2)改進發送/接收天線的方向特性來減少環路幹擾，(3)通過信號處理技術來消除環路幹擾。
然而，由於高山和建築物存在各種不同的情況，並且僅依靠改進天線的方向特性的措施不能充分抑制環路幹擾，因此用(1)和(2)中的措施再加以利用採用(3)中的信號處理技術的環路幹擾消除器才會比較有效。
傳統上，作為這樣一種信號處理技術，提出了如下方法從接收到的OFDM信號中估計環路幹擾傳輸路徑的頻率特性，對估計出的環路幹擾傳輸路徑的頻率特性數據執行IFFT(Inverse Fast Fourier Transform，快速傅立葉逆變換)以將其轉換為時間軸上的脈衝響應數據，將該脈衝響應數據設定為橫向濾波器的濾波係數，從而創建環路幹擾的複製信號，並通過用接收信號減去該複製信號來消除環路幹擾(例如，參見日本專利申請特開平11-355160號公報)。另外，作為其高速計算處理技術，也有傳輸路徑特性估計部件中備有稀疏處理電路的方法(例如，參見日本專利申請特開第2001-223663號公報)。以下根據附圖對環路幹擾消除器中信號處理技術的一例進行說明。
圖1是導頻信號配置例子的模式圖，表示了用於歐洲的陸地數字廣播方式DVB-T(Digital Video Broadcasting-Terrestrial，數字視頻廣播-陸地)和用於日本的陸地數字廣播方式ISDB-T(Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial，綜合服務數字廣播-陸地)等的導頻信號的配置。
圖1中白色的圓圈代表數據載波，黑色的圓圈代表分散配置的導頻載波(SPScattered Pilot，分散導頻)另外，圖1中橫軸(頻率軸)上的k表示載波編號，縱軸(時間軸)上的n表示碼元編號。此時，用滿足如下(式1)的載波編號為k＝kp的載波來傳輸SP信號。(其中，表達式中的「mod」表示取餘運算，「p」表示非負整數。)kp＝3(n mod 4)+12p …(式1)從(式1)可以明顯看出SP的配置是由碼元編號n除以4所得的餘數所決定的。
另外，SP信號是基於偽隨機編碼字符串來調製的，其振幅和相位僅由所配置的載波編號k所決定，並不依賴於碼元編號n。如何決定振幅和相位對這裡的說明並不重要，因此省略其具體說明，但也像SP配置那樣是由碼元編號n除以4得到的餘數所決定的。
另外，在載波的右端，與碼元信號獨立地配置有導頻信號。這個導頻信號也是基於偽隨機編碼字符串而調製的，其振幅和相位由碼元編號n除以4得到的餘數所決定。當碼元編號n除以4的餘數為0時，該導頻信號也符合(式1)，因此從這裡開始，將導頻信號包含於導頻載波或SP的定義中。
圖2是表示環路幹擾消除器3的一例的結構方框圖。
在濾波係數生成部33的內部，傳輸路徑特性估計部331從減法部31的輸出s(t)估計出傳輸路徑特性F(ω)，同時將輸出提供給殘差特性計算電路3309作為輸入。
在傳輸路徑特性估計部331的內部，FFT(Fast Fourier Transform，快速傅立葉變換)電路3301從減法部31的輸出s(t)提取出對應於有效碼元期間長度的信號，進行FFT變換，從而將s(t)從時域信號變換為頻域信號，並將輸出s(ω)提供給碼元編號提取電路3302作為輸入，同時也提供給SP提取電路3303的第一輸入。
碼元編號提取電路3302從包含於輸入s(ω)的如TMCC(TransmissionMultiplexing Configuration Control，傳輸復用結構控制)等關於碼元的信息中提取碼元編號以指定SP的配置。一旦碼元編號被提取出來之後，也可以用碼元編號相加來代替提取處理。作為要確定SP的配置、振幅和相位的最小必要信息的碼元編號除以4得到的餘數被輸出，並且該輸出分別被提供給SP提取電路3303、傳輸路徑特性計算電路3304和SP合成電路3305各自的第二輸入。以下，碼元編號不會再直接使用，因此將碼元編號除以4得到的餘數改稱為「碼元編號」。
根據碼元編碼提取電路3302的指定，SP提取電路3303從FFT電路3301的輸出s(ω)中提取出只有SP信號的信號Sp(ω)，並且將該輸出Sp(ω)提供給傳輸路徑特性計算電路的第一輸入。
根據碼元編號提取電路3302的指定，傳輸路徑特性計算電路3304在內部生成其振幅和相位已知的指定的SP信號Xp(ω)，通過將SP提取電路3303輸出的SP信號Sp(ω)除以Xp(ω)來計算出對SP的傳輸路徑特性Fp(ω)，並且該輸出被提供給SP合成電路3305的第一輸入。
