用於連續葡萄糖監測的傳感器系統、設備和方法與流程

2023-05-18 07:12:56

本發明的實施方式總體上涉及皮下和可植入傳感器設備，在具體實施方式中，涉及用於連續葡萄糖監測(CGM)的系統、設備和方法。
背景技術：
：近些年來，已開發出了多種用於檢測和/或定量患者血液中的特定藥劑或組合物的傳感器，這些傳感器能夠使患者和醫務人員監測患者體內的生理情況。舉例而言，受治者可能希望連續監測其體內的血糖水平。因此，已經研發出了用於獲取糖尿病患者體內的血糖指標的葡萄糖傳感器。這些讀數對於監測和/或調節通常包括向患者規律給予胰島素的治療方案而言非常有用。目前，患者可使用BG測量設備(即，血糖儀)測量他/她的血糖(BG)，所述BG測量設備例如，試紙條、連續葡萄糖測量系統(或連續葡萄糖檢測儀)或醫院Hemacue。BG測量設備使用各種不同的方法測量患者的BG水平，例如，患者的血液樣本、與體液接觸的傳感器、光學傳感器、酶傳感器或螢光傳感器。當BG測量設備已產生BG測量值時，將所述測量值顯示在BG測量設備上。目前的連續葡萄糖測量系統包括皮下(或短期)傳感器和可植入(或長期)傳感器。傳感器已被應用於遙測特徵監測器系統。例如，在共同受讓人的美國專利第6,809,653號中所描述的(其全部內容通過引用併入本文)，使用電化學傳感器的遙測系統包括遠程數據接收設備，用於產生指示用戶特徵的信號的傳感器和用於處理從所述傳感器接收到的信號並將處理過的信號無線傳送至遠程數據接收設備的發送設備。數據接收設備可以是特徵監測器，將數據提供給另一設備的數據接收器、RF程序裝置、藥物遞送設備(例如，胰島素泵)等等。不論數據接收設備(例如葡萄糖監測器)、發送設備以及傳感器(例如，葡萄糖傳感器)是無線通信或通過電線連接通信，上述類型的特徵監測系統僅僅在其已基於個體用戶的獨特特徵進行了校準之後才實際應用。根據本領域目前的狀態，用戶需要對傳感器進行外部校準。更加具體而言，以糖尿病患者為例，後者需要在使用特徵監測器系統的時間段內使用手指穿刺血糖儀平均每天讀取兩次至四次。每次需要從用戶指尖採血並由血糖儀分析以提供用戶的實時血糖水平。隨後用戶將該數據輸入葡萄糖監測器，以作為用於校準葡萄糖監測系統的用戶當前血糖水平。然而，這種外部校準由於各種不同的原因而具有不利之處。例如，血糖儀不是完全準確並且包括固有誤差幅度。而且，即便血糖儀完全準確，血糖儀易受不當使用的影響，例如，如果用戶在進行手指穿刺之前剛剛拿過糖果或其他含糖物質，用戶的手指上粘有一些糖，那麼血糖分析將產生不精確的血糖水平指標。而且，血糖儀會產生一些費用，更別提每次實施手指穿刺帶來的疼痛和不適。連續葡萄糖監測(CGM)領域目前的狀態是很大程度上的輔助，也就是說不可在沒有參比值的條件下使用CGM設備(包括例如可植入或皮下傳感器)提供的讀數以進行臨床決定。進而，所述參比值必須使用例如BG儀通過手指穿刺獲取。需要所述參比值是因為從傳感器/檢測元件可獲得的信息量非常有限。具體而言，通過檢測元件當前提供的用於加工的僅僅幾條信息是原始傳感器值(即，傳感器電流或Isig)和對電壓。因此，在分析過程中，如果原始傳感器信號看起來異常(例如，如果信號降低)，那麼唯一可區分傳感器故障和用戶/患者體內生理改變(即，體內葡萄糖水平改變)的方式是通過指尖穿刺獲取參考葡萄糖值。如已知的，參考指尖穿刺也用於校準傳感器。本領域已探索多條途徑消除或至少最小化校準和評價傳感器狀態所必需的指尖穿刺次數。然而，考慮到多數傳感器故障模式的次數和複雜性水平，尚未發現令人滿意的解決方案。