壓控振蕩器和使用了該壓控振蕩器的無線通信機的製作方法
2023-10-05 10:34:04
專利名稱：壓控振蕩器和使用了該壓控振蕩器的無線通信機的製作方法
技術領域：
本發明涉及適合用於無線通信機的振蕩器，尤其涉及在集成電路上實現的、具有較寬的頻率可變範圍的壓控振蕩器。
背景技術：
作為無線通信機所不可缺少的構成要素，有本機振蕩信號(以下簡稱為「本振信號」)產生電路。通常，在本振信號發生電路中使用壓控振蕩器，通過控制壓控振蕩器的振動頻率來確定本振信號的頻率範圍。在非專利文獻1Takahiro Nakamura(中村寶弘)等，「A fullyIntegrated 39.8-/43-GHz VCO-featuring Wide Tuning Range and LowTemperature-drift-for Single-chip MUX/DEMUX LSIs」，(美國)，2004IEEE Radio Frequency integrated Symposium論文集中，公開了以下這樣的壓控振蕩器的例子在LC諧振式差動振蕩器的諧振節點連接可進行切換的電容元件，離散地切換振蕩頻率。另外，在專利文獻1日本特開平8-204451號公報中，公開了以下這樣的振蕩器和濾波器的例子在包含壓電振動器的諧振電路與接地之間，連接提供負電容值的負值電容器，可將與諧振電路並聯連接的電容的電容值向減少的方向進行調整。進而，在專利文獻2日本特開平10-256830號公報中，公開了以下這樣的振蕩電路的例子使用負阻抗電路，由控制電壓使該阻抗變化，從而使振蕩頻率發生變化。在專利文獻3日本特開平10-247830號公報中，公開了以下這樣的負放大電路的例子將用於上述振動電路的負阻抗電路使用在放大器中。
發明內容
目前，在關於壓控振蕩器的應用中，GSM(Global System forMobile Communication全球移動通信系統)、PDC(Personal DigitalCellar個人數位行動電話)、PHS(Personal Handy-Phone System無線市話)、PCS(Personal Communication Service個人通信業務)等通信方式的用於便攜電話的無線通信機，和構成基於作為IEEE標準所規定的無線通信標準的802.11a、802.11b、802.11g的無線LAN(local area network區域網)的無線通信機成為主流。另外，在這些通信方式和無線通信標準中，使用的頻率是各種各樣的。對於這些無線通信機，不斷地尋求著低價化、小型化、以及用於長時間工作的低耗電化。作為應對這些要求的方法之一，存在以更少個數的半導體集成電路(以下稱為「IC(Integrated Circuit)」)來實現無線通信用電路這樣的方法。特別地，由於襯底材料的成本低，且半導體工藝的高成熟度能夠確保高成品率，所以進行了很多以矽(Si)IC實現無線通信用電路的試驗，迄今為止提供了很多低價且小型的無線通信機。在今後的開發中，在尋求進一步的低價化和小型化的同時，為了依照用戶的所在地或其目的進行最佳的無線通信，期待實現能夠應對上述多個無線通信標準的無線通信機。
然而，對於上述各種通信頻率，在上述現有的IC上的無信通信用電路中，由於IC內的壓控振蕩器的頻率範圍較窄而無法進行應對，因此，通過安裝多個振蕩器來進行應對，這就無法避免消耗電流的增加和晶片面積的增加。非專利文件1所記載的振蕩器，在某種程度上緩和了該問題，但是，存在如下的問題，即因為電容元件值的最小值不是零，最大值與最小值的比較小，所以對於所需要的振蕩頻率的範圍，有時無法用單一的壓控振蕩器來實現。
該問題的原因在於，在壓控振蕩器的諧振節點上產生的電容值不變化的固定電容(寄生電容等)，佔據了為實現預定的振蕩頻率所需要的電容值的很大比率。該原因的定量分析將在下面敘述。
專利文獻1的負電容器，用來降低固定的電容值。在使用了負電容器裝置的振蕩器的例子中，如專利文獻1的圖3(a)所示，附加有在由運算放大器和電阻Rs、Rf構成的非反轉放大電路的輸入和輸出之間插入電容Cf的電路。通過該電路結構，在運算放大器的正相輸入端子和接地之間等效地產生負電容。但是，該圖的振蕩器是以使用運算放大器為前提的。將其增益取為A，僅是在A＞＞1、且在產生負電容的頻率下從運算放大器本身的輸入到輸出的相移為零這樣的理想條件下，才能夠在非反轉放大電路中得到產生負電容的電路動作和效果。但是，目前的運算放大器的工作頻帶最高為500MHz左右，因此專利文件1的電路技術難以應用於在GHz頻帶下進行振蕩的壓控振蕩器。
以下使用附圖詳細說明本發明要解決的課題。圖10表示由差動式的LC諧振電路(DRC)10和相同的差動式的負電導(conductance)產生電路(NGC)11所構成的普通的LC諧振式差動壓控振蕩器。設諧振電路的C成分、即諧振電容根據施加在電容控制端子100上的電壓而變化。另外，諧振電路的L成分、即諧振電感，經由IC上的焊盤(pad)由IC外加元件實現，或者由IC上的元件來實現。
作為LC諧振電路10的差動端子的正相端子(+)和反相端子(-)，分別與差動式的負電導產生電路11的正相端子(+)和反相端子(-)相連接，由此形成正相的諧振節點OUT和反相的諧振節點OUTB。使用負電導產生電路11，其目的在於通過產生負電導，來補充在諧振節點OUT、OUTB上產生的功率損耗，使振蕩器持續進行振蕩。從諧振節點OUT、OUTB輸出差動信號。