SP合成電路3305保存對應於SP的4個碼元的傳輸路徑特性Fp(ω)，根據碼元編號提取電路3302的指示將分配於4個碼元的SP合成為載波的原始配置，並重新輸出對應於合成SP的傳輸路徑特性Fp』(ω)。也就是說，按照碼元編號0的Fp(ω)的左端、碼元編號1的Fp(ω)的左端、碼元編號2的Fp(ω)的左端、碼元編號3的Fp(ω)的左端，碼元編號0的Fp(ω)的從左端第2個……的順序重新配置。根據輸出的合成SP得到的傳輸路徑特性Fp』(ω)被提供給插值電路3306。
插值電路3306僅對合成的SP插值分散地獲得的傳輸路徑特性Fp』(ω)，並估計出信號頻帶整體的傳輸路徑特性。
也就是說，插值電路3306用對已經計算出的SP的傳輸路徑特性，插值從SP之間被刪除的數據載波的位置的傳輸路徑特性，獲得信號頻帶整體的傳輸路徑特性。也可以用不同的可行方法來插值，如在載波的方向進行低通濾波。這種方法通過根據低通濾波器的脈衝響應來進行卷積運算從而實現插值。然而，從精確性和穩定性的角度來看，脈衝響應需要被設定為有限長度才能有用。插值電路3306輸出所獲得的信號頻帶全體的傳輸路徑特性，並將輸出提供給稀疏電路3308。
稀疏電路3308將數據變稀疏，並減少數據點數，以縮短後面電路的處理時間。稀疏處理以這種方式來執行是為了防止在IFFT電路3310進行時間軸的轉換時相位關係產生偏移，以及防止成為IFFT處理的中心頻率的載波數據位置產生偏移。由IFFT處理的限制，以每2的冪次稀疏數據點數。數據片數隨著稀疏間隔的增加而減少，但如日本專利申請特開2001-223663號公報中所述，是有實際的界限的，大約限制在2或4。另外，當數據沒有被稀疏時，稀疏電路可以省略。稀疏後的數據F(ω)從傳輸路徑特性估計部331輸出，並將該輸出提供給殘差特性計算電路3309。
圖3表現傳輸路徑特性估計部331的內部操作的模式。該操作已經說明過，因此僅將此圖用作參考並省略其中的說明。
殘差特性計算電路3309根據傳輸路徑特性估計部331的輸出F(ω)來計算消除殘差E(ω)，並將輸出提供給IFFT電路3310。
IFFT電路3310對殘差特性計算電路3309的輸出E(ω)進行IFFT，從而將頻域的殘差E(ω)轉換為時域的殘差e(t)，並將輸出提供給係數更新電路3311。
係數更新電路3311根據IFFT電路3310的輸出e(t)、基於預先確定的係數更新表達式計算出濾波係數w_new(t)，並將輸出作為濾波係數生成部33的輸出w_fir(t)提供給FIR濾波器32的第二輸入。
接下來，將說明環路幹擾消除器3消除環路幹擾的條件。
首先，傳輸路徑特性估計部331的輸出F(ω)用(式2)表示F=w_in1-{w_inw_o utw_loo p-w_fir}]]>(式2)因此，環路幹擾信號能夠被減法部31消除的條件用(式3)表示w_in(ω)w_out(ω)w_loop(ω)＝w_fir(ω) …(式3)這裡，當消除殘差E(ω)如(式4)所定義時，E(ω)＝w_in(ω)w_out(ω)w_loop(ω)-w_fir(ω) …(式4)對(式2)進行變形，得到(式5)。
E=1-w_inF]]>(式5)這裡，使模型簡化，假定接收部件的頻率特性在信號帶內平坦時，其傳輸函數w_in(ω)變成常數D，並可基於(式6)在殘差特性計算部3309中被計算出來。
D=F]]>(式6)這時，消除殘差E(ω)由(式7)所表示。
E=1-DF]]>(式7)此外，係數更新電路3311的係數更新表達式由(式8)所定義。
w_new(t)＝w_old(t)+μe(t) …(式8)其中，(式8)中的w_old(t)時更新前的係數，μ是小於等於1的非負常數。
在上述結構中，需要進行反饋控制操作從而使環路幹擾傳輸函數w_loop(ω)w_out(ω)和FIR濾波器32的傳輸函數w_fir(ω)之間的差，即消除殘差E(ω)，能夠收斂到0，並且只有主波成分被輸出到環路幹擾消除器3的輸出s(t)。
圖4是對環路幹擾消除器3的各個部件處理的數據片數加了注釋的方框圖。各個部件的連接及其處理都和圖2中的完全相同，因此省略其操作的說明。數據片數可將前面所述的ISDB-T方式的模式3傳輸的情況為例。
在FFT電路3301的輸入/輸出、碼元編號提取電路3302的輸入和SP提取電路3303的第一輸入，數據點數為8192點。在SP提取電路3303的輸出、傳輸路徑特性計算電路3304的第一輸入和輸出以及SP合成電路3305的第一輸入，數據點數為469點，也就是包含於一個碼元中的SP數。在SP合成電路3305的輸出和插值電路3306的輸入，數據點數為1873點，也就是對應於4個碼元的SP數(但是，右端的導頻信號是公共的)。在插值電路3306的輸出和稀疏電路3308的輸入，數據點數表示載波的配置，因此和FFT電路3301的輸入/輸出一樣也是8192點。在稀疏電路3308的輸出、殘差特性計算電路3309的輸入/輸出和IFFT電路3310的輸入/輸出，數據點數根據數據如何被稀疏處理減少而變化，但數據點數是相同的，實際上是2048點或4096點或8192點。