最多已研發了基於Isig的直接評價或比較多個Isig(例如，來自冗餘和/或正交冗餘，傳感器和/或電極)的診斷方法。在任一種情況下，由於Isig跟隨體內葡萄糖的水平，根據定義，它不獨立於分析物。這樣，就Isig自身而言，其不是用於傳感器診斷的信息的可靠來源，也不是用於連續傳感器性能的可靠預測指標。迄今，現有技術中已存在的另一限制是，在管理傳感器的電源的同時，缺乏不僅可運行傳感器而且還可執行實時傳感器和電極診斷的傳感器電子元件，並且其對冗餘電極也執行實時傳感器和電極診斷。誠然，電極冗餘的概念已經出現了一段時間。然而，直至今日，在使用電極冗餘不僅一次獲取多於一個讀數而且還評價冗餘電極的相對情況、傳感器的整體可靠性以及需要(如果需要的話)校準參考值的頻率方面幾乎沒有取得成功。本領域還通過研發多種電路模式搜尋更加精確並且可靠的用於提供自身校準傳感器並用於執行傳感器診斷的方式。在這些電路模式中，通常嘗試將電路元件與可用於智能診斷、總故障分析和實時自身校準相關聯。然而，大多數模式迄今僅獲得有限的成功。對於短期傳感器和長期傳感器中的每一種而言，為了使連續葡萄糖傳感器穩定並提供精確讀數，患者不得不等待一定的時間。在許多連續葡萄糖傳感器中，受治者在使用任何葡萄糖測量值之前必須等待三個小時以使連續葡萄糖傳感器穩定。這對於患者而言非常不便，並且在一些情況下可能導致患者不使用連續葡萄糖測量系統。進一步而言，當將葡萄糖傳感器首次插入患者皮膚或皮下層時，葡萄糖傳感器不會以穩定狀態運行。代表患者葡萄糖水平的來自傳感器的電子讀數在較大的讀數範圍內變化。因此，傳感器必須先穩定。理想的是在使用傳感器電極之前使傳感器的電極充分「潤溼」或水合。如果傳感器的電極沒有充分水合，那麼結果可能是產生患者生理情況的不精確讀數。當前血糖傳感器的用戶被指示不要立即啟動傳感器。如果傳感器被過早使用，那麼當前血糖傳感器不會以最優方式或有效方式運行。技術實現要素：根據本發明的實施方式，實時校準用於測量用戶體內葡萄糖水平的葡萄糖傳感器(該傳感器具有物理傳感電子元件，微控制器和工作電極)的方法包括：通過所述物理傳感電子元件測量所述工作電極的電極電流(Isig)；獲取所述用戶的血糖(BG)值；通過所述微控制器基於葡萄糖傳感器的年齡計算期望校準因子(CF)值；以及通過所述微控制器基於CF值和BG值計算與Isig相關的校準的傳感器葡萄糖(SG)值。根據本發明的另一實施方式，用於確定葡萄糖傳感器(該葡萄糖傳感器具有物理傳感電子元件，微控制器和工作電極，並且與顯示設備操作性接觸，該顯示設備設置成向用戶顯示數據)數據的有效性的方法包括：通過所述微控制器執行電化學阻抗譜(EIS)程序以獲取電極的實阻抗值；通過所述微控制器過濾所述實阻抗值；通過所述微控制器分析所述實阻抗值以確定所述實阻抗值是否穩定；如果所述實阻抗值是穩定的，那麼將最近的實阻抗值與第一閾值進行比較；以及基於所述比較確定所述傳感器數據是否有效。根據本發明的另一實施方式，用於確定葡萄糖傳感器(該葡萄糖傳感器包括物理傳感電子元件，微控制器以及工作電極)數據的有效性的方法包括：通過所述微控制器執行電化學阻抗譜(EIS)程序以獲取電極的虛阻抗值；設置虛阻抗值的閾值基準；計算作為所述閾值基準與最近的虛阻抗值之間的差值的變化值；獲取所述傳感器的校準因子的測量值；通過所述微控制器將所述變化值和第一閾值進行比較並將所述校準因子和第二閾值進行比較；以及基於所述比較確定所述傳感器數據有效，這樣所述傳感器可繼續運行，或者所述數據無效，這樣所述傳感器應當被停止。