電容切換部(VCC)12，與諧振節點OUT、OUTB連接，其目的在於使諧振電容的電容值離散地大幅度地改變。因為與差動式的節點OUT、OUTB連接起來進行使用，所以由2個相同的電容切換部(VCC)12形成差動式的電容切換部。在2個電容切換部(VCC)12中，相同標號的端子相互連接。在基準電壓施加端子120上施加具有一定電壓值的直流電壓，對於所具有的多個切換電壓施加端子121～12n，在其任意端子上施加切換用的直流電壓。利用被施加了直流電壓的端子121～12n與端子120之間的電位差，使諧振節點OUT、OUTB各自呈現出的電容值階段性地變化。
將該壓控振蕩器的具體電路的例子表示在圖11中。在圖11中，差動式的LC諧振電路10包括電感L1、L2；可變電容二極體D1、D2；以及偏置用電阻R1。電感L1、L2的電感值相等，可變電容二極體D1、D2的電容值相等。差動式的負電導產生電路11，包括發射極相連接的電晶體Q1、Q2，恆流源Ics1，旁路電容CBP1、CBP2，以及偏置電阻R2、R3。
電容切換部12，由從Cs1到Csn的n個(n為正整數)電容構成，所述Cs1到Csn的n個電容的電容值，分別由端子120與其他各端子121、122...12n之間的電位差決定，分別取大小2個電容值。設在諧振節點OUT、OUTB上產生的、布線與接地之間的寄生電容分別為Cp1、Cp2，設這兩者的電容值相等。電源電壓V1、V2、V3分別施加各自的預定的恆定電壓。
振蕩頻率由從諧振節點OUT、OUTB的一者與接地(差動動作的中性點)之間看去的電感L和電容C所確定，通過下面的算式(1)來表示。
Fosc=1/[2(LC)]----(1)]]>這時，設L＝L1(＝L2)，C＝Cv+Cs+Cp，則Fosc=1/{2[L1(Cv+Cs+Cp)}----(2)]]>在此，Cv表示可變電容二極體D1的電容值(＝可變電容二極體D2的電容值)，Cs表示電容切換部12的電容值，Cp表示諧振節點OUT的寄生電容Cp1的電容值(＝寄生電容Cp2的電容值)。
在此，將所希望的頻率範圍的目標的上限值取為4400MHz，將下限值取為3200MHz來進行說明。將電感L1(＝L2)的值假定為0.5nH，則諧振節點OUT、OUTB中一者的電容值，需要在4400MHz時為2.62pF、在3200MHz時為4.95pF。這些電容通過算式(2)，由Cv+Cs+Cp所實現，但電容值Cv、Cs各自存在上限值和下限值(Cmax和Cmin)。如圖12A所示，通過施加給電容控制端子100的控制電壓Vcnt，電容值Cv連續地變化。將該Cmin/Cmax設為比α(在此為0.85)。另外，將Cmin與Cmax的電容差設為ΔCv。同樣地，如圖12B所示，電容值Cs存在由電容切換部12的端子121和端子120之間的電位差實現的最大電容和最小電容，將它們的比β(Cmin/Cmax)取為0.3。另外，將Cmin與Cmax的電容差設為ΔCs。在將Cv＝1.55pF、Cs＝0.77pF的最小值及寄生電容Cp(＝0.3pF)進行組合實現諧振電容2.62pF的情況下，將得到振蕩頻率4400MHz。
以相同的結構，通過將電容值Cv、Cs分別取為最大值，來計算能否得到目標振蕩頻率3200MHz。根據上述的比α和β，Cv的最大值為1.82pF，Cs的最大值為2.58pF。即便加上寄生電容0.3pF，諧振電容為4.7pF，振蕩頻率為3285MHz，也無法滿足目標振蕩頻率3200MHz。通過使電容比α、β及Cv與Cs的比變化，能夠擴大振蕩頻率範圍，但上述數值例子是Si·RFIC中代表性的數值，因此，可以說顯然難以實現具有這個例子那樣的從4400MHz到3200MHz的頻率範圍的壓控振蕩器。
在圖3中，示出諧振電容的目標，並將例示出的電容值Cv、Cs的明細表示在「無負電容」欄。為了得到目標諧振電容，需要使諧振電容中的固定值減少，從而使電容值Cv、Cs增大，相對地增加可變量(ΔCv、ΔCs)。
專利文獻2的振蕩電路，不使用LC諧振電路而構成，因此不使用電感。取而代之，並不是用布線連接負電導產生電路的兩個發射極，而是用電阻和電容的串聯電路進行連接來產生負電容(capacitance)，將該負電容用作上述電感。因此，並未涉及使用LC諧振電路，使其電容的可變範圍變寬這一內容。另外，在專利文獻2中，雖然使用了負電容，但其對象是放大器，結構與振蕩器是不同的。
本發明是為了克服上述問題而完成的，其目的在於通過等效地減少壓控振蕩器的諧振電容中的固定電容的電容值，來使諧振電容的可變量增加。
將用於實現上述目的的本發明的代表性構成的一例表示如下。即，本發明的壓控振蕩器，其特徵在於，包括差動式的負電導產生電路，具有用於差動輸出的第1端子和第2端子；通過電壓控制來控制電容值的可變電容與電感進行並聯連接的差動式的諧振電路，連接在上述第1端子和上述第2端子之間；以及差動式的負阻抗電路，連接在上述第1端子和上述第2端子之間；其中，上述第1端子和上述第2端子之間產生的固定電容的電容值因上述負阻抗電路呈現出的負阻抗而被降低。這樣，因為固定電容的電容值被減少，所以能夠使諧振電路中的諧振電容的可變量增加，能夠擴大壓控振蕩器的振蕩頻率的可變範圍。上述固定電容以分別產生在諧振節點OUT和接地電位之間、諧振節點OUTB和接地電位之間的寄生電容來代表。
優選的是，在上述第1端子和上述第2端子之間連接有差動式的電容切換部，該電容切換部，將串聯連接的2個電容作為1組電容，具有並聯連接的至少1組電容，上述至少1組的電容的每1組，根據施加電壓的大小，其電容值在2個值之間進行變化。或者，優選的是，在上述第1端子和接地電位之間、以及上述第2端子和上述接地電位之間分別連接有電容切換部，該電容切換部，具有並聯連接的至少1個電容，上述至少1個的電容的每1個，根據施加電壓的大小，其電容值在2個值之間進行變化。能夠進一步擴大振蕩頻率的可變範圍。