這裡要求環路幹擾消除器能夠提供對環路幹擾波或主站波相位和電平的時間變化的高度可跟蹤性、高精度的消除操作、以及裝置的小型化。
然而，在上述結構中，先通過對用SP的傳輸路徑特性進行插值而估計出信號頻帶整體的傳輸路徑特性，然後計算出殘差特性，因此增加用於處理的數據點的數目而妨礙高速的處理，此外用於插值的低通濾波器的脈衝響應的不完整性(例如有限的長度)降低傳輸路徑特性的估計精度，並且還存在低通濾波器需要大規模電路的問題。

發明內容
本發明的目的是用減少處理的數據點數來提高環路幹擾消除器的自適應操作的速度，從而實現對環路幹擾波和主站波的相位和電平對時間變化的高度可跟蹤性，通過提高內部處理的精確度來執行高精度的消除操作，並減少電路的規模從而實現裝置的小型化。
本發明的主題在於不採用對合成SP(Scattered Pilot，分散導頻)的傳輸路徑特性執行插值之後計算殘差特性，然後對該殘差特性進行IFFT處理以將其轉換為時域信號的結構，而採用先對合成SP的傳輸路徑特性計算殘差特性，對該殘差特性插入0並進行IFFT處理來轉換為時域信號之後執行窗口化處理的結構。
這樣，通過減少處理的數據點數提高環路幹擾消除器自適應操作的速度，實現對環路幹擾波和主站波的相位和電平的時間變化的高度可跟蹤性，改進內部處理的精度，執行高精度消除操作並減少電路規模，從而可以獲得實現裝置小型化的有利效果。
根據本發明實施例的環路幹擾消除器是用於當以發送和接收相同的頻率中繼具有等間隔參考載波的多載波信號時，消除發送/接收天線之間的環路幹擾的環路幹擾消除器，包括消除部件，用設定係數的濾波器消除包含於接收信號中的環路幹擾；傳輸路徑特性估計部件，估計所述消除環路幹擾之後的信號的傳輸路徑特性；殘差特性計算部件，基於所述傳輸路徑估計部件的估計結果來計算消除殘差；0插入部件，向所述殘差特性計算部件的輸出中插入0數據；快速傅立葉逆變換部件，將所述0插入部件的輸出轉換為時域信號；窗口化部件，對所述傅立葉逆變換部件的輸出，提取除去傳輸路徑特性重複成分的一個範圍和由所述濾波器係數指定的一個範圍這兩者之中的較小者；以及更新部件，基於所述窗口化部件的輸出更新所述濾波器係數。
根據本發明另一實施例的環路幹擾消除方法是一種當以發送和接收相同的頻率中繼具有等間隔的參考載波的多載波信號時，消除發送和接收天線之間的環路幹擾的環路幹擾消除方法，包括消除步驟，用設定係數的濾波器消除包含於接收信號中的環路幹擾；傳輸路徑特性估計步驟，估計所述消除環路幹擾之後的信號的傳輸路徑特性；殘差特性計算步驟，基於所述傳輸路徑估計步驟的估計結果來計算消除殘差；0插入步驟，向所述殘差特性計算步驟的輸出結果中插入0數據；快速傅立葉逆變換步驟，將所述0插入步驟的輸出結果轉換為時域信號；窗口化步驟，對所述快速傅立葉逆變換步驟的輸出，提取除去傳輸路徑特性重複成分的一個範圍和由所述濾波器的係數指定的一個範圍這兩者中的較小者；以及更新步驟，基於所述窗口化步驟的輸出結果更新所述濾波器係數。


圖1是表示導頻信號配置的一例的模式圖；圖2是表示環路幹擾消除器結構的一例的方框圖；圖3是說明圖2所示的環路幹擾消除器的濾波係數生成部件的操作的略圖；圖4是表示圖2所示的環路幹擾消除器的對各個部件附加處理的數據點數的濾波係數生成部件的結構方框圖；圖5是表示使用根據本發明實施例的環路幹擾消除器的中繼廣播系統一例的原理結構方框圖；圖6是表示根據本發明實施例的環路幹擾消除器的結構方框圖；圖7是說明當假定用於根據本發明實施例的環路幹擾消除器的碼元數為1時的濾波係數生成部件的操作模式圖；圖8是說明當假定用於根據本發明實施例的環路幹擾消除器的碼元數為2時的濾波係數生成部件的操作模式圖；圖9是說明當假定用於根據本發明實施例的環路幹擾消除器的碼元數為4時的濾波係數生成部件的操作模式圖；以及圖10是表示根據本發明實施例的環路幹擾消除器的對各個部件附加處理的數據點數的濾波係數生成部件的結構方框圖。
具體實施例方式
下面參照附圖對本發明的實施方式進行說明。
圖5是表示使用環路幹擾消除器的SFN中繼系統模型的方框圖。圖中的記號「*」表示卷積運算。此外，除特別說明之外，以下的信號或響應都按照複數進行處理。假設」(t)」表示時域信號，」(w)」表示頻域信號，以一個域中的定義同時確定在另一個域上的定義。
