用於控制組合無線信號的系統和方法與流程

2023-10-22 03:23:57 2

本申請是申請日為2010年09月24日、申請號為201080038040.5、發明名稱為「用於控制組合無線信號的系統和方法」的發明專利申請的分案申請。

本發明涉及射頻信號的無線通信的領域。更具體地說，本發明涉及控制組合信號以例如降低其峰值對平均功率比或接收機處的推斷差錯。

背景技術：

移動無線通信的常見信號格式是正交頻域復用或ofdm、以及緊密相關的格式，例如正交頻域多址(ofdma)。對於在ofdm信道上傳送的信號，其在頻域中特徵為一束窄的相鄰子信道，而在時域中特徵為每個具有時間t、每個由保護間隔δt(參見圖1)分隔開的相對緩慢的一系列ofdm碼元。在每個碼元之前的保護間隔內是循環前綴(cp)，其包括在時間上被循環移位的碼元周期內的相同信號。該cp被設計為在存在多路徑(即，從陸地上的大物體(例如高建築物、山等)反射的射頻信號)時降低接收信號對精確時間同步的敏感性。如果以微小時間延遲(小於△t)接收給定碼元，則該給定碼元仍將被無差錯地接收。除了與ofdm「有效載荷」相關的數據碼元外，典型地還有「前導碼」信號，其建立定時和其它標準。前導碼可具有其自己的cp(未在圖1中示出)。

在ofdm中，選擇子載波頻率以使子載波彼此正交，意味著在子信道之間的串擾被消除並且不需要子載波間保護頻帶。這大大簡化了發射機和接收機二者的設計；與傳統fdm不同，不需要用於每個子信道的單獨濾波器。正交性要求子載波間距是△f＝k/(tu)赫茲，其中tu秒是有用碼元持續時間(接收機側窗口大小)，並且k是正整數，典型地等於1。因此，在n個子載波的情況下，總通帶帶寬將是b≈n·△f(hz)。正交性也允許高頻譜效率，其中總碼元速率接近奈奎斯特速率。幾乎可使用整個可用頻帶。ofdm一般具有幾乎「白色」的頻譜，給予它對於其他同信道用戶的良好電磁幹擾性能。

當組合兩個ofdm信號時，結果通常是非正交的信號。雖然被限制到單個ofdm信號的頻帶的接收機一般不被信道外信號所影響，當這樣的信號通過普通的功率放大器時，由於模擬系統組件的固有非線性，存在著相互作用。

ofdm需要在接收機和發射機之間的非常準確的頻率同步；在頻率偏差的情況下，子載波將不再正交，引起載波間幹擾(ici)，即在子載波之間的串擾。頻率偏移典型地由失配的發射機和接收機振蕩器引起，或者由因為移動導致的都卜勒移位(shift)而引起。儘管都卜勒移位自己可被接收機補償，但是當其與多路徑組合時，情況將惡化，因為反射將出現在各種頻率偏移處，這更難糾正。

正交性允許在接收機側使用快速傅立葉變換(fft)算法，在發送機側使用逆fft(ifft)實現高效的調製器和解調器。儘管fft算法比較高效，但是其具有適度的計算複雜性，這可能是限制因素。

ofdm的一個關鍵原則是：由於低碼元速率調製方案(即，其中碼元與信道時間特性相比相對較長)遭受多路徑傳播引起的碼元間幹擾較少，因此並行傳送多個低速率流代替單個高速流是有利的。因為每個碼元的持續時間長，因此在ofdm碼元之間插入保護間隔是可行的，從而消除了碼元間幹擾。保護間隔還消除了對脈衝整形濾波器的需要，並且它降低了對時間同步問題的敏感性。

在保護間隔期間傳送的循環前綴由被複製進保護間隔中的ofdm碼元的末端組成，並且在ofdm碼元之前傳送保護間隔。保護間隔由ofdm碼元末端的副本組成的原因是使得接收機在其使用fft執行ofdm解調時對多路徑的每一個將在整數個正弦周期上進行積分。

如果子信道足夠窄帶，即如果子信道的數量足夠大，則頻率選擇性信道狀態的影響，例如多路徑傳播引起的衰落，可被認為是在ofdm子信道上恆定(平坦)的。與傳統單載波調製相比，這使得在ofdm中在接收機處均衡簡單得多。均衡器只須將每個檢測的子載波(每個傅立葉係數)乘以恆定的複數或不常改變的值。因此，接收機一般能夠容忍信號的這種修改，而不需要傳送顯式信息。