在本發明的又一實施方式中，在葡萄糖傳感器(該葡萄糖傳感器包括物理傳感電子元件，微控制器和工作電極，並且該傳感器與顯示設備操作上接觸，該顯示設備配置成向用戶顯示數據)數據的第一個4-12小時期間檢測信號下降的方法包括：通過所述微控制器執行電化學阻抗譜(EIS)程序以獲取電極的實阻抗值；通過所述物理傳感電子元件定期測量所述工作電極的電極電流(Isig)值；通過所述微控制器計算與所述Isig值相關的傳感器葡萄糖(SG)值，將Isig的當前值與第一閾值進行比較並且將SG的當前值與第二閾值比較；通過所述微控制器評估實阻抗值的趨勢；以及基於所述比較和所述評估確定是否存在下降事件。在本發明的進一步的實施方式中，在葡萄糖傳感器(該葡萄糖傳感器包括物理傳感電子元件，微控制器和工作電極，並且該傳感器與顯示設備可操作地接觸，該顯示設備設置成向用戶顯示數據)數據的第一個4小時期間檢測信號下降的方法包括：通過所述微控制器執行電化學阻抗譜(EIS)程序以獲取電極的實阻抗值；通過所述物理傳感電子元件定期測量所述工作電極的電極電流(Isig)值；將Isig的當前值與第一閾值進行比較；通過所述微控制器評估實阻抗值的趨勢；以及基於所述比較和所述評估確定是否存在下降事件。在本發明的另一實施方式中，對用於測量用戶體內葡萄糖水平的葡萄糖傳感器(該傳感器包括物理傳感電子元件，微控制器和工作電極)進行首日校準(FDC)的方法包括：通過所述物理傳感電子元件測量所述工作電極的電極電流(Isig)；通過所述微控制器計算校準比(CR)；將所述校準比與閾值範圍進行比較；以及基於所述比較計算至下一次校準的時間間隔。附圖說明參考所附的附圖對本發明的實施方式作出詳細描述，其中，在圖中，相同的附圖標記表示相同的部件。圖1是根據本發明實施方式的皮下傳感器插入組件的透視圖以及傳感電子設備的框圖。圖2A示出具有兩側的基底，兩側中的第一側包含電極結構，兩側中的第二側包含電子線路。圖2B圖示了用於檢測傳感器輸出的電路的總框圖。圖3圖示了根據本發明實施方式的傳感電子設備和包括多個電極的傳感器的框圖。圖4圖示了包括根據本發明實施方式的傳感器和傳感電子設備的本發明的可選實施方式。圖5圖示了根據本發明實施方式的傳感器電極和施加於所述傳感器電極的電壓的電子框圖。圖6A圖示了根據本發明實施方式的在穩定時間範圍期間施加脈衝以減少穩定時間範圍的方法。圖6B圖示了根據本發明實施方式的穩定傳感器的方法。圖6C圖示了根據本發明實施方式在穩定傳感器過程中反饋信息的利用。圖7圖示了根據本發明實施方式的穩定傳感器的作用。圖8A圖示了根據本發明一種實施方式的傳感電子設備以及傳感器的框圖，該傳感電子設備包括電壓產生設備。圖8B圖示了實施本發明這一實施方式的電壓產生設備。圖8C圖示了電壓產生設備產生兩個電壓值以實施本發明實施方式。圖8D圖示了根據本發明實施方式的具有三個電壓產生系統的電壓產生設備。圖9A圖示了根據本發明實施方式的包括用於產生電壓脈衝的微控制器的傳感電子設備。圖9B圖示了根據本發明實施方式的包括分析模塊的傳感電子設備。圖10圖示了根據本發明實施方式的包括水合電子元件的傳感器系統的框圖。圖11圖示了包括幫助確定水合時間的機械開關的本發明實施方式。圖12圖示了根據本發明實施方式的檢測水合的方法。圖13A圖示了根據本發明實施方式的使傳感器水合的方法。圖13B圖示了根據本發明實施方式的用於驗證傳感器水合的其他方法。