圖5中的接收部2將RF(Radio Frequency，無線頻率)帶的信號轉換為基帶信號，而相反地，發送部4將基帶信號轉換為RF帶信號。然而，這些頻率轉換對本發明沒有任何本質上的影響，因此在下文中除特別說明之外，不會再提到這些頻率轉換。
在圖5中，x(t)表示總站信號，r(t)表示接收部2的輸入信號，s(t)表示發送部4的輸入信號，w_in(t)表示接收部2的脈衝響應，w_out(t)表示發送部4的脈衝響應，w_loop(t)表示環路幹擾傳輸路徑6的脈衝響應，w_fir(t)表示環路幹擾消除器3a內部的FIR(Finite Impulse Response，有限脈衝響應)濾波器32的脈衝響應。
在圖5中，接收天線1接收來自於環路幹擾傳輸路徑的總站信號x(t)和環路幹擾信號w_loop(t)*w_out(t)*s(t)的合成信號，並將輸出r(t)提供給接收部2。接收部2對接收信號r(t)執行濾波、頻率轉換和增益調整等處理，並將輸出w_in(t)*r(t)提供給環路幹擾消除器3a中的減法部31的第一輸入。
在環路幹擾消除器3a中，減法部31用接收部2的輸出w_in(t)*r(t)減去FIR濾波器32的輸出w_fir(t)*s(t)，並將輸出s(t)提供給FIR濾波器32的第一輸入以及濾波器係數生成部33，同時也作為環路幹擾消除器3a的輸出提供給發送部4。
濾波器係數生成部33從減法部31的輸出s(t)估計出傳輸路徑的特性從而生成濾波器係數，並將輸出w_fir(t)提供給FIR濾波器32的第二輸入。
FIR濾波器32將減法器31的輸出s(t)與濾波器係數生成部33的輸出w_fir(t)進行卷積運算從而生成環路幹擾信號的複製w_fir(t)*s(t)，並將輸出提供給減法部31的第二輸入。
發送部4對減法部31的輸出s(t)執行濾波、頻率轉換以及增益調整等處理從而生成中繼信號w_out(t)*s(t)，並將輸出提供給發送天線5。
發送天線5將發送部4的輸出w_out(t)*s(t)發射出去，輸出的一部分經過環路幹擾傳輸路徑6並且作為環路幹擾信號w_loop(t)*w_out(t)*s(t)環繞於接收天線1。
這裡，將對環路幹擾消除器3a消除環路幹擾的條件進行說明。
首先，傳輸路徑特性估計部331a的輸出Fp』(ω)由(式9)所表示。注意，對於OFDM全體，不僅是SP而且所有數據載波的輸出都由(式2)所示的F(ω)所表示，但在此實施方式的情況下，只有具有導頻載波(SP)頻率的輸出由Fp(ω)所表示。然後，這個輸出Fp(ω)表示一個碼元的輸出，而當多個碼元合成的時候則由Fp』(ω)所表示。
Fp=w_in1-{w_inw_o utw_loo p-w_fir}]]>(式9)因此，環路幹擾信號被減法部31消除的條件由(式10)所表示。
w_in(ω)w_out(ω)w_loop(ω)＝w_fir(ω)…(式10)這裡，如果消除殘差E(ω)如(式11)所示而定義，E(ω)＝w_in(ω)w_out(ω)w_loop(ω)-w_fir(ω) …(式11)代入(式9)進行變形，就得到(式12)。
E=1-w_inFp]]>(式12)這裡，使模型簡化，假設接收部2的頻率特性在信號頻帶內平坦時，其傳輸函數w_in(ω)變成常數D，並可基於(式13)在殘差特性計算電路3309內部被計算出來。
D=p]]>(式13)此時，消除殘差E(ω)由(式14)所表示。
E=1-DFp]]>(式14)此外，將係數更新電路3311的係數更新表達式定義為(式15)。
w_new(t)＝w_old(t)+μe(t) …(式15)其中，(式15)中的w_old(t)是更新前的係數，μ是小於等於1的非負常數。在上述條件下，需要執行反饋控制從而使得作為環路幹擾傳輸函數w_loop(ω)w_out(ω)和FIR濾波器32的傳輸函數w_fir(ω)之間的差分的消除殘差E(ω)收斂到0，並且只有主波成分被輸出到環路幹擾消除器3的輸出s(t)。
圖6是表示根據本發明實施方式1的環路幹擾消除器3a的結構方框圖。在圖6中，和圖2中相同的組成部分附上同樣的標號用於說明。
在濾波器係數生成部33a內部，傳輸路徑特性估計部331a將從減法部31的輸出s(t)估計出的傳輸路徑特性F(ω)作為第一輸出，並且將該輸出提供給殘差特性計算電路3309的輸入。傳輸路徑特性估計部331a將確定SP的配置、振幅和相位所需要的最小信息——碼元編號作為第二輸出，並且將該輸出分別提供給0插入電路3312和相位旋轉補償電路3314各自的第二輸入。
在傳輸路徑特性估計部331a的內部，FFT(Fast Fourier Transform，快速傅立葉變換)電路3301從減法部31的輸出s(t)中提取出對應於有效碼元期間長度的信號，執行FFT將時域信號s(t)轉換為頻域信號，並將輸出s(ω)提供給碼元編號提取電路3302的輸入和SP提取電路3303的第一輸入。