總是結合信道編碼(前向糾錯)使用ofdm，並且ofdm幾乎始終使用頻率和/或時間交織。頻率(子載波)交織增大了對像衰落那樣的頻率選擇性信道狀態的抵抗能力。例如，當信道帶寬的一部分衰落時，頻率交織保證將由於在帶寬的衰落部分中的那些子載波導致的比特差錯散布在比特流中而不是被集中。類似地，時間交織保證在比特流中原來靠近在一起的比特在時間上被遠遠分開地傳送，因此減少當以高速傳播時將發生的嚴重衰落。因此，類似於均衡本身，接收機通常容忍一定程度的這種類型的修改，而不增加作為結果的差錯率。

ofdm信號是通過逆(快速)傅立葉變換(ifft)從數字基帶數據生成的，這在計算上較為複雜，並且如下面將討論的，對於包括全部範圍的碼元的集合生成具有相對高的峰值與平均功率比(papr)的作為結果的信號。該高papr繼而通常導致對於功率放大器(pa)的增加的購置(acquisition)成本和運行成本，以及通常導致與針對具有較低papr的信號設計的系統相比更大的非線性失真。除了其他的以外，該非線性還導致限幅失真和互調(im)失真，它們具有消耗功率、引起帶外幹擾、以及可能引起帶內幹擾並且在接收機處比特差錯率(ber)相應增加的影響。

在傳統類型ofdm發射機中，信號發生器對輸入信息比特序列執行糾錯編碼、交織以及碼元映射以產生傳輸碼元。該傳輸碼元在串並(s/p)轉換器中進行串並轉換並且被轉換為多個並行信號序列。該s/p轉換後的信號在ifff單元進行快速傅立葉逆變換。該信號進一步在並串(p/s)轉換轉換器中進行並串轉換，並且被轉換為一信號序列。然後，由保護間隔(gi)添加單元添加保護間隔。然後，該格式化信號被上變頻到射頻，在功率放大器處被放大，並最終通過無線電天線作為ofdm信號被發送。

另一方面，在傳統類型ofdm接收機中，射頻信號被下變頻到基帶或中頻，並且在保護間隔去除單元處從接收的信號去除保護間隔。然後，該接收信號在s/p轉換器進行串並轉換，在快速傅立葉變換(fft)單元進行快速傅立葉變換，以及在p/s轉換器進行並串轉換。然後，輸出該解碼比特序列。

傳統地，每個ofdm信道具有它自己的傳送鏈，其在功率放大器(pa)和天線元件中結束。不過，在某些情況下，人們可能希望使用相同的pa和天線傳送兩個或更多單獨的ofdm信道，如圖2所示。這可允許在有限數量的基站塔上具有額外通信帶寬的系統。給出對於額外用戶和額外數據速率的驅動力，這是非常需要的。使用如圖2所示的二級上變頻過程可在中頻組合這兩個信道。雖然圖2示出了真實的基帶信號的放大，但是通常有具有同相和正交上變頻(未示出)的復二相信號。圖2也未示出數字和模擬信號之間的分界線。基帶信號通常是數字的，而rf傳送信號通常是模擬的，在這些級之間某處具有數模變換。

考慮兩個相似的信道，每個具有平均功率p0和最大瞬時功率p1。這對應於峰值與平均功率比papr＝p1/p0，其通常用db而被表示為papr[db]＝10log(p1/p0)。對於組合信號，平均功率是2p0(增加了3db)，但最大瞬時功率可能高達4p1，增加了6db。因此，組合信號的papr可增加多達3db。如果來自兩個信道的信號碰巧具有同相峰值，則將出現該最大功率。這可能是罕見的瞬時事件，但通常所有傳送組件的線性動態範圍必須為這種可能性而進行設計。非線性將產生互調產物，這將使信號劣化以及使信號擴展到頻譜的不希望的區域中。這進而可能需要濾波，並且在任何情況下將可能減小系統的功率效率。

需要增加線性動態範圍以處理該較高papr的組件包括例如數模轉換器，其必須具有更多數量的有效比特以處理更大的動態範圍。但更重要的是功率放大器(pa)，因為pa一般是發射機裡最大的並且功率消耗最多的組件。儘管有時可以保留具有僅在一小部分時間內使用的額外動態範圍的組件，但是這浪費並且無效率，並且在可能時應避免。具有更大動態範圍的放大器通常比具有較低動態範圍的放大器更貴，並且對於可比較的輸入和輸出常常具有更高的靜止電流消耗和更低的效率。

峰值與平均功率比(papr)的問題是ofdm和相關波形中的公知的常見問題，因為ofdm和相關波形由多個很近地間隔開的子信道構成。存在許多經典的策略來減小papr，它們在綜述文章中得到了陳述，所述綜述文章例如為「directionsandrecentadvancesinpaprreductionmethods」，hannabogucka，proc.2006ieeeinternationalsymposiumonsignalprocessingandinformationtechnology，第821-827頁，通過引用而將其合併於此。這些papr減小策略包括限幅和濾波、編碼、音調(tone)保留、音調注入、活動星座擴展和多種信號表示技術，例如部分傳送序列(pts)、選擇性映射(slm)和交織。這些技術能實現顯著的papr減小，但代價是傳送信號功率增加、比特差錯率(ber)增加、數據速率受損、計算複雜性增加等。此外，這些技術中很多都需要與信號本身一起傳送額外的附帶信息(有關信號變換)，以使接收信號被正確地解碼。這樣的附帶信息降低了該技術的通用性，特別是對於想要簡單的移動接收機從多種基站發射機接收信號的技術而言。在兼容的程度上，可結合下面討論的技術使用在bogucka中公開的以及在本領域中以其他方式公知的技術。