圖14A、圖14B和圖14C圖示了根據本發明實施方式的傳感器水合與傳感器穩定的組合方法。圖15A圖示了根據本發明實施方式的對周期性AC信號的施加進行響應的系統的基於EIS的分析。圖15B圖示了用於電化學阻抗譜的已知的電路模型。圖16A圖示了根據本發明實施方式的Nyquist曲線的實例，其中，AC電壓加DC電壓(DC偏壓)以所選擇的0.1Hz至1000Mhz的頻率譜施加於工作電極。圖16B示出了帶有用於相對較低的頻率的直線擬合和在相對較高的頻率下接近實阻抗值的截距的Nyquist曲線的另一實例。圖16C和圖16D分別示出了響應正弦工作電勢的無限葡萄糖傳感器和有限葡萄糖傳感器。圖16E示出了根據本發明實施方式的幅度的波特圖(Bodeplots)。圖16F示出了根據本發明實施方式的相位的波特圖(Bodeplots)。圖17圖示了根據本發明實施方式的隨傳感器年齡改變的傳感器阻抗的Nyquist曲線。圖18圖示了根據本發明實施方式的在傳感器穩定和檢測傳感器年齡中應用EIS技術的方法。圖19圖示了根據本發明實施方式的執行EIS程序的時間表。圖20圖示了根據本發明實施方式使用EIS程序結合補救措施檢測和修復傳感器的方法。圖21A和圖21B圖示了根據本發明實施方式的傳感器補救措施的實例。圖22示出了正常工作的傳感器的Nyquist曲線，其中，隨傳感器佩戴時間的推移，所述Nyquist斜率逐漸增加並且截距逐漸減小。圖23A示出了根據本發明實施方式的來自兩個冗餘工作電極的原始電流信號(Isig)以及1kHz下電極各自的實阻抗。圖23B示出了圖23A的第一工作電極(WE1)的Nyquist曲線。圖23C示出了圖23A的第二工作電極(WE2)的Nyquist曲線。圖24圖示了根據本發明實施方式的兩個冗餘工作電極的信號下降的實例以及1kHz下電極各自的實阻抗。圖25A圖示了根據本發明實施方式的正常工作的葡萄糖傳感器在相對較高的頻率下的實阻抗、虛阻抗以及相位的實質葡萄糖獨立性。圖25B示出了根據本發明實施方式的在相對較低的頻率下實阻抗的不同葡萄糖依賴水平的示例性實例。圖25C示出了根據本發明實施方式的在相對較低的頻率下相位的不同葡萄糖依賴水平的示例性實例。圖26示出了根據本發明實施方式的由於在傳感器插入位點缺氧，隨葡萄糖傳感器靈敏度的損失時1kHz實阻抗、1kHz虛阻抗以及相對較高的頻率相位的變化趨勢。圖27示出了根據本發明實施方式的在用於體外模擬不同葡萄糖濃度條件下的缺氧的Isig和相位。圖28A至圖28C示出了根據本發明實施方式的缺氧而導致靈敏度損失的帶有冗餘工作電極WE1和WE2以及電極的基於EIS的參數的實例。圖28D示出了圖28A至圖28C的實例中原始Isig中的EIS誘導的尖峰信號。圖29示出了根據本發明實施方式的由閉塞導致的缺氧而引起的靈敏度損失的實例。圖30A至圖30C示出了根據本發明實施方式的由於生物汙染而導致靈敏度損失的冗餘工作電極WE1和WE2以及電極的基於EIS的參數的實例。圖30D示出了圖30A至圖30C的實例的原始Isig中EIS誘導的尖峰信號。圖31示出了根據本發明實施方式的傳感器故障檢測的診斷程序。圖32A和圖32B示出了根據本發明實施方式的傳感器故障檢測的另一診斷程序。圖33A示出了根據本發明實施方式的涉及基於電流(Isig)的融合算法的頂層流程圖。圖33B示出了根據本發明實施方式的涉及基於傳感器葡萄糖(SG)的融合算法的頂層流程圖。圖34示出了根據本發明實施方式的圖33B的基於傳感器葡萄糖(SG)的融合算法的細節。