碼元編號提取電路3302從包含於輸入s(ω)中的如TMCC(TransmissionMultiplexing Configuration Control，傳輸復用控制結構)等碼元信息中提取用於指定SP配置的碼元編號。一旦提取出碼元編號之後，可以用碼元編號相加來代替提取處理。碼元編號除以4的餘數作為要確定SP的配置、振幅和相位的最小必要信息被輸出，並且該輸出分別被提供給SP提取電路3303、傳輸路徑特性計算電路3304、SP合成電路33051、0插入電路3312和相位旋轉補償電路3314各自的第二輸入。以下，不再直接使用碼元編號，因此將碼元編號除以4得到的餘數改稱為「碼元編號」。
根據碼元編號提取電路3302的指定，SP提取電路3303從輸出FFT電路3301的輸出S(ω)提取出只有SP信號的信號Sp(ω)，並將該輸出Sp(ω)提供給傳輸路徑特性計算電路的第一輸入。
根據碼元編號提取電路3302的指定，傳輸路徑特性計算電路3304在內部生成其振幅和相位已知的指定的SP信號Xp(ω)，通過將SP提取電路3303輸出的SP信號Sp(ω)除以SP信號Xp(ω)從而得到對於SP的傳輸路徑特性Fp(ω)，並將輸出提供給SP合成電路33051的第一輸入。
SP合成電路33051對於多個碼元保存對應於SP的傳輸路徑特性Fp(ω)，根據預先指定的規則R的碼元編號提取電路3302的指定將分布於多個碼元的SP合成為在波的原始配置，並重新輸出合成SP的傳輸路徑特性Fp』(ω)。後面將對規則R進行更詳細的說明。
當根據規則R將連續的4個碼元合成時，採用與圖2中所說明的SP合成電路3305相同的處理。
此外，當根據規則R僅使用一個碼元時，顯然不需要合成，SP合成電路33051可以省略。
所述SP合成電路33051的輸出Fp』(ω)用作傳輸路徑特性估計部331a的第一輸出，並且該輸出被提供給殘差特性計算電路3309。
殘差特性計算電路3309根據傳輸路徑特性估計部331a的輸出Fp』(ω)計算出消除殘差E(ω)，用計算出的消除殘差E(ω)作為輸出，並將輸出提供給0插入電路3312的第一輸入。
0插入電路3312、IFFT電路3310、窗口電路3313和相位旋轉補償電路3314對於提供給0插入電路3312的第一輸入的消除殘差E(ω)插入SP之間的特性，將其轉換為時域信號e(t)。
首先，0插入電路3312在從作為第一輸入的合成SP的消除殘差E(ω)之間刪除的數據載波的位置插入0。如何插入0的方法取決於規則R。簡而言之，同時插入兩個0。後面將對規則R進行具體說明。
當根據規則R合成4個連續的碼元時，0插入電路3312在從合成SP中間刪除的數據載波的位置插入0。也就是說，由於合成SP每三個載波而配置，因此同時插入兩個0(參見圖3的插值處理)。
此外，數據點數需要設為2的冪次，從而能夠被後面的IFFT電路3310處理，因此在信號頻帶外數據的左右插入連續的0。這些插入也依賴於規則R，簡言之，數據通過插入0而被擴展，從而使頻帶寬度與FFT電路3301所處理的信號頻帶具有同樣的寬度。
這些插入了0的0插入電路3312的輸出被提供給IFFT電路3310。
IFFT電路3310對被0插入電路3312插入了0的消除殘差E(ω)執行IFFT從而將頻域的殘差E(ω)轉換為時域的殘差e(t)，然後將輸出提供給窗口化電路3313。
窗口化電路3313根據規則R，從IFFT電路3310輸出的時域信號中，或者除去傳輸路徑特性的重複成分的一個範圍，或者限定在FIR過濾器32的係數範圍內的一個範圍，提取兩者中的較小者。後面將對規則R進行更詳細的說明。
窗口化電路3313的輸出被提供給相位旋轉補償電路3314的第一輸入。
相位旋轉補償電路3314根據作為第二輸入的碼元編號提取電路3302的指定，對由第一輸入的時域信號所接收的、在IFFT電路3310輸入處成為IFFT處理的中心頻率的載波數據的位置偏移帶來的相位旋轉進行補償。由於IFFT電路3310的輸入依賴於規則R，相位補償也依賴於規則R。簡言之，假定中心頻率的偏移為Δω，對作為第一輸入的時域信號的每個時刻t都乘以exp(-jΔωt)，其中j是虛數單位。後面將會對規則R進行更詳細的說明。
當根據規則R使用包括碼元編號0的碼元時，在IFFT電路3310的輸入處成為IFFT處理的中心頻率的載波數據沒有偏移，因此不需要進行相位補償，從而相位旋轉補償電路3314可以省略。
相位旋轉電路3314輸出的時域信號變為消除殘差e(t)，並且輸出被提供給係數更新電路3311。