在ofdm傳輸方案中解決papr(峰值與平均功率比)問題的各種努力包括頻域交織方法、限幅濾波方法(參見例如x.li和l.j.cimini，「effectsofclippingandfilteringontheperformanceofofdm」，ieeecommun.lett.，第2卷第5期第131-133頁，1998年5月)、部分傳送序列(pts)方法(參見例如l.jcimini和n.r.sollenberger，「peak-to-averagepowerratioreductionofanofdmsignalusingpartialtransmitsequences」，ieeecommun.lett.，第4卷第3期第86-88頁，2000年3月)、循環移位序列(css)方法(參見例如g.hill和m.faulkner，「cyclicshiftingandtimeinversionofpartialtransmitsequencestoreducethepeak-to-averageratioinofdm」，pimrc2000，第2卷第1256-1259頁，2000年9月)。此外，為了在使用非線性傳輸放大器時改善ofdm傳輸中的接收特性，提出了一種使用最小限幅功率損失方案(mcpls)的pts方法以使得由傳輸放大器限幅的功率損失最小(參見例如xialei，youxitang，shaoqianli，「aminimumclippingpowerlossschemeformitigatingtheclippingnoiseinofdm」，globecom2003，ieee，第1卷第6-9頁，2003年12月)。mcpls也適用於周期性移位序列(css)方法。

在部分傳送序列(pts)方案中，預先為各自子載波確定的相位旋轉值的適當集合是從多個集合中選擇的，並且選擇的相位旋轉集合用於在信號調製之前旋轉每個子載波的相位從而降低峰值與平均功率比(參見例如s.h.muller和j.b.huber，「anovelpeakpowerreductionschemeforofdm」，proc.ofpimrc'97，第1090-1094頁，1997年；以及g.r.hill，faulkner和j.singh，「deducingthepeak-to-averagepowerratioinofdmbycyclicallyshiftingpartialtransmitsequences」，electronicsletters，vol.36,no.6,16.sup.thmarch,2000(第36卷第6期，16.sup.th，2000年3月16日)。

需要一種用於以不使接收信號劣化或不需要傳送附帶信息的方式降低組合ofdm信號的papr的實際方法和相關裝置。

下列專利(其每一個通過引用而被明確地合併於此)涉及峰值功率比考慮：

7,535,950blindselectedmappingtechniquesforcrestfactorreductionofforwardlinkcdmasignals

7,499,496transmitterandtransmissioncontrollingmethod

7,496,028apparatusandmethodforminimizingpaprinanofdmcommunicationsystem

7,467,338apparatusandmethodforgeneratinganerrorsignal

7,463,698transmitterandtransmissioncontrolmethod

7,443,904scramblingsystemandmethodforpeakpowerreductioninmc-cdma,andrecordingmediumforstoringcorrespondingprogram

7,376,202ofdmpeak-to-averagepowerratioreductionbycombinedsymbolrotationandinversionwithlimitedcomplexity

7,376,074apparatusandmethodfortransmittingandreceivingsideinformationofapartialtransmitsequenceinanofdmcommunicationsystem

7,349,817apparatusandmethodforreducingpeak-to-averagepowerratioinabroadbandwirelesscommunicationsystem

7,345,990methodandapparatusforperformingdigitalcommunications

7,342,978methodandapparatusforpaprreductionofanofdmsignal

7,340,006apparatusandmethodforreducingpaprinofdmcommunicationsystem

7,321,629methodandapparatusforprotectingandtransmittingthesideinformationrelatedtopeak-to-averagepowerratioreductioninamulticarriersystem

7,315,580methodandapparatusforhigh-orderpaprreductionofanofdmsignal

7,292,639methodandapparatusforpeaktoaveragepowerratioreductionfororthogonalfrequencydivisionmultiplexsystems

7,002,904methodandapparatusforreducingpeakpowerinpartialtransmitsequenceofdm

6,925,128methodandapparatusforreducingapeak-to-averagepowerratioinanorthogonalfrequencydivisionmultiplexsignal7,535,950blindselectedmappingtechniquesforcrestfactorreductionofforwardlinkcdmasignals

7,499,496transmitterandtransmissioncontrollingmethod

7,496,028apparatusandmethodforminimizingpaprinanofdmcommunicationsystem

7,467,338apparatusandmethodforgeneratinganerrorsignal

7,443,904scramblingsystemandmethodforpeakpowerreductioninmc-cdma,andrecordingmediumforstoringcorrespondingprogram

7,376,074apparatusandmethodfortransmittingandreceivingsideinformationofapartialtransmitsequenceinanofdmcommunicationsystem

7,349,817apparatusandmethodforreducingpeak-to-averagepowerratioinabroadbandwirelesscommunicationsystem