圖35示出了根據本發明實施方式的圖33A的基於電流(Isig)的融合算法的細節。圖36是根據本發明實施方式的校準穩定狀態的傳感器的舉例說明。圖37是根據本發明實施方式的校準轉換中的傳感器的舉例說明。圖38A是根據本發明實施方式的傳感器校準的基於EIS的動態斜率(帶有斜率調整)的舉例說明。圖38B示出了根據本發明實施方式的EIS輔助的包括低啟動檢測的傳感器校準流程圖。圖39示出了根據本發明實施方式的體外模擬幹擾物緊鄰傳感器的傳感器電流(Isig)和1kHz阻抗幅度。圖40A和圖40B分別示出了圖39所示的模擬中的相位和阻抗的波特圖。圖40C示出了圖39所示的模擬的Nyquist曲線。圖41示出了根據本發明實施方式的具有幹擾物的另一體外模擬。圖42A和圖42B圖示了根據本發明實施方式的ASIC框圖。圖43示出了根據本發明實施方式的用於帶有冗餘工作電極的傳感器的恆電位器配置。圖44示出了具有圖43所示的恆電位器配置的傳感器的電極之間的等效AC電路。圖45示出了根據本發明實施方式的葡萄糖傳感器的模擬前端IC中的EIS電路的主要框圖。圖46A至圖46F示出了將圖45所示的EIS電路的信號模擬成具有0度相位乘法的0度相位的電流。圖47A至圖47F示出了將圖45所示的EIS電路的信號模擬成具有90度相位乘法的0度相位的電流。圖48示出了根據本發明實施方式的電路模型。圖49A至圖49C示出了根據本發明的可選實施方式的電路模型的示例。圖50A是根據本發明實施方式的覆蓋等效電路模擬的Nyquist曲線。圖50B是圖50A的高頻部分的放大圖。圖51示出了根據本發明實施方式的Cdl沿箭頭A的方向增大的Nyquist曲線。圖52示出了根據本發明實施方式的α沿箭頭A的方向增大的Nyquist曲線。圖53示出了根據本發明實施方式的Rp沿箭頭A的方向增大的Nyquist曲線。圖54示出了根據本發明實施方式的Warburg導納沿箭頭A的方向增大的Nyquist曲線。圖55示出了根據本發明實施方式的λ沿箭頭A的方向增大的Nyquist曲線。圖56示出了根據本發明實施方式的膜電容對Nyquist曲線的影響。圖57示出了根據本發明實施方式的膜電阻沿箭頭A的方向增大的Nyquist曲線。圖58示出了根據本發明實施方式的Rsol沿箭頭A的方向增大的Nyquist曲線。圖59A至圖59C示出了根據本發明實施方式的在啟動和校準期間與電路元件相關的EIS參數的變化。圖60A至圖60C示出了根據本發明實施方式的在啟動和初始化期間與電路元件相關的一組不同的EIS參數的變化。圖61A至圖61C示出了根據本發明實施方式的在啟動和初始化期間與電路元件相關的另一組不同的EIS參數的變化。圖62示出了根據本發明實施方式的多個電極的EIS響應。圖63示出了根據本發明實施方式的通過增加葡萄糖影響Nyquist曲線的Isig校準。圖64示出了根據本發明實施方式的氧(Vcntr)響應對Nyquist曲線的影響。圖65示出了根據本發明實施方式的由於溫度變化引起的在Nyquist曲線中的位移。圖66示出了根據本發明實施方式的Isig和血糖之間的關係。圖67A至圖67B示出了根據本發明實施方式的傳感器下移。圖68示出了根據本發明實施方式的在靈敏度損失期間膜電阻的增大。圖69示出了根據本發明實施方式的在靈敏度損失期間Warburg導納的下降。圖70示出了根據本發明實施方式的校準曲線。圖71示出了根據本發明實施方式的在Nyquist曲線上較高頻率半圓變得明顯。圖72A和圖72B示出了根據本發明實施方式的Vcntr軌和Cdl減小。