接下來將對規則R和與其相關的SP合成電路33051、0插入電路3312、窗口化電路3313和相位旋轉補償電路3314的處理進行更詳細的說明。
規則R大體上可以分為如下幾種情況使用1個碼元，使用2個碼元和使用4個碼元。
首先，將對規則R使用1個碼元的情況時的各個部件的處理進行說明。圖7表現使用1個碼元的情況下的操作模式。
當僅使用一個碼元時，SP合成電路33051是不需要的，並且傳輸路徑特性估計部331a的輸出是以每12個載波提取的傳輸路徑特性。0插入電路3312考慮12個載波和2的冪次的最大公約數，每4個載波提取傳輸路徑特性，從而在IFFT電路3310處理之前生成每2的冪次提取的傳輸路徑特性，並在12個載波裡插入2個0。此外，通過在數據外側插入0使得數據被擴展，從而得到和FFT電路3301所處理的信號相同的帶寬。在這種情況下，根據碼元編號的SP配置規則，帶寬可能與原始帶寬不符合。
更具體的說，對於碼元編號0沒有頻帶偏移，對於碼元編號1有(-3)的載波偏移，對於碼元編號2有(-6)的載波偏移，對於碼元編號3有(-9)的載波偏移。0插入電路3312保持該偏移的同時將輸出提供給IFFT電路3310的輸入。這些信號通過插入0而增加了數據，但它們本質上還是12載波間隔的信號，因此基於眾所周知的採樣定理，在IFFT電路3310的輸出中，時域每(1/12)個碼元時間就電繞。由於這個原因，IFFT電路3310向其提供輸出的窗口化電路3313僅提出從時間0開始(1/12)碼元的信號。
接下來對使用2個碼元的情況進行說明。圖8表現使用兩個碼元的情況下的操作模式。假設這兩個碼元不是兩個連續的碼元而是越過1個中間碼元的兩個碼元構成的組。更具體的說，也就是碼元編號0和2構成的組，或碼元編號1和3構成的組。SP合成電路33051將提供給第一輸入的對應於SP的傳輸路徑特性Fp(ω)作為2個碼元構成的組來保存，並保持原始SP的順序將它們合成。在碼元編號0和2構成的組中，按照碼元編號0的Fp(ω)左端，碼元編號2的Fp(ω)左端，碼元編號0的Fp(ω)從左端第二個……的順序重新配置。對於碼元編號1和3的組合的情況也是一樣的。傳輸路徑特性估計部331a的輸出變成以每6個載波提取的傳輸路徑特性。在碼元編號1和3的情況下，右端的導頻信號不符合每6個載波提取的規則，因此被刪除。
為了在IFFT電路3310處理之前生成每(2的冪次)提取的傳輸路徑特性，0插入電路3312考慮6個載波(和2的冪次)的最大公約數從而每2個載波提取傳輸路徑特性，並在6個載波裡插入兩個0。此外，通過在數據外側插入0來擴展數據，從而得到與FFT電路3301處理的信號相同的帶寬。在這種情況下，根據SP配置規則，有些碼元編號可能與原始帶寬不匹配。具體的說，對於碼元編號0和2的組合沒有頻帶偏移，而對於碼元編號1和3的組合有(-3)的頻帶偏移。0插入電路3312保持此偏移的同時將輸出提供給IFFT電路3310的輸入。這些信號通過插入0而增加了數據，但是它們本質上還是6個載波間隔的信號，因此基於眾所周知的採樣定理，在IFFT電路3310的輸出中每(1/6)碼元時間時域便電繞。由於這個原因，IFFT電路3310向其提供輸出的窗口化電路3313僅提取從時刻0開始(1/6)碼元的信號。然而，(1/6)碼元時間也有可能超過保證碼元正常接收的保護周期，因此不是很實用，卻有可能限於FIR濾波器32的係數範圍內。
用於使用一個碼元或使用兩個碼元的情況下的相位旋轉補償電路3314對由上述載波偏移帶來的相位旋轉進行補償。如上所述，作為相位旋轉補償電路3314第一輸入的時域信號由於上述載波偏移而接受的相位旋轉與從時刻0的延遲時間是成比例的，並且在根據ISDB-T模式的模式3傳輸的情況下，便為載波偏移的(2π/8192)倍。例如，在載波偏移為(-3)的情況下，比例係數變為(-3)*(2π/8192)，並且如果假設比例係數為Δω，在從時刻0的延遲t，作為相位補償乘以exp(-j*Δω*t)。
接下來將對使用4個碼元時的情況進行說明。圖9表現使用4個碼元的操作模式。當使用4個連續的碼元時，如上所述，SP合成電路33051的操作和圖2中的SP合成電路3305的處理是相同的。和使用一個碼元的情況或使用兩個碼元的情況不同的是，不會產生載波偏移。0插入電路3312將輸出提供給IFFT電路3310的輸入。這些信號通過插入0而增加數據，但是這些信號本質上還是3個載波間隔的信號，因此基於眾所周知的採樣定理，在IFFT電路3310的輸出中，時域每(1/3)碼元時間就電繞。由於這個原因，IFFT電路3310向其提供輸出的窗口化電路3313僅提取從時刻0開始的(1/3)碼元的信號。然而，(1/3)碼元時間有可能超過保證碼元正常接收的保護時間，因此不是很實用，卻有可能限定於FIR濾波器32的係數範圍內。