7,345,990methodandapparatusforperformingdigitalcommunications

7,342,978methodandapparatusforpaprreductionofanofdmsignal

7,340,006apparatusandmethodforreducingpaprinofdmcommunicationsystem

7,339,884stbcmmo-ofdmpeak-to-averagepowerratioreductionbycross-antennarotationandinversion

7,321,629methodandapparatusforprotectingandtransmittingthesideinformationrelatedtopeak-to-averagepowerratioreductioninamulticarriersystem

7,315,580methodandapparatusforhigh-orderpaprreductionofanofdmsignal

7,301,891apparatusandmethodforreducingpeak-to-averagepowerratioinanorthogonalfrequencydivisionmultiplexingsystem

7,292,639methodandapparatusforpeaktoaveragepowerratioreductionfororthogonalfrequencydivisionmultiplexsystems

7,002,904methodandapparatusforreducingpeakpowerinpartialtransmitsequenceofdm

6,925,128methodandapparatusforreducingapeak-to-averagepowerratioinanorthogonalfrequencydivisionmultiplexsignal

5,302,914methodandapparatusforreducingthepeak-to-averagepowerinmulti-carrierrfcommunicationsystems

20090147870methodforsolvinghighpaprproblemofmcmcommunicationsystemusingunitarytransform

20090097579apparatusandmethodforreducingpaprinanofdmsystem

20090086848apparatusandmethodforreducingpeak-to-averagepowerratioinawirelesscommunicationsystem

20090074093apparatusfortransmittingdatausingcarriersandmethodthereof

20090060070apparatusandmethodforpeaksuppressioninwirelesscommunicationsystems

20090052577peaktoaveragepowerratioreduction

20090052561methodsandapparatusforgeneratingandcommunicatingwirelesssignalshavingpilotsignalswithvariablepilotsignalparameters

20090034407receiver-siterestorationofclippedsignalpeaks

20090011722methodsandapparatusforwirelesslycommunicatingsignalsthatincludeembeddedsynchronization/pilotsequences

20090003308methodsandapparatusforgeneratingsynchronization/pilotsequencesforembeddinginwirelesssignals

20080298490apparatusandmethodforreducingpeaktoaveragepowerratioinanorthogonalfrequencydivisionmultiplexingsystem

20080285673apparatusandmethodforreducingpeaktoaveragepowerratiobasedontilestructureinbroadbandwirelesscommunicationsystem

20080285432methodforgeneratingcandidatesusedinturbocodedorthogonalfrequency-divisionmultiplexingsystemwithselectivemappingtechnique

20080267312multicarriercommunicationapparatusandpeaksuppressingmethodforthesame

20080112496peak-to-average-powerreductionofofdmsignals

20080049602apparatusandmethodfortransmittingandreceivingsideinformationofapartialtransmitsequenceinanofdmcommunicationsystem

20080008084methodandapparatusforperformingdigitalcommunications

20070291860recursivesequencegenerationforselectedmappinginmulti-carriersystems

20070223365apparatusforandmethodofminimizingbackofffororthogonalfrequencydivisionmultiplexingtransmission

20070217329ofdmcommunicationsystems,transmittersandmethods

20070189334multi-carriercommunicationsystem

20070140367crestfactorreductionsystemandmethodforofdmtransmissionsystemsusingselectivesub-carrierdegradation20070121483methodandsystemforreducingpeak-to-averagepowerforofdmsignals

20070098094peak-to-averagepowerratioreductionwiththresholdlimitedselectionforcodedofdmsystems

20070092017communicationssystemsandmethodsusingphasevectors

20070089015apparatusandmethodforgeneratinganerrorsignal

20070076588systemandmethodforachievingcrestfactorreductionformulti-carriermodulationinawirelesscommunicationnetwork

20070019537methodandsystemreducingpeaktoaveragepowerratio(papr)inacommunicationnetwork

20060268672peakpowerreductionmethodforwirelesscommunicationsystemsandcorrespondingtransmitter

20060247898apparatusandmethodforreducingpeak-to-averagepowerratioinabroadbandwirelesscommunicationsystem

20060245346methodand/orsystemforreductionofpapr

20060215732blindselectedmappingtechniquesforcrestfactorreductionofforwardlinkcdmasignals

20060126748methodforreducingpeak-to-averagepowerratioofmulti-carriermodulation

20060120269transmittingapparatusofofdmsystemandmethodthereof

20060120268stbcmimo-ofdmpeak-to-averagepowerratioreductionbycross-antennarotationandinversion

20060115010apparatusandmethodforreducingapeaktoaveragepowerratioinamulti-carriercommunicationsystem

20060098747codedofdmsystemandmethodwithimprovedpaprreduction

20060078066apparatusandmethodforminimizingapaprinanofdmcommunicationsystem

20050270968methodandapparatusforpaprreductionofanofdmsignal

20050265468transmitterandtransmissioncontrollingmethod

20050238110apparatusandmethodforreducingpeak-to-averagepowerratioinorthogonalfrequencydivisionmultiplexingcommunicationsystem