另外，優選的是，上述負電導產生電路，包括輸出端子連接在上述第1端子上的第1電晶體和輸出端子連接在上述第2端子上的第2電晶體，上述第1電晶體的輸入端子經由第1電容連接在上述第2端子上，上述第2電晶體的輸入端子經由第2電容連接在上述第1端子上，上述第1電晶體和上述第2電晶體的接地端子相互連接，在其連接點上連接有第1電流源。進而，優選的是，上述負阻抗電路，包括輸出端子連接在上述第1端子上的第3電晶體、輸出端子連接在上述第2端子上的第4電晶體、以及連接在上述第3電晶體的接地端子和上述第4電晶體的接地端子之間的第3電容，上述第3電晶體的輸入端子連接在上述第2電晶體的輸入端子上，上述第4電晶體的輸入端子連接在上述第1電晶體的輸入端子上，在上述第3電晶體的接地端子上連接有第2電流源，在上述第4電晶體的接地端子上連接有第3電流源。
按照本發明，通過在壓控振蕩器中設置呈現負阻抗的電路，固定電容的電容值被減少，因此，能夠使諧振電路中的諧振電容的可變量增加，能夠擴大壓控振蕩器的振蕩頻率的可變範圍。
圖1是用於說明本發明的第1實施方式的電路圖。
圖2是用於說明本發明的差動負阻抗電路的基本結構的電路圖。
圖3是用於說明LC諧振式壓控振蕩器的諧振電容的明細的圖。
圖4是用於說明本發明的電容切換部的例子的電路圖。
圖5是用於說明本發明的第2實施方式的電路圖。
圖6是用於說明本發明的第3實施方式的電路圖。
圖7是用於說明本發明的第4實施方式的電路圖。
圖8是用於說明本發明的第5實施方式的結構圖。
圖9是用於說明本發明的第6實施方式的結構圖。
圖10是用於說明普通的壓控振蕩器的結構圖。
圖11是用於說明普通的壓控振蕩器的電路圖。
圖12A是表示可變電容的控制特性的例子的圖。
圖12B是表示可變電容的控制特性的其他例子的圖。
具體實施例方式
以下，參照附圖中示出的實施方式，對本發明的壓控振蕩器和使用了它的無線通信機進行更詳細的說明。
圖1表示本發明的第1實施方式。壓控振蕩器包括差動式的LC諧振電路10；差動式的負電導產生電路11；2個電容切換部12；寄生電容Cp1、Cp2；以及差動式的負阻抗電路13。差動式的LC諧振電路10、差動式的負電導產生電路11、以及差動式的負阻抗電路13各自的正相端子(+)和反相端子(-)分別相互連接，形成正相的諧振節點OUT(第1端子)和反相的諧振節點OUTB(第2端子)。2個電容切換部12分別與諧振節點OUT、OUTB連接，這兩者共同構成差動式的電容切換部。寄生電容Cp1、Cp2分別產生於諧振節點OUT、OUTB的布線。從諧振節點OUT、OUTB輸出差動信號。
差動式的LC諧振電路10包括電感L1、L2；可變電容二極體D1、D2；以及偏置用電阻R1。在電容控制端子100上施加頻率控制用電壓Ccnt。差動式的LC諧振電路10的結構為由串聯連接的電感L1、L2所組成的電感與由串聯連接的可變電容二極體D1、D2所組成的可變電容進行並聯連接。
差動式的負電導產生電路11包括發射極相耦合的電晶體Q1(第1電晶體)、Q2(第2電晶體)；發射極與V2耦合形成恆流源(第1電流源)的電晶體Qcs1(第5電晶體)和電阻R4；旁路電容CBP1(第1電容)、CBP2(第2電容)；以及偏置電阻R2、R3。作為電源電壓V1、與電阻R4連接的V2(第2電壓源)、以及V3，分別施加預定的恆定電壓，作為提供給電晶體Qcs1的偏置電壓V4(第1電壓源)，施加預定的恆定電壓。在本說明書中，在A與B之間經由某個元件或布線而使A與B相連接的情況下，稱A與B耦合。
電容切換部12，由從Cs1到Csn的n個(n為正整數)電容構成，所述Cs1到Csn的n個電容的電容值，分別由端子120與其他各端子121、122、...12n之間的電位差決定，分別取大小2個電容值。在2個電容切換部(VCC)12中，相同標號的端子相互連接。在基準電壓施加端子120上施加具有恆定電壓值的直流電壓，對於所具有的多個切換電壓施加端子121～12n，在其任意端子上施加切換用的直流電壓。利用被施加了直流電壓的端子121～12n與端子120之間的電位差，使諧振節點OUT、OUTB各自表現的電容值階段性地變化。從連接在諧振節點OUT、OUTB之間的差動式的電容切換部看去，2個電容切換部12中的Cs1、Cs2...Csn分別表現為串聯連接的1組電容。並且，每1組電容並聯連接在諧振節點OUT、OUTB之間。
負阻抗電路13包括電晶體Qn1(第3電晶體)；Qn2(第4電晶體)；發射極與V5(第4電壓源)耦合形成電晶體Qn1側的恆流源(第2電流源)的電晶體Qcsn1(第6電晶體)和電阻Rcsn1；發射極與V5耦合形成電晶體Qn2側的恆流源(第3電流源)的電晶體Qcsn2(第7電晶體)和電阻Rcsn2；以及發射極間耦合電容Cn(第3電容)。作為與電阻Rcsn1、Rcsn2連接的電源電壓V5和提供給電晶體Qcsn1、Qcsn2的偏置電壓V6(第3電壓源)，分別施加預定的恆定電壓。
在以上的結構中，對各電晶體使用雙極電晶體(bipolar transistor)，因此本實施方式的壓控振蕩器為雙極型，以3V左右的電源電壓進行動作。
以下，使用圖2所示的原理電路對負阻抗電路13的動作進行說明。圖2中的電路包括通過阻抗Z耦合了發射極的電晶體Qn1、Qn2，和偏置各個電晶體的恆流源Icsn。圖中的波形用於明確表示電壓和電流的信號的相位。
設電晶體Qn1的基極的交流電壓為vi，將其反相交流電壓vib(振幅與vi相等)施加在電晶體Qn2的基極上。在此，電晶體Qn1、Qn2利用恆流源Icsn而作為射極跟隨器進行動作，因此，能夠認為發射極的交流電壓ve、veb分別近似於交流電壓vi、vib。為此，流經發射極之間的阻抗Z的電流iz由下面的算式(3)表示。