規則R可以由多種組合和限定來定義。例如，在使用1個碼元的情況下，只使用碼元編號0從而不需要相位旋轉補償電路3314。在使用2個碼元的情況下，只使用碼元0和2的組合，從而不需要相位旋轉補償電路3314。
此外，可以通過在環路幹擾消除的開始時刻或重新啟動時刻提高碼元數來提高計算的精度，並且每當係數更新電路3311的更新數超過預定數量時設定處理的數據點數少而期望縮短更新時間的更少的碼元數。在正常操作期間增加碼元數，而在係數更新電路3311的係數變化比較劇烈時可通過減少處理的數據點數來縮短更新時間，從而可以減少碼元數。
圖10是對環路幹擾消除器3a的各個部件處理的數據片數加上注釋的方框圖。各個部件的連接及其處理和圖6所示的完全相同，因此省略對其中操作的說明。數據片數將根據所述的ISDB-T方式的模式3傳輸的情況為例。
在FFT電路3301的輸入/輸出、碼元編號提取電路3302的輸入以及SP提取電路3303的第一輸入，數據片數為8192點。在SP提取電路3303的輸出、傳輸路徑特性計算電路3304的第一輸入和輸出以及SP合成電路33051的第一輸入，數據點數為1個碼元中包含的SP數的469點。在SP合成電路33051的輸出、殘差特性計算部3309的輸入和輸出以及0插入電路3312的第一輸入，數據點數隨著用於規則R的碼元數M而變化，假定包含右端的導頻信號則數據點數為(M*468+1)點。在0插入電路3312的輸出、IFFT電路3310的輸入/輸出以及窗口電路3313的輸入，數據點數隨著用於規則R的碼元而改變，1個碼元時是2048點，2個碼元時是4096點，4個碼元時是8192點。在窗口化輸出的後面的部件中，數據點數依賴於窗口化處理。實際上，當用於規則R的碼元數為1時，數據片的數目為接近於(8192/12)的682點；而當碼元數為2或4時，數據點數為對應於典型保護時間(1/8)碼元時間的1024點。因此，相比圖4中所示的傳統例子，這裡處理的數據點數大大減少，於是可以縮短各個部件的處理時間以及各個部件之間的數據輸入/輸出時間。
此外，相對於圖2中所示的環路幹擾消除器中在傳輸路徑特性估計部件的輸出用插值來獲得頻帶全體的傳輸路徑特性，本實施方式中可以只使用SP部分作為傳輸路徑特性估計部件的輸出，獲得殘差特性之後再插入0、進行IFFT、進行窗口化而使用採樣定理來獲得對應於頻帶全體的殘差特性的時域信號。此外，不同與使用插值的有限字長低通濾波的對頻帶全體的不完全的擴展，使用上述採樣定理的擴展是理論上最精確的對頻帶全體的擴展。此外，從忽略各個部件的連接的電路規模的觀點來看，這是一種用0插入和窗口化來代替插值的結構，但由於0插入只是插入0數據的處理並且窗口化只是提取數據的處理，因此該電路規模遠遠小於執行計算的插值。
因此，根據本實施方式的環路幹擾消除器3a，通過限制傳輸路徑特性估計部331a的數據點數，並通過不經插值而在頻域進行0插入以及時域轉換後的窗口化操作來擴展到頻帶全體，從而可以達到有利的效果，即通過減少處理的數據點數來提高環路幹擾消除器的自適應操作的速度，實現對環路幹擾波或主站波的相位和電平的時間變化的高度可跟蹤性，通過更精確地執行內部處理，執行高精度消除操作，並通過縮減電路規模實現裝置的小型化。
如上所述，根據本發明能夠實現有利效果，即，通過處理的數據點數減少提高環路幹擾消除器的自適應操作的速度，實現對環路幹擾波或主站波的相位和電平的時間變化的高度可跟蹤性，通過執行高精度的內部處理，執行高精度的消除操作，並且通過縮減電路規模，實現裝置小型化。
本實施方式說明了SFN中繼系統中的環路幹擾消除器，但只要採用OFDM傳輸方式的系統，本實施方式也可以應用於如無線LAN和無線通訊系統中的轉發器等。
本說明書基於2002年10月11日提交的特願2002-299523號日本專利申請和2003年10月1日提交特願2003-343412號的日本專利申請，其全部內容都包含於此以資參考。
本發明的工業實用性在於，本發明涉及一種使用從OFDM(OrthogonalFrequency Division Multiplexing，正交頻分復用)信號估計出的傳輸路徑特性來消除環路幹擾的環路幹擾消除器，並可應用於環路幹擾消除器、中繼系統和環路幹擾消除方法，用於陸地數字廣播中實現廣播波中繼SFN的中繼廣播站和無線通信中的轉發器等中。
權利要求