20050100108apparatusandmethodforreducingpaprinofdmcommunicationsystem

20050089116systemandmethodforreducingpeak-to-averagepowerratioformulti-carriercommunicationsystems

20050089109apparatusandmethodforpaprreductioninanofdmcommunicationsystem

20040160893apparatusandmethodforreducingpeak-to-averagepowerratioinanorthogonalfrequencydivisionmultiplexingsystem

20040146115methodandapparatusforprotectingandtransmittingthesideinformationrelatedtopeak-to-averagepowerratioreductioninamulticarriersystem

20040141458apparatusandmethodforreducingpeaktoaveragepowerratioinanorthogonalfrequencydivisionmultiplexingsystem

20040136315methodforretrievingsequenceshavingminimumpaprinofdmcommunicationsystem

20040136314apparatusandmethodforminimizingpaprinanofdmcommunicationsystem

20040128533scramblingsystemandmethodforpeakpowerreductioninmc-cdma,andrecordingmediumforstoringcorrespondingprogram

20040086054methodandapparatusforreducingapeak-to-averagepowerratioinanorthogonalfrequencydivisionmultiplexsignal

20040008616apparatusandmethodfortransmittingandreceivingsideinformationaboutselectivemappinginanorthogonalfrequencydivisionmultiplexingcommunicationsystem

20030231581methodandapparatusforperformingdigitalcommunications

20030202460apparatusandmethodfortransmittingandreceivingsideinformationofapartialtransmitsequenceinanofdmcommunicationsystem

20030067866methodandapparatusforreducingpeakpowerinpartialtransmitsequenceofdm

20060193393ofdmtransmitter

此外，參見以下文檔(其每一個通過引用而被明確地合併於此)：

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技術實現要素：

當具有不同載波頻率的多個無線電信號被組合以便傳輸時，由於峰值同相組合的可能性，該組合信號通常具有增加的峰值與平均功率比(papr)，需要以低平均效率工作的更大的射頻功率放大器(pa)。正交頻域復用(ofdm)信道的數字組合的papr可通過以下操作而被降低：在存儲緩衝器中存儲給定碼元周期的時域ofdm信號，並且執行至少一個ofdm信號的循環時間移位，以便選擇與該組合多信道信號的降低的papr相對應的時間移位。這可應用於基帶上的信號或上變頻後的信號。仿真表明可獲得papr的若干分貝的降低而沒有降低系統性能。不需要向接收機傳送附帶信息。

本系統和方法的優選實施例試圖通過在存儲緩衝器中存儲給定碼元周期的時域ofdm信號，並且執行至少一個ofdm信號的循環時間移位，以選擇與該組合多信道信號的期望的papr對應的時間移位，來控制papr。多數情況下，希望將papr降到最小，但是這不是對該技術的限制，並且選擇的時間移位可基於其他標準。

應注意的是每個ofdm信號可根據已知方案進行預處理，因此每一個自己可能已經被處理以降低固有papr，儘管最好將信號的任何預處理與組合信號的處理相協調以獲得最佳成本和益處。例如，在每個具有高papr的兩個單獨信號將被組合的情況下，如果峰值異相相加從而抵消，則可獲得所得到的具有降低的papr的信號。因此，修改輸入的ofdm信號的最初的未經協調的努力可能有有限的益處。

應注意的是本系統試圖組合獨立格式化的ofdm，其一般針對不同的接收機或者接收機的集合，並且這些集合通常彼此不進行協調。例如，在蜂窩收發器系統中，基站可服務於成百上千部蜂窩電話，每部電話監控單個ofdm廣播信道，並且基站為多個ofdm信道服務。特別注意，ofdm子載波的每個組是正交的，但是分離的ofdm信號及其子載波一般彼此不正交。ofdm信號可以在鄰近的或者被移動了的信道中，因此在單個碼元周期期間可發生ofdm信號之間的相對相位變化。因此，必須在整個碼元周期上考慮papr。

事實上，根據本方法的另一個實施例，被分析以進行最優化的不是信號的papr，而是接收機處的推斷差錯。如果複合信號的papr僅對碼元周期的一小部分較高使得在那個時間pa使信號失真或限幅，而在大多數其它時間組合信號完全處於規範內，則結果可能是可導致低差錯概率的可接受的傳輸。事實上，在某些情況下，差錯概率可能比對於具有更低絕對峰值的信號的差錯概率更低。因此，通過採用本身可包括對於針對特定接收機的特定通信信道缺陷以及都卜勒頻移(其可例如通過分析返迴路徑特性來確定)的餘量或在可能的變化的範圍上的餘量的型號的接收機作為發射機信號處理路徑的一部分，可獲得比通過簡單最小化papr更好的性能。