iz＝(ve-veb)/Z＝(vi-vib)/Z＝2vi/Z…(3)另外，設流入電晶體Qn1、Qn2的交流電流分別為io、iob，則iz＝io＝-iob…(4)在此，|vi|＝|vib|。
為了產生負阻抗，只要進行連線使得圖2的交流電壓vi和交流電流iob在相同節點產生即可。這時，io-iz＝0，iob+iz＝0，vi＝-vib＝ve＝-veb，iz＝(ve-veb)/Z，由此，能夠使Zneg＝vi/iob＝vi/(-iz)＝-Z/2…(5)的負阻抗Zneg產生在正相端子(+)與接地之間(同樣地，在反相端子(-)與接地之間)。換言之，能夠在正相端子(+)和反相端子(-)之間產生2Zneg。為了產生負電容，只要對阻抗Z設置電容C即可。這時，算式(5)變成下面的算式(6)，能夠在正相端子(+)與接地之間(同樣地，在反相端子(-)與接地之間)得到-2C的負電容。
Zneg＝-[1/(jωC·2)]＝1/[jω·(-2C)]…(6)利用該-2C的負電容，分別產生在諧振節點OUT、OUTB上的固定電容的電容值被等效地減少。換言之，在正相端子(+)和反相端子(-)之間得到-C的電容，由此，諧振節點OUT和諧振節點OUTB之間的固定電容的電容值被等效地減少。
在以GHz以上的頻帶使用圖2的負阻抗電路時，各頻率ω自身變大，因此，相對地電容C的值變小。因此，構成電路的寄生電阻的影響變大，有效的負阻抗發生變化。此處所考慮的寄生電阻成分是由電晶體Q1、Q2的相互電導而產生的電阻Rgm。Rgm相對於負阻抗串聯地生成，它的值是負的，為-1/gm。另外，電晶體Q1、Q2的寄生發射極電阻RE也同樣作為負電阻生成，考慮了寄生元件的影響的負阻抗Zneg』表示為Zneg』＝-1/gm-RE+1/[jω·(-2C)]…(7)。
圖1所示的第1實施方式的負阻抗電路13，是將使用圖2說明的負阻抗電路變形而適用於壓控振蕩器的電路。電容C被作為發射極間耦合電容Cn而提供。電晶體Qn1的集電極(反相端子(-))與諧振節點OUTB耦合，電晶體Qn2的集電極(同相端子「+」)與諧振節點OUT耦合。在圖1所示的負阻抗電路13中，電晶體Qn1、Qn2的基極並不與諧振節點OUT、OUTB連接，而是分別與負電導產生電路11內的電晶體Q2、Q1的基極連接。
這樣連接有兩個效果。第1個效果為不將電晶體Qn1、Qn2的輸入寄生電容與諧振節點OUT、OUTB連接，能夠檢測出諧振節點OUT、OUTB的電壓變化。由此，通過添加負阻抗電路13，能夠抑制諧振節點OUT、OUTB的寄生電容的增加。第2個效果為能夠使電晶體Qn1、Qn2的基極-集電極之間的偏壓為負。電晶體Qn1、Qn2的基極設定有偏置電壓，使得在各電晶體導通時基極-集電極之間的偏壓為負。由此，電晶體Qn1、Qn2的動作速度能夠高速化。
此外，如圖2的電路結構所示，在電晶體Qn1、Qn2中，將基極與對方的集電極相連接，這種方式對於直流偏置電壓而言，電晶體的基極與集電極的電位是相同的。因此，無法期望達到圖1的負電導產生電路11中的電晶體Q1、Q2那種程度的高速動作。為了克服這個缺點，在圖1的負阻抗電路13中，電晶體Qn1、Qn2的基極分別連接於與負電導電路的電晶體Q2、Q1的偏置電位相同的端子上。因此，在電晶體Qn1、Qn2的基極上呈現出的電壓的振幅不同於諧振節點OUT、OUTB的電壓，但通過調整負阻抗電路13的電容Cn的值，能夠使所希望的負電容產生在諧振節點OUT、OUTB上。
使用圖3定量地說明本實施方式的效果。如果設發射極間耦合電容Cn的值為0.2pF，則能夠使用算式(7)在諧振節點OUT、OUTB上產生-0.4pF的負電容。由此，能夠使諧振節點OUT、OUTB的固定值的電容增加，因此，能夠使作為二極體D1、D2的電容值的Cv、和作為電容切換部12的電容值的Cs的值增加。因為負阻抗電路自身存在寄生電容，諧振節點OUT的寄生電容Cp1(＝Cp2)取為0.4pF。為了得到2.62pF的諧振電容，考慮負電容和寄生電容Cp的值而將電容Cv、Cs的最小值分別設定為1.75pF和0.87pF。電容Cs、Cv的最大值分別為最小值的1/0.85倍和1/0.3倍，因此為2.055pF和2.911pF。通過將負電容-0.4pF和寄生電容0.4pF相結合，諧振電容的最大值為4.961pF，諧振阻抗為0.5pH，此時能得到3200MHz的振蕩頻率。即，利用具備負阻抗電路13的壓控振蕩器，能夠擴大振蕩頻率範圍，例如能夠由一個壓控振蕩器實現3200MHz和4400MHz的振蕩頻率。對於以上的說明，在圖3的「存在負電容」欄上，示出為了減少諧振電容中的固定值而使用負電容Cneg＝-0.4pF，得到目標諧振電容的例子。
在上述說明中，將負阻抗電路13的恆流源用電晶體Qcsn1和Qcsn2的基極的電壓取為預定的電壓。當改變該設定，將基極的電壓V5取為與負阻抗電路13的電源電壓V4相等時，能夠分別使電晶體Qcsn1、Qcsn2、Qn1及Qn2截止來使負阻抗電路的動作無效。通過該功能，能夠使諧振電容暫時增加，因此，能夠進一步降低振蕩頻率，使頻率可變範圍增加。
接著，在圖4表示電容切換部12的具體電路的例子。n個電容Cs1～Csn分別構成為單位電容單元。單位電容單元由電容C1、漏極和源極耦合的MOS電晶體M1、以及其柵極偏置用電阻R1構成。單位電容單元中的MOS電晶體的漏極和源極全部被公用，端子120被施加恆定電壓V120。另外，各個單位電容單元的R1的一個端子設定為端子121(122，...12n)，對端子120的恆定電壓設定高低2個值的恆定電壓值V121(V122，...V12n)。在電位的關係為V121＞V120的情況下，MOS電容值取Cmin的值，在電位的關係為V121＜V120的情況下，MOS電容值取Cmax的值。