圖73示出了根據本發明實施方式的校準曲線的斜率的變化。圖74示出了根據本發明實施方式的Nyquist曲線的長度的變化。圖75示出了圖74的Nyquist曲線的較低頻率和較高頻率區域的放大圖。圖76A和圖76B示出了根據本發明實施方式的膜電阻增大、Cdl減小和Vcnr軌的聯合作用。圖77示出了根據本發明實施方式的兩個工作電極的Cdl值。圖78示出了根據本發明實施方式的兩個工作電極的Rp值。圖79示出了根據本發明實施方式的改變EIS參數對校準曲線的聯合作用。圖80示出了根據本發明實施方式，在較低頻率區域，在存在靈敏度損失的情況下Nyquist曲線的長度較長。圖81是根據本發明實施方式的基於靈敏度變化的檢測的傳感器自校準的流程圖。圖82圖示了根據本發明實施方式的由於靈敏度損失而引起的Nyquist曲線的水平位移。圖83示出了根據本發明實施方式的基於Nyquist曲線開發探究式EIS指標的方法。圖84示出了根據本發明實施方式的Rm和校準因子之間的關係。圖85示出了根據本發明實施方式的Rm和歸一化的Isig之間的關係。圖86示出了根據本發明實施方式的各種葡萄糖水平條件下的作為時間函數的Isig曲線。圖87示出了根據本發明實施方式的各種葡萄糖水平的作為時間函數的Cdl曲線。圖88示出了根據本發明實施方式的圖86的曲線的第二拐點。圖89示出了根據本發明實施方式的與圖88中的峰值對應的Rm的第二拐點。圖90示出了根據本發明實施方式的校準因子(CF)和Rmem+Rsol之間的關係的一種示例。圖91A是根據本發明實施方式的示出了在傳感器壽命的大約前8個小時內中基於所有有效BG的MARD的體內結果的圖表。圖91B是根據本發明實施方式的示出了在傳感器壽命的大約前8個小時內中基於所有有效BG的中值ARD數的圖表。圖92A至圖92C示出了根據本發明實施方式的校準因子調整。圖93A至圖93C示出了根據本發明實施方式的校準因子調整。圖94A至圖94C示出了根據本發明實施方式的校準因子調整。圖95示出了根據本發明實施方式的Cdl中最初衰減的示例性例子。圖96示出了根據本發明實施方式的移除非法拉第電流對Isig的影響。圖97A示出了根據本發明實施方式的在移除非法拉第電流之前的兩個工作電極的校準因子。圖97B示出了根據本發明實施方式的在移除非法拉第電流之後的兩個工作電極的校準因子。圖98A和圖98B示出了根據本發明實施方式的移除非法拉第電流對MARD的影響。圖99是根據本發明實施方式的雙層電容隨時間變化的圖表。圖100示出了根據本發明實施方式的在靈敏度損失期間Rmem+Rsol的位移和較高頻率半圓的出現。圖101A示出了根據本發明實施方式的使用組合邏輯檢測靈敏度損失的流程圖。圖101B示出了根據本發明實施方式的使用組合邏輯檢測靈敏度損失的流程圖。圖102示出了根據本發明實施方式的將Nyquist斜率用作區分新傳感器和舊傳感器的標誌的示例性方法。圖103A至圖103C示出了根據本發明實施方式的不同傳感器配置具有不同長度的Nyquist曲線的示例性例子。圖104示出了圖103A至圖103C的傳感器的作為時間函數的Nyquist曲線長度。圖105示出了根據本發明實施方式清空傳感器數據或停止傳感器的流程圖。圖106示出了根據本發明實施方式的傳感器停止的流程圖。圖107示出了根據本發明實施方式的信號下降檢測的流程圖。圖108A示出了根據本發明實施方式的作為時間函數的Isig和Vcntr；圖108B示出了根據本發明實施方式的作為時間函數的葡萄糖。