另一個選擇是以一種方式在全部或部分周期期間修改ofdm信號，該方式背離例如為ieee-802ofdm標準、wifi、wimax、dab、dvb、蜂窩通信、lte信號等等的標準協議，但其基本上不增大標準或特定接收機的預測ber。例如，如果papr對碼元周期的一小部分較高，使得如果在該碼元周期的一部分期間去除或修改了一個或多個子載波，則papr將是可接受的，並且接收機處的信號將有足夠的信息以使用標準接收機來解碼而不顯著增加ber，因此發射機能執行這樣的修改而不需要傳送解調所必需的、標識所述修改的附帶信息。另一個可能的背離是例如在接收機的容差內對信號進行頻移(這略微違反正交性標準)以便在等效於頻移的都卜勒移位的範圍內操作。

考慮如圖2組合的兩個ofdm信號。為簡單起見，將信號1(s1)稱為參考信號，將信號2(s2)稱為修改信號。在每個ofdm碼元周期期間，每個信號的基帶數字數據比特將被存儲在存儲器中。假定前導碼已經被剝離，但是循環前綴cp仍然存在。如用於本發明的一個實施例的圖3所示，參考信號s1的比特被存儲在先入先出(fifo)移位寄存器(sr)中。修改信號s2的相應比特被存儲在循環移位寄存器(csr)中，循環移位寄存器(csr)被配置為使得可以在程序的控制下旋轉所包含的數據。兩個信號的數據首先上變頻到中頻(if)，然後被組合(相加)，同時以增大超過數字數據速率的採樣頻率保持數字格式。組合if信號然後進行papr測試，以確定峰值功率水平是否是可接受的，或在其他實施例中確定是否滿足其他標準。這可對應於例如9db的papr。如果通過測試，則讀出該組合ofdm碼元的數據比特，以隨後將其重新組裝為完整的ofdm幀並上變頻為全rf，以便進一步在pa中放大和傳輸。根據另一個實施例，組合數據的組合ofdm表示本身是上變頻的來源。

更一般地，一旦確定用於達到希望標準的參數變換(相對時間移位)，就隨後根據該參數或作為結果的表示來形成(formulate)最終信號，其可以是基帶信號或其轉換形式的數字數據比特；在後一種情況下，系統可對數據執行一系列變換(其中一些變換是冗餘的或失敗的)，從而尋找可接受的變換或最佳的變換；一旦發現可接受的變換或最佳的變換，則可不必再次重複該系列變換。同樣，恢復到初始數字數據並且重複該確定的一系列變換的選項允許在寄存器中形成稍微不同的表示，例如被簡化或預失真以允許在組合測試中考慮模擬部件的性能問題的表示。

更一般地，該技術提供了：給要被組合的每個信號提供一個或多個可接受參數的範圍(其可遞增地、根據算法(algorithmically)地、隨機地或以其他方式改變)、以及針對與一個或多個標準的相符性而測試和/或分析的可能組合的至少一部分，隨後使用從更大的一組可用參數中選擇的一個或多個參數實現ofdm信號的組合。該參數變化和測試可利用諸如超導邏輯的高速數字電路以串行方式執行，或者在必要時利用具有並行化的較慢邏輯執行，儘管在合適和/或必要時可使用其他技術，包括但不限於光計算機、可編程邏輯陣列、大規模並行計算機(例如，圖形處理器，例如nvidiagpu、atiradeonr66、r700)等等。例如在大量使用專門化的高速處理器的大量複雜計算的情況下，例如在作為發射機優化的一部分而將大量獨立接收機建模的情況下，使用超導數字電路可能是有利的。

在優選實施例中，在對參數範圍的測試的任何狀態處，如果測試未通過，則反饋控制信號給寄存器，例如csr，其旋轉修改信號s2的數據比特。然後像以前一樣將移位後的數據與來自s1的初始存儲的數據組合，並重新測試papr。這一直重複到papr測試通過為止。圖4說明了類似的步驟序列，其中明確地示出剝離了前導碼並且將其重新附加在末端。應注意的是，在某些情況下，可並行地施加測試，因此不需要嚴格迭代測試。這進而允許使用低速測試邏輯，儘管複雜度較高。同樣，在每個相對時間移位處，還可以考慮次要(secondary)參數。

例如，對於最佳組合的次要考慮可以是帶內(非可濾波)互調失真。因此，在每個基本參數變化處，可計算預測的帶內互調失真，其被表示為例如功率和/或推斷ber。例如可在可接受的papr範圍內通過施加閾值或優化簡單線性組合「成本函數」而將該考慮與papr結合。

儘管在該移位和相加過程(saa)中可以存在一些延遲，但是用於包括所有迭代的全部判決算法的時間必須不超過擴展碼元時間t+△t。我們已經在圖3和4中描述了串行判決過程。如上面討論的，在某些情況下，可能優選的是使用具有不同移位的多個csr和多個並行papr測試來並行執行該過程的各部分，以更快地完成該過程。這在圖5中說明，其提出了並行存儲器(在這裡顯示為ram)，每一個具有適當的時間移位，其中選擇最小papr以發送到rf子系統。在電路速度和複雜性之間的最優權衡將確定優選的配置。