電容C1的值設定為Cmax的10倍左右的較大的值，從電容端子1201看過去的電容值由MOS電容所確定。上述單位電容單元，通過變更MOS的柵極面積，能夠任意地變更其MOS電容值。由此，圖4的單位電容單元僅表示出電路結構，其MOS電容值能夠個別設定。
圖5表示本發明的第2實施方式。圖1所示的第1實施方式構成為雙極式壓控振蕩器，與此不同，本實施方式構成為使用了MOS電晶體的MOS型壓控振蕩器。以下說明本實施方式，未說明的其他結構與第1實施方式相同。在本說明書中，對於雙極電晶體和MOS電晶體，將基極和柵極取為輸入端子，將集電極和漏極取為輸出端子，將發射極和源極取為接地端子。
在圖5中，負電導產生電路包括2個互補地使用的負電導產生電路11a(第1負電導產生電路)和負電導電路11b(第2負電導產生電路)。負電導產生電路11a，包括源極相耦合的nMOS電晶體Mn1(第1nMOS電晶體)、Mn2(第2nMOS電晶體)，以及恆流源Ics1(第1電流源)。另外，負電導電路11b，包括源極相耦合的pMOS電晶體Mp1(第1pMOS電晶體)、Mp2(第2pMOS電晶體)，以及恆流源Ics2(第2電流源)。負阻抗電路13a包括nMOS電晶體Mn3(第3nMOS電晶體)、Mn4(第4nMOS電晶體)；源極耦合電容Cn；成為電晶體Mn3側的恆流源(第3電流源)的nMOS電晶體Mn5(第5nMOS電晶體)；以及成為電晶體Mn4側的恆流源(第4電流源)的nMOS電晶體Mn6(第6nMOS電晶體)。在電晶體Mn5、Mn6的柵極上施加偏置電壓V6(第1電壓源)，在電晶體Mn5、Mn6的源極上施加電源電壓V5(第2電壓源)。
電晶體Mn1～Mn4、Mp1、Mp2的柵極分別跟與其成對的對方的漏極相連接。MOS電晶體的漏極-柵極間的電壓的設定存在自由度，如本實施方式那樣，將電晶體Mn1～Mn4、Mp1、Mp2的柵極分別跟與其成對的對方的柵極相連接，也能夠得到與第1實施方式相同的工作原理和效果。另外，能夠施加適於電晶體Mn5、Mn6的偏置電壓。
nMOS電晶體Mn3的漏極(正相端子(+))與諧振節點OUT耦合，nMOS電晶體Mn4的漏極(反相端子(-))與諧振節點OUTB耦合。nMOS電晶體Mn1和pMOS電晶體Mp1，通過將其漏極和柵極分別相互連接，構成CMOS(互補型CMOS)電晶體。同樣地，nMOS電晶體Mn2和pMOS電晶體Mp2，也通過將其漏極和柵極相互連接，來構成CMOS電晶體。LC諧振電路10a包括電感L和串聯連接的可變電容二極體D1、D2。作為電源電壓V1、V2、V5和偏置電壓V6，分別被施加預定的電壓。
在本實施方式中，作為負電導電路，互補地使用負電導電路11a和負電導電路11b這兩個電路，由此能夠彌補MOS電晶體的gm低於雙極電晶體的gm這一情況。進而，通過採用圖5的結構，將MOS電晶體的閾值電壓Vth設定為|Vth|＝0.2V，能夠以1.5V左右的較低的電源電壓進行動作。相對於圖1的雙極型的壓控振蕩器以3V左右進行動作，本實施方式中的電源電壓降低了約50％。
圖6表示本發明的第3實施方式。與第1實施方式的電路結構相比，負阻抗電路的結構是不同的。圖6的負阻抗電路13b中，電晶體Qn1、Qn2的基極與集電極相互交叉連接，在各自的集電極和諧振節點之間配置二極體D3(第1二極體)、D4(第2二極體)。由此，電晶體Qn1的集電極經由二極體D3與諧振節點OUTB耦合，電晶體Qn2的集電極經由二極體D4與諧振節點OUT耦合。
電晶體Qn1、Qn2的集電極的阻抗值如算式(7)所示。在二極體D3、D4各自的兩端上呈現出的阻抗為1/gmD+RD在此，gmD是二極體D3、D4的相互電導，RD為寄生串聯電阻。因此，負阻抗電路13b分別在諧振節點OUT、OUTB上產生的電導Zneg」能夠如算式(9)所示。
Zneg」＝-1/gm-RE+1/[jω·(-2C)]+1/gmD+RD…(8)通過調整二極體D3、D4的結面積和電晶體Qn1、Qn2的發射極面積，能夠減少阻抗Zneg」中的電阻成分(-1/gm-RE+1/gmD+RD)，由此能夠增大在諧振節點OUT、OUTB看的諧振的品質因數Q。
圖7表示本發明的第4實施方式。本實施方式以MOS電晶體實現了圖6所示的第3實施方式，電路結構除以下的結構之外與圖5是相同的nMOS電晶體Mn3的漏極經由二極體D3(第1二極體)與諧振節點OUTB耦合，nMOS電晶體Mn4的漏極經由二極體D4(第2電晶體)與諧振節點OUT耦合。
本實施方式具有以下優點通過二極體D3、D4，使在諧振節點OUT、OUTB看的諧振的品質因數Q提高，另外，通過使用MOS電晶體能夠將可動作的電源電壓取為1.8V左右，相對於圖6的雙極型的壓控振蕩器以3V左右動作這一情況，能夠降低約40％的電源電壓。
圖8表示本發明的第5實施方式。圖8是包括從第1實施方式～第4實施方式的壓控振蕩器選擇出的本發明的壓控振蕩器308而構成的無線通信機。本實施方式的無線通信機為直接變頻(directconversion)方式的3輸入型無線接收機，其被輸入無線頻率的3個接收信號RFin1、RFin2及RFin3，將這些信號直接轉換為低頻信號。低頻信號由低頻信號同相成分(I相信號)和低頻信號正交成分(Q相信號)構成。