圖109A示出了根據本發明實施方式的作為時間函數的校準比；圖109B示出了根據本發明實施方式的作為時間函數的葡萄糖。圖110A和圖110B示出了根據本發明實施方式的作為時間函數的校準因子趨勢。圖111示出了根據本發明實施方式的第一天校準(FDC)的流程圖。圖112示出了根據本發明實施方式的基於EIS校準的流程圖。具體實施方式在下面的描述中參考了後附的形成本發明的一部分的附圖，該附圖舉例說明了數個本發明的實施方式。應當理解的是，其他實施方式也可使用並且可在不脫離本發明的範圍的條件下在結構和運行上作出改變。下面參考方法、系統、設備、裝置和編程以及電腦程式產品的示例流程圖來描述本發明。應當理解的是，示例流程圖中的每一個框以及示例流程圖中框的組合可通過編程指令來實現，所述編程指令包括電腦程式指令(如同可在圖中描述為任何菜單屏)。這些電腦程式指令可被裝載至計算機或其他可編程數據處理裝置(例如，傳感電子設備中的控制器、微控制器或處理器)以產生機器，這樣在計算機或其他可編程數據處理裝置上執行的指令產生用於實現流程框圖或多個流程框圖中指定的功能的指令。這些電腦程式指令還可存儲在計算機可讀存儲器中，可指示計算機或其他可編程數據處理裝置以特定方式運行，這樣，存儲在計算機可讀存儲器中的指令產生包括實現流程框圖或多個流程框圖中指定的功能的指令的製造品。電腦程式指令還可裝載至計算機或其他可編程數據處理裝置，以產生一系列在所述計算機或其他可編程裝置中執行以產生計算機執行程序的操作步驟，這樣，在所述計算機或其他可編程裝置上執行的指令提供實現在流程框圖或多個流程框圖中和/或本文存在的菜單中指定的功能的步驟。編程指令還可存儲於電子線路中和/或通過電子線路實施，所述電子線路包括與傳感器設備、裝置和系統一起使用的集成電路(IC)和專用集成電路(ASIC)。圖1是根據本發明的實施方式的皮下傳感器插入組件的透視圖以及傳感電子設備的框圖。如圖1所示，皮下傳感器組件10被設置成用於將柔性傳感器12(參見，例如圖2)的活性部分或類似部分皮下放置於使用者體內的選定位點。傳感器組件10的皮下或經皮部分包括中空、帶槽的插入針14和插管16。針14用於幫助將插管16快捷簡單地皮下放置於皮下插入位點。插管16的內部是傳感器12的檢測部分18，一個或多於一個傳感器電極20通過形成在插管16上的窗口22暴露於使用者的體液。在本發明的實施方式中，一個或多於一個傳感器電極20可包括對電極、參比電極以及一個或多於一個工作電極。插入之後，插入針14撤出以將帶有檢測部分18和傳感器電極20的插管16適當地留在所選定的插入位點。在特定的實施方式中，皮下傳感器組件10有利於精確放置用於監測代表使用者情況的特定血液參數的這種類型的柔性薄膜電化學傳感器12。傳感器12監測體內葡萄糖水平並且可與外部或植入型的自動或半自動藥物輸注泵聯合使用，以控制向糖尿病患者的胰島素遞送，所述藥物輸注泵在美國專利第4,562,751號、第4,678,408號、第4,685,903號或第4,573,994號中描述。特定實施方式中，柔性電化學傳感器12可根據薄膜掩膜技術構造成包括嵌在或包在所選擇的絕緣材料各層和各膜之間的細長的薄膜導體，所述絕緣材料層例如聚醯亞胺膜或片。當傳感器12的檢測部分18(或活性部分)皮下放置於插入位點時，位於檢測部分18的末端的傳感器電極20穿過絕緣層中的一層露出，直接接觸患者血液或其他體液。檢測部分18與連接部分24連接，該連接部分24停止於導電觸片或類似元件，該導電觸片也穿過所述絕緣層中的一層露出。