1.一種環路幹擾消除器，當以發送和接收相同的頻率中繼具有等間隔參考載波的多載波信號時，消除發送/接收天線之間的環路幹擾，包括消除部，用設定了係數的濾波器消除包含於接收信號中的環路幹擾；傳輸路徑特性估計部，對消除了所述環路幹擾之後的信號估計傳輸路徑特性；殘差特性計算部，基於所述傳輸路徑估計部的估計結果計算消除殘差；0插入部，向所述殘差特性計算部的輸出插入0數據；快速傅立葉逆變換部，將所述0插入部的輸出轉換為時域信號；窗口化部，對所述快速傅立葉逆變換部的輸出，提取除去傳輸路徑特性重複成分的範圍和由所述濾波器係數指定的範圍這兩者中的較小者；以及更新部，基於所述窗口化部的輸出更新所述濾波器的係數。
2.如權利要求1所述的環路幹擾消除器，其中，所述傳輸路徑特性估計部包括快速傅立葉變換部，將作為時域信號的所述消除部的輸出轉換為頻域信號；參考載波信息提取部，從所述快速傅立葉變換部的輸出中提取表示參考載波配置和信號成分的信息；參考載波提取部，根據從所述參考載波信息提取部的輸出獲得的參考載波配置，從所述快速傅立葉變換部的輸出中僅提取出參考載波；傳輸路徑特性計算部，通過將所述快速傅立葉變換部的輸出與從所述參考載波信息提取部的輸出得到的參考載波的配置和信號成分進行比較，從而計算參考載波的傳輸路徑特性。
3.如權利要求2所述的環路幹擾消除器，其中，所述傳輸路徑特性估計部只使用所述傳輸路徑特性計算部的一組輸出來估計傳輸路徑特性。
4.如權利要求2所述的環路幹擾消除器，其中，所述傳輸路徑特性估計部還包括參考載波合成部，存儲所述傳輸路徑特性計算部的多組輸出，並根據從所述參考載波提取部的輸出獲得的參考載波的配置，對所存儲的多組輸出中具有不同的參考載波配置的組進行合成，所述參考載波合成部件只將等間隔配置參考載波的兩組輸出進行合成，以及用所述參考載波合成部的輸出來估計傳輸路徑特性。
5.如權利要求2所述的環路幹擾消除器，其中，所述傳輸路徑特性估計部還包括參考載波合成部，存儲所述傳輸路徑特性計算部的多組輸出，並根據從所述參考載波提取部的輸出獲得的參考載波的配置，對所存儲的多組輸出中具有不同的參考載波配置的幾組進行合成，所述參考載波合成部件僅將等間隔配置參考載波的4組輸出進行合成，以及使用所述參考載波合成部的輸出來估計傳輸路徑特性。
6.如權利要求1所述的環路幹擾消除器，其中，當對所述傳輸路徑特性估計部輸出的傳輸路徑特性進行估計時，使用不需要相位旋轉補償處理的特定參考載波的組合。
7.如權利要求1所述的環路幹擾消除器，還包括相位旋轉補償部，根據用於估計所述傳輸路徑特性的載波配置對所述窗口化部的輸出執行相位旋轉補償，其中，所述更新部根據所述相位旋轉補償部的輸出來生成所述濾波器的係數。
8.如權利要求4所述的環路幹擾消除器，其中，所述參考載波合成部在啟動時刻或重新啟動的時刻、或根據所述濾波器係數的狀態，改變所合成的所述傳輸路徑特性計算部的輸出組數。
9.如根據權利要求5所述的環路幹擾消除器，其中，所述參考載波合成部在啟動時刻或重新啟動的時刻、或根據所述濾波器係數的狀態，改變所合成的所述傳輸路徑特性計算部的輸出的組數。
10.一種中繼系統，備有如權利要求1所述的環路幹擾消除器。
11.一種環路幹擾消除方法，當以發送和接收相同的頻率中繼具有等間隔的參考載波的多載波信號時，消除發送/接收天線之間的環路幹擾，包括消除步驟，用設定了係數的濾波器來消除包含於接收信號中的環路幹擾；傳輸路徑特性估計步驟，對消除了所述環路幹擾之後的信號估計傳輸路徑特性；殘差特性計算步驟，基於所述傳輸路徑估計步驟的估計結果計算消除殘差；0插入步驟，向所述殘差計算步驟的輸出結果中插入0數據；快速傅立葉逆變換步驟，將所述0插入步驟的輸出結果轉換為時域信號；窗口化步驟，對所述快速傅立葉逆變換步驟的輸出，提取除去傳輸路徑特性的重複成分的範圍和由所述濾波器係數指定的範圍這兩者中的較小者；以及更新步驟，基於所述窗口化步驟的輸出結果對所述濾波器的係數進行更新。
全文摘要
一種環路幹擾消除器，相應於環路幹擾波或主站波的相位和電平的時間變化而執行高速、高精度的自適應操作，並縮減裝置的規模。本發明的環路幹擾消除器得到限定傳輸路徑特性估計部件的數據點數、不通過插值而是通過在頻域的0插入和在時域變換後的窗口化對整體頻帶執行擴展，減少處理的數據點數來提高環路幹擾消除器的自適應操作的速度，從而實現對環路幹擾波和主站波的相位和電平的時間變化的高度可跟蹤性，提高內部處理的精度，從而能夠執行高精度的消除操作，縮減電路規模從而實現裝置小型化等有利效果。
文檔編號H04B7/015GK1695320SQ20038010076
公開日2005年11月9日 申請日期2003年10月6日 優先權日2002年10月11日
發明者國枝賢德, 四方英邦, 河合慶士, 林健一郎, 鈴木一章 申請人:松下電器產業株式會社