針對頻率RF1的接收信號RFin1，具有將該接收信號RFin1放大的低噪聲放大器301a、除去低噪聲放大器301a的輸出信號的無用波的帶通濾波器302a，以及將帶通濾波器302a的輸出信號轉換為上述低頻信號的直接變頻·混頻器303a。同樣地，針對頻率RF2的接收信號RFin2，具有低噪聲放大器301b、帶通濾波器302b、以及直接變頻·混頻器303b。針對頻率RF3的接收信號RFin3，具有低噪聲放大器301c，帶通濾波器302c，以及直接變頻·混頻器303c。這樣，針對接收信號RFin1、RFin2、RFin3，具有由獨立的電路構成的3個接收系統。頻率RF1、RF2、RF3互不相同。
對直接變頻·混頻器303a、303b、303c，提供在本振產生電路311中所生成的、頻率互不相同的3種本振信號LO1、LO2、LO3。本振信號LO1、LO2、LO3的每一個，由彼此相差90度相位、即正交的2個信號構成。從混頻器303a、303b、303c輸出低頻信號作為共同輸出。
在此，上述3個接收系統並不同時動作，而是根據通信狀況或用戶的選擇僅一個系統進行動作。任何選擇出的系統，作為共同輸出，都輸出低頻信號同相成分和低頻信號正交成分。混頻器303a、303b、303c的共同輸出由放大器304a、304b放大後，由低通濾波器305a、305b除去無用波，經由級間電容306a、306b在可變增益放大器307a、307b中再次被放大。從可變增益放大器307a、307b輸出I/Q兩相的信號Data_I、Data_Q。輸出系統包括放大器304a、304b、低通濾波器305a、305b、級間電容306a、306b、以及可變增益放大器307a、307b。
本振產生電路311包括從第1實施方式～第4實施方式的壓控振蕩器選擇出的本發明的壓控振蕩器308；切換2分頻和無分頻這2種特性的可變分頻電路309；具有2分頻功能和生成添加了90度相位差的信號的功能的信號分配電路310。從信號分配電路310輸出本振信號LO1、LO2、LO3。
通過安裝本發明的壓控振蕩器308，能夠以單一的振蕩器輸出較寬的振蕩頻率，因此，可以將本振產生電路311公用於3系統，從而取得能夠縮小晶片面積、實現低成本化的效果。
圖9表示本發明的第6實施方式。圖9是包括從第1實施方式～第4實施方式的壓控振蕩器選擇出的本發明的壓控振蕩器308而構成的另一種無線通信機。本實施方式的無線通信機是直接變頻方式的3輸入型無線發送機，將所輸入的調製信號MOD_I(調製信號同相成分)、調製信號MOD_Q(調製信號正交成分)直接轉換為3個無線頻率的發送信號RFout1、RFout2、RFout3。發送信號RFout1、RFout2、RFout3的頻率為互不相同的RF1、RF2、RF3。
調製信號MOD_I、MOD_Q以差動的方式分別被輸入到可變增益放大器401a、401b。可變增益放大器401a、401b的輸出信號通過低通濾波器402a、402b除去無用波。輸入系統包括可變增益放大器401a、401b，和低通濾波器402a、402b。
低通濾波器402a、402b的輸出信號被輸入到直接變頻·調製器403，轉換為從發送信號RFout1、RFout2、RFout3選擇出的1個發送信號。從直接變頻·調製器403輸出的發送信號，由可變增益放大器404進行放大，然後由被分成3個系統的輸出放大器405a、405b、405c的任一個進行放大。發送信號RFout1、RFout2、RFout3的選擇是根據通信狀況或用戶的選擇來完成的。這樣，上述3個系統不同時動作，而是從選擇出的1個系統的輸出放大器輸出相應的無線接收信號。
在該發送機中，對於直接變頻·調製器403，也提供本振產生電路311生成的、頻率互不相同的3種本振信號LO1、LO2、LO3。如上所述，本振信號LO1、LO2、LO3的每一個，由相互相差90度相位、即正交的2個信號構成。在本實施方式中，通過安裝本發明的壓控振蕩器308，能夠以單一的振蕩器輸出較寬的振蕩頻率，因此，可以將本振產生電路311公用於3系統，從而可以取得縮小晶片面積、實現低成本化的效果。
在以上的各實施方式中，本發明的效果不僅在使用了雙極型電晶體或MOS電晶體的情況下產生，顯然，即使置換成場效應電晶體、異質結雙極電晶體、高電子遷移率電晶體、金屬半導體面結型場效應電晶體等也能得到同樣的效果。另外，對於雙極電晶體，表示了npn型電晶體的情況，對於MOS電晶體表示了在負電導電路中使用了p型和n型的CMOS型電晶體的電路結構，但是，顯然，在考慮了電源電壓的極性的基礎上，在pnp型電晶體和MOS電晶體中換成n型和p型的電路結構，也能夠得到相同的效果。
權利要求
1.一種壓控振蕩器，其特徵在於包括差動式的負電導產生電路，具有用於差動輸出的第1端子和第2端子；通過電壓控制來控制電容值的可變電容與電感並聯連接的差動式的諧振電路，連接在上述第1端子和上述第2端子之間；以及差動式的負阻抗電路，連接在上述第1端子和上述第2端子之間，其中，上述第1端子和上述第2端子之間產生的固定電容的電容值因上述負阻抗電路呈現出的負阻抗而被降低。
2.根據權利要求1所述的壓控振蕩器，其特徵在於上述固定電容包括分別在上述第1端子和接地電位之間、上述第2端子和上述接地電位之間產生的寄生電容。
3.根據權利要求1所述的壓控振蕩器，其特徵在於在上述第1端子和上述第2端子之間連接有差動式的電容切換部，該電容切換部，以串聯連接的2個電容作為1組電容，具有並聯連接的至少1組電容，上述至少1組的電容的每1組，根據施加電壓的大小，其電容值在2個值之間變化。
4.根據權利要求1所述的壓控振蕩器，其特徵在於在上述第1端子和接地電位之間、以及上述第2端子和上述接地電位之間分別連接有電容切換部，該電容切換部，具有並聯連接的至少1個電容，上述至少1個的電容的每1個，根據施加電壓的大小，其電容值在2個值之間變化。