在可選的實施方式中，也可使用其他類型的可植入傳感器，例如，基於化學的可植入傳感器，基於光學的可植入傳感器，等等。如本領域已知的，連接部分24和觸片通常適於直接導線電連接至用於響應來自傳感器電極20的信號監測使用者情況的合適的監測器或傳感電子設備100。對這種通用類型的柔性薄膜傳感器的進一步描述可在發明名稱為「製造薄膜傳感器的方法(METHODOFFABRICATINGTHINFILMSENSORS)」的美國專利第5,391,250號中找到，該美國專利通過引用併入本文。連接部分24可方便地與監測器或傳感電子設備100電連接，或通過連接塊28(或類似物)方便地與監測器或傳感電子設備100電連接，該連接塊28在發明名稱為「柔性電路連接器(FLEXCIRCUITCONNECTOR)」的美國專利5,482,473號中顯示並描述，該美國專利通過引用併入本文。因此，根據本發明的實施方式，皮下傳感器組件10可配置為或形成為與有線或無線特徵監測器系統一同工作。傳感器電極20可用於多種檢測應用並且可以多種方式配置。例如，傳感器電極20可用於生理參數檢測應用，在該應用中，一些類型的生物分子用作催化劑。例如，傳感器電極20可用於具有催化與傳感器電極20的反應的葡萄糖氧化酶(GOx)的葡萄糖和氧傳感器。該傳感器電極20連同生物分子或一些其他催化劑可放置於人體內的血管環境或非血管環境。例如，傳感器電極20和生物分子可放置於靜脈中並且可經受血流，或者可放置於人體的皮下區域或腹腔區域。監測器100也可被稱為傳感電子設備100。監測器100可包括電源110，傳感器接口122，處理電子元件124以及數據格式化電子元件128。監測器100可通過連接器由線纜102連接至傳感器組件10，所述連接器電連接至連接部分24的連接塊28。在可選的實施方式中，可省略線纜。在本發明的該實施方式中，監測器100可包括直接連接至傳感器組件10的連接部分104的合適的連接器。傳感器組件10可被改造以將連接器部分104置於不同位置，例如傳感器組件的頂部，以有利於監測器100放置於該傳感器組件之上。在本發明的實施方式中，傳感器接口122，處理電子元件124以及數據格式化電子元件128形成為多個單獨的半導體晶片，然而，可選的實施方式可將各種不同的半導體晶片組合成單個定製半導體晶片或多個定製半導體晶片。傳感器接口122與連接至傳感器組件10的線纜102連接。電源110可以是電池。所述電池可包括三組氧化銀357電池單元。在可選的實施方式中，可使用諸如基於鋰的化學物質、鹼性電池、鎳金屬氫化物等等的不同的電池化學物質，並且可使用不同數量的電池。監測器100通過線纜102和線纜連接器104經由電源110向傳感器組件提供電力。在本發明的實施方式中，電力是提供給傳感器組件10的電壓。在本發明的實施方式中，電力是提供給傳感器組件10的電流。在本發明的實施方式中，電力是以特定伏特數提供給傳感器組件10的電壓。圖2A和圖2B舉例說明了根據本發明實施方式的可植入傳感器和用於驅動所述可植入傳感器的電子元件。圖2A示出具有兩側的基底220，兩側中的第一側222包含電極結構並且兩側中的第二側224包含電子線路。圖2A中可以看到，基底的第一側222包括位於參比電極248的各對側的兩個對電極-工作電極對240、242、244、246。基底的第二側224包括電路。如圖所示，電子線路可被裝在密封盒體226內，這為電子線路提供了保護性外殼。這允許傳感器基底220插入血