在某些情形下，對最佳組合信號的搜索需要巨大的計算資源。實際上，啟發法(heuristics)可用於限制搜索同時仍獲得可接受的結果。在papr優化的情況下，通常目標是對有限、低概率「最壞情況」碼元組合進行測試。如果可得到原始數字數據，則可採用查找表來測試不良組合，所述不良組合然後可根據預定的修改來解決。然而，對於復碼元的多路組合，該查找表可能是不可行的。另一方面，可在各個ofdm波形每個中搜索峰值，所述峰值例如為平均值以上6db，並且僅分析信號的這些部分以確定是否存在與其他ofdm信號的峰值的時間對準；如果峰值在時間上不同步，則推定不可接受的峰值將不會導致最後的組合信號。該方法做出應當在統計上可接受的推定，即以下推定：ofdm波形的僅僅本身為相對峰值的部分將對ofdm信號的組合中的大峰值做出貢獻。該方法避免了依序參數變化的連續測試，並且相當簡單地避免了二進位閾值條件的最壞情況疊加。

重要的是注意：修改信號的循環移位的碼元數據準確地表示與未移位數據相同的碼元集合。此外，由於ofdm信號的標準特性，移位碼元集合可在沒有專門的附帶信息並且沒有信號完整性的劣化的情況下被傳送和接收。因此，具有降低的papr的組合ofdm信道應當展現出與初始的未移位版本基本相同的性能。在下面的詳細說明部分描述了對此進行確認的一組詳細仿真。

雖然這些圖集中在對於兩個ofdm信道的組合降低papr的情況，但該方法不限於兩個信道。可以通過循環時間移位然後進行papr測試的相似的方法來優化三個或更多信道。

附圖說明

圖1示出在頻域和時域中的正交頻域復用信道的典型行為。

圖2示出使用雙重上變頻方法的發射機中的兩個ofdm信道的組合。

圖3提供了簡單框圖，其示出可以如何組合兩個ofdm信道，其中一個ofdm信道的數據比特可被循環移位，以降低峰值與平均功率比(papr)。

圖4示出兩個ofdm信道的結構，其中一個信道的數據被循環移位以降低papr。

圖5提供了示出來自ofdm信道的數據的多個移位副本的存儲器存儲的框圖，其中選擇對應於最小化papr的一個副本。

圖6示出在發射機中包含了移位相加算法的仿真通信系統的框圖。

圖7示出用於圖6所示的仿真的發射機中包含的功率放大器的傳遞函數。

圖8繪製出在使用和不使用移位相加算法的情況下，作為信號噪聲比(snr)的函數的、使用正交相移鍵控(qpsk)的ofdm信號的仿真的比特差錯率(ber)。

圖9繪製出在使用和不使用移位相加算法的情況下，作為snr的函數的、使用16正交幅度調製信號(16-qam)的ber。

具體實施方式

ofdm信道包括很多子信道，每個子信道是窄帶信號(圖1)。ofdm信道本身具有時變的包絡，並且可以表現出相當大的papr，典型地為9-10db。但是，如果兩個獨立的相似ofdm信道被組合，則作為結果的信號將表現出12-13db的papr，有3db的增益。這大得不可接受，因為其將需要具有四倍容量的功率放大器來傳送平均僅2倍大的組合信號。

因此，優選實施例提供了一種papr降低方法，其將兩個ofdm信道組合的信號的papr從12-13db降回到原始分量的9-10db。優選地，完成該～3db的papr降低而不使信號劣化，並且不需要傳送接收機將需要用於恢復ofdm碼元的任何特殊的附帶信息。此外，該算法足夠簡單，使得它可用任何硬體技術來實現，只要其足夠快。

降低papr的傳統方法集中在組合子信道以及生成不具有過度的papr的單個ofdm信道。本技術在某些方面可以被視為部分傳送序列(ptm)和選擇映射(slm)的組合。

在傳統pts中，n個碼元的輸入數據塊被分為分離的子塊。每個子塊中的子載波通過用於該子塊的相位因子進行加權。選擇該相位因子使得組合信號的papr最小化。

在slm技術中，發射機產生一組顯著不同的候選數據塊(其全部表示與原始數據塊相同的信息)，並且選擇對傳輸最有利的(最低papr而沒有信號劣化)。

本混合方法針對求和後的載波調製信號組合pts和slm的元素。搜索過採樣的ofdm波形的不同循環時間移位，並且選擇具有最低papr的時間移位。一個ofdm信號被用作參考，而一個或多個其他載波調製信號用於以類似於pts的方式生成時間移位。通過循環前綴長度和過採樣速率來確定搜索窗口。

當移位(shift)的可能組合的相位空間顯著增大時，可不必探查全部這樣的組合。通常，非常高的papr值相對較少地發生，使得以高papr狀態開始的大多數時間移位將趨向於導致papr的降低。可依序地或並行地、或者以這兩者的某種組合來實現多個信道中的移位。因此，例如，具有在可接受範圍內的papr的任何組合是可接受的，任何不可接受的papr狀態出現1％的時間，用於尋找可接受的papr的搜索空間一般將小於可能狀態的2％。另一方面，如果採用了其他可接受性標準，則更大搜索空間可能是必要的或合適的。例如，假定對於傳送更高papr信號具有更高的成本，例如功率成本或幹擾成本，則形式(formal)最優化可能是合適的。假定沒有啟發法可用於預測最佳狀態，則因此對參數空間的完整搜索對於使成本最低可能是合適的。