5.根據權利要求1所述的壓控振蕩器，其特徵在於上述負電導產生電路，包括輸出端子連接在上述第1端子上的第1電晶體、和輸出端子連接在上述第2端子上的第2電晶體，上述第1電晶體的輸入端子經由第1電容連接在上述第2端子上，上述第2電晶體的輸入端子經由第2電容連接在上述第1端子上，上述第1電晶體和上述第2電晶體的接地端子相互連接，在其連接點上連接有第1電流源，上述負阻抗電路，包括輸出端子連接在上述第1端子上的第3電晶體、輸出端子連接在上述第2端子上的第4電晶體、以及連接在上述第3電晶體的接地端子和上述第4電晶體的接地端子之間的第3電容，上述第3電晶體的輸入端子連接在上述第2電晶體的輸入端子上，上述第4電晶體的輸入端子連接在上述第1電晶體的輸入端子上，在上述第3電晶體的接地端子上連接有第2電流源，在上述第4電晶體的接地端子上連接有第3電流源。
6.根據權利要求5所述的壓控振蕩器，其特徵在於上述第1電流源具有輸出端子連接在上述連接點上的第5電晶體，上述第5電晶體的輸入端子連接在第1電壓源上，上述第5電晶體的接地端子耦合於第2電壓源；上述第2電流源具有輸出端子連接在上述第3電晶體的接地端子上的第6電晶體，上述第6電晶體的輸入端子連接在第3電壓源上，上述第6電晶體的接地端子耦合於第4電壓源；上述第3電流源具有輸出端子連接在上述第4電晶體的接地端子上的第7電晶體，上述第7電晶體的輸入端子連接在上述第3電壓源上，上述第7電晶體的接地端子耦合於上述第4電壓源。
7.根據權利要求6所述的壓控振蕩器，其特徵在於上述第1～第7電晶體為雙極電晶體，其輸出端子為集電極，輸入端子為基極，接地端子為發射極。
8.根據權利要求1所述的壓控振蕩器，其特徵在於上述負電導產生電路，包括輸出端子與上述第1端子連接的第1電晶體、和輸出端子與上述第2端子連接的第2電晶體，上述第1電晶體的輸入端子經由第1電容與上述第2端子連接，上述第2電晶體的輸入端子經由第2電容與上述第1端子連接，上述第1電晶體和上述第2電晶體的接地端子相互連接，在其連接點上連接有第1電流源，上述負阻抗電路包括輸出端子耦合於上述第1端子的第3電晶體、輸出端子耦合於上述第2端子的第4電晶體、以及連接在上述第3電晶體的接地端子和上述第4電晶體的接地端子之間的第3電容，上述第3電晶體的輸入端子與上述第4電晶體的輸出端子連接，上述第4電晶體的輸入端子與上述第3電晶體的輸出端子連接，在上述第3電晶體的接地端子上連接有第2電流源，在上述第4電晶體的接地端子上連接有第3電流源。
9.根據權利要求8所述的壓控振蕩器，其特徵在於上述第1電流源具有輸出端子連接在上述連接點上的第5電晶體，上述第5電晶體的輸入端子連接第1電壓源，上述第5電晶體的接地端子耦合於第2電壓源；上述第2電流源具有輸出端子連接在上述第3電晶體的接地端子上的第6電晶體，上述第6電晶體的輸入端子連接第3電壓源，上述第6電晶體的接地端子連接第4電壓源；上述第3電流源具有輸出端子連接在上述第4電晶體的接地端子上的第7電晶體，上述第7電晶體的輸入端子與上述第3電壓源連接，上述第7電晶體的接地端子耦合於上述第4電壓源。
10.根據權利要求9所述的壓控振蕩器，其特徵在於上述第1～第7電晶體為雙極電晶體，其輸出端子為集電極，輸入端子為基極，接地端子為發射極。
11.根據權利要求9所述的壓控振蕩器，其特徵在於上述第3電晶體的輸出端子經由第1二極體耦合於上述第1端子，上述第4電晶體的輸出端子經由第2二極體耦合於上述第2端子。
12.根據權利要求11所述的壓控振蕩器，其特徵在於上述第1～第7電晶體為雙極電晶體，其輸出端子為集電極，輸入端子為基極，接地端子為發射極。
13.根據權利要求1所述的壓控振蕩器，其特徵在於上述負電導產生電路包括第1負電導產生電路和第2負電導產生電路，上述第1負電導產生電路包括第1nMOS電晶體，其漏極連接在上述第1端子上，柵極連接在上述第2端子上，和第2nMOS電晶體，其漏極連接在上述第2端子上，柵極連接在上述第1端子上，其中，上述第1nMOS電晶體和上述第2nMOS電晶體的源極相互連接，在其連接點上連接有第1電流源，上述第2負電導產生電路包括第1pMOS電晶體，其漏極連接在上述第1端子上，柵極連接在上述第2端子上，和第2pMOS電晶體，其漏極連接在上述第2端子上，柵極連接在上述第1端子上，其中，上述第1pMOS電晶體和上述第2pMOS電晶體的源極相互連接，在其連接點上連接有第2電流源，上述負阻抗電路包括第3nMOS電晶體，其漏極耦合於上述第1端子，第4nMOS電晶體，其漏極耦合於上述第2端子，以及電容，連接在上述第3nMOS電晶體的源極和上述第4nMOS電晶體的源極之間，其中，上述第3nMOS電晶體的柵極與上述第4nMOS電晶體的漏極連接，上述第4nMOS電晶體的柵極與上述第3nMOS電晶體的漏極連接，在上述第3nMOS電晶體的源極上連接有第3電流源，在上述第4nMOS電晶體的源極上連接有第4電流源。
14.根據權利要求13所述的壓控振蕩器，其特徵在於上述第3電流源具有漏極與上述第3nMOS電晶體的源極連接的第5nMOS電晶體，上述第5nMOS電晶體的柵極連接於第1電壓源，上述第5nMOS電晶體的源極連接有第2電壓源；上述第4電流源具有漏極與上述第4nMOS電晶體的源極連接的第6nMOS電晶體，上述第6nMOS電晶體的柵極連接於上述第1電壓源，上述第6nMOS電晶體的源極連接於上述第2電壓源。
15.根據權利要求14所述的壓控振蕩器，其特徵在於上述第3nMOS電晶體的漏極經由第1二極體耦合於上述第1端子；上述第4nMOS電晶體的漏極經由第2二極體耦合於上述第2端子。