這不同於傳統方法，其中不同ofdm信道彼此獨立，具有單獨的發送鏈而沒有相互同步。此外，傳統方法直接對基帶信號操作。相反，本方法對經過上變頻的、合併了兩個或更多ofdm信道的組合信號評估papr，並且這些信道中的每個信道的碼元周期必須是同步的。這不會引起接收機處的問題，其中每個信道被獨立地接收和定時。

針對papr的一些傳統方法基於限幅，但是這不可避免地產生失真和帶外生成。一些其他方法避免了失真，但需要必須在接收端解碼的特殊變換。它們要麼需要發送附帶信息，要麼涉及對於標準ofdm通信協議的背離。本優選方法不具有這兩個缺點。

在蜂窩通信中使用的ofdm信道在帶寬上可能達到10或20mhz。然而，這些信道可以位於寬得多的頻帶中，例如2.5-2.7ghz。因此，可具有由100mhz或更多分開的兩個或更多ofdm信道的組合，每個ofdm信道10mhz寬。可以以低到20ms/s的速率對10mhz數字基帶信號進行採樣，但必須以至少200ms/s的速率對覆蓋100mhz的組合數位訊號進行採樣。

在優選實施例中，以這樣的提高的採樣速率在數字域中執行信號組合(包括圖3中的上變頻)。papr閾值測試以及csr控制也以該較高的速率實現。該速率應當足夠快以使可以在單個碼元時間(幾微秒)內執行多個迭代。

為了驗證循環(circular)時間移位允許降低組合ofdm信道的papr而不降低系統性能的預期，執行了ofdm傳送和接收的完整mont-carlo(蒙特卡羅)仿真。在圖6中概述了該仿真的框圖，其表示「saa評估測試平臺(bench)」，並且示出組合頻率f1和f2上的ofdm信號的發射機，對該發射機應用用於降低papr的saa算法。在接收端，其被下變頻，並且使用標準ofdm接收機恢復f2上的信號。按照這種方式，對信道添加合適的加性白高斯噪聲(awgn)。該仿真還包括幾乎線性的功率放大器(pa)的實際的傳遞函數，其示出了在飽和附近對於線性的偏離(參閱圖7)。增益因子對該仿真不重要，因此其未被包括。

papr比特差錯率(ber)仿真的參數包括以下內容。每個分組包含根據使用的調製類型而在若干ofdm碼元周期上調製的800位元組的信息。檢查qpsk(正交相移鍵控)和16-qam(16正交幅度調製)兩者。運行每個snr點直到250個分組差錯發生。循環前綴被設置為總碼元時間的1/8。頻率f1和f2上的載波被充分地間隔開，使得它們的頻譜不重疊。過採樣速率是因子8。最後，使用了升餘弦濾波器，其具有非常陡峭的滾降(rolloff)，採樣頻率fs＝160mhz以及頻率截止fc＝24mhz。使用了對於組合ofdm信道的大約9db的papr閾值。

圖8示出了對於qpsk調製，在應用和不應用saa算法的情況下，作為信噪比(snr)的函數的(即，改變awgn功率)的ber性能。圖9示出了對於16-qam的對應分析。在兩個情況下，在ber上，相對於零移位曲線存在非常小的降低。

定量地分析，使用saa的純性能改善對於qpsk是2.35db，對於16-qam是2.9db，如從ber圖示推斷的那樣。例如，如果沒有saa，則ber在8.5db的輸入回退(backoff)處(對於pa)展現出0.03的差錯下限(errorfloor)，而在6.5db的saa的情況下，ber展現出相同的差錯下限，性能改善將是8.5-6.5＝2db。

這些仿真不僅確認了saa算法允許將組合ofdm信道中的papr降低～3db，還確認了在無信號劣化並且不需要在傳送信號中發送關於變換的任何特殊附帶信息的情況下實現這一降低。

該技術的一個優選實現方式包括使用快速現場可編程門陣列(fpga)，其具有用於移位寄存器存儲器、數字上變頻和閾值測試的塊。可替換地，可使用超快速數位技術，例如快速單磁通量子(rsfq)超導電路。當所組合的ofdm信道的數量增大時，需要增大算法速度，或者可替換地並行執行所述處理的一部分。

該方法也可應用於遵循認知無線電的路線(line)的可重構系統，其中根據用戶需求和可用帶寬，可動態地重新分配要傳送的信道。所傳送的信道的數量和它們的頻率分配兩者可在全軟體控制下改變。只要全部信道遵循相同的通用碼元協議和定時，就可應用一組相似的移位相加算法來維持用於高效傳送的可接受的papr。