16.一種無線通信機，其特徵在於包括多個接收系統，將無線頻率的接收信號轉換為低頻信號；本振信號產生電路，向從上述多個接收系統中選擇出的1個系統，提供頻率按每個接收系統而不同的本振信號；以及輸出系統，放大上述低頻信號進行輸出，上述多個接收系統分別包括放大上述接收信號的低噪聲放大器；除去上述低噪聲放大器的輸出信號的無用波的帶通濾波器；以及輸入上述正交的本振信號，將上述帶通濾波器的輸出信號轉換為上述低頻信號的混頻器，上述本振信號產生電路，包括生成本振信號的壓控振蕩器、對上述壓控振蕩器輸出的本振信號進行分頻的分頻電路、以及根據上述分頻電路的輸出信號生成向上述多個接收系統提供的上述本振信號的信號分配電路，上述壓控振蕩器包括差動式的負電導產生電路，具有用於差動輸出的第1端子和第2端子；通過電壓控制來控制其電容值的可變電容與電感進行了並聯連接的差動式的諧振電路，連接在上述第1端子和上述第2端子之間；以及差動式的負阻抗電路，連接在上述第1端子和上述第2端子之間，其中，在上述第1端子和上述第2端子之間產生的固定電容的電容值因上述負阻抗電路呈現出的負阻抗而被降低。
17.根據權利要求16所述的無線通信機，其特徵在於上述固定電容包括分別在上述第1端子和接地電位之間、上述第2端子和上述接地電位之間產生的寄生電容。
18.根據權利要求16所述的無線通信機，其特徵在於在上述第1端子和接地電位之間、以及上述第2端子和上述接地電位之間分別連接有電容切換部，該電容切換部，具有並聯連接的至少1個電容，上述至少1個的電容的每1個，根據施加電壓的大小，其電容值在2個值之間進行變化。
19.根據權利要求16所述的無線通信機，其特徵在於上述負電導產生電路，包括輸出端子連接在上述第1端子上的第1電晶體和輸出端子連接在上述第2端子上的第2電晶體，上述第1電晶體的輸入端子經由第1電容連接在上述第2端子上，上述第2電晶體的輸入端子經由第2電容連接在上述第1端子上，上述第1電晶體和上述第2電晶體的接地端子相互連接，在其連接點上連接有第1電流源，上述負阻抗電路，包括輸出端子連接在上述第1端子上的第3電晶體、輸出端子連接在上述第2端子上的第4電晶體、以及連接在上述第3電晶體的接地端子和上述第4電晶體的接地端子之間的第3電容，上述第3電晶體的輸入端子連接在上述第2電晶體的輸入端子上，上述第4電晶體的輸入端子連接在上述第1電晶體的輸入端子上，在上述第3電晶體的接地端子上連接有第2電流源，在上述第4電晶體的接地端子上連接有第3電流源。
20.一種無線通信機，其特徵在於包括輸入系統，放大調製信號；調製器，將上述輸入系統輸出的上述調製信號轉換為從多個無線頻率的發送信號中選擇出的1個發送信號，其中，上述多個發送信號的頻率互不相同；按上述調製器輸出的每種發送信號設置的、用於放大上述發送信號的多個輸出放大器；以及本振信號產生電路，向上述調製信號提供頻率按每種發送信號而不同的本振信號，上述本振信號產生電路，包括生成本振信號的壓控振蕩器、對上述壓控振蕩器輸出的本振信號進行分頻的分頻電路、以及根據上述分頻電路的輸出信號生成提供給上述調製器的上述本振信號的信號分配電路，上述壓控振蕩器包括差動式的負電導產生電路，具有用於差動輸出的第1端子和第2端子；通過電壓控制來控制電容值的可變電容與電感進行了並聯連接的差動式的諧振電路，連接在上述第1端子和上述第2端子之間；以及差動式的負阻抗電路，連接在上述第1端子和上述第2端子之間，其中，上述第1端子和上述第2端子之間產生的固定電容的電容值因上述負阻抗電路呈現出的負阻抗而被降低。
21.根據權利要求20所述的無線通信機，其特徵在於上述固定電容包括分別在上述第1端子和接地電位之間、上述第2端子和上述接地電位之間產生的寄生電容。
22.根據權利要求20所述的無線通信機，其特徵在於在上述第1端子和接地電位之間、以及上述第2端子和上述接地電位之間分別連接有電容切換部，該電容切換部，具有並聯連接的至少1個電容，上述至少1個的電容的每1個，根據施加電壓的大小，其電容值在2個值之間變化。
23.根據權利要求20所述的無線通信機，其特徵在於上述負電導產生電路，包括輸出端子連接在上述第1端子上的第1電晶體和輸出端子連接在上述第2端子上的第2電晶體，上述第1電晶體的輸入端子經由第1電容連接在上述第2端子上，上述第2電晶體的輸入端子經由第2電容連接在上述第1端子上，上述第1電晶體和上述第2電晶體的接地端子相互連接，在其連接點上連接有第1電流源，上述負阻抗電路，包括輸出端子連接在上述第1端子上的第3電晶體、輸出端子連接在上述第2端子上的第4電晶體、以及連接在上述第3電晶體的接地端子和上述第4電晶體的接地端子之間的第3電容，上述第3電晶體的輸入端子連接在上述第2電晶體的輸入端子上，上述第4電晶體的輸入端子連接在上述第1電晶體的輸入端子上，在上述第3電晶體的接地端子上連接有第2電流源，在上述第4電晶體的接地端子上連接有第3電流源。
全文摘要
本發明提供一種壓控振蕩器和使用了它的無線通信機。通過等效地減少壓控振蕩器的諧振電容值中固定電容的電容值，來使諧振電容的可變量增加，擴大振蕩頻率的範圍。該壓控振蕩器包括具有用於差動輸出的諧振節點(OUT、OUTB)的差動式的負電導產生電路(11)；通過電壓控制來控制電容值的可變電容與電感進行了並聯連接的差動式的諧振電路(10)；以及差動式的負阻抗電路(13)。在諧振節點之間連接諧振電路和負阻抗電路。在諧振節點間產生的固定電容的電容值因負阻抗電路呈現出的負阻抗而被降低。固定電容以分別產生在諧振節點(OUT)和接地電位之間、諧振節點(OUTB)和接地電位之間的寄生電容來代表。
文檔編號H03B5/20GK1866727SQ200610082559
公開日2006年11月22日 申請日期2006年5月17日 優先權日2005年5月19日
發明者增田徹, 森博志 申請人:株式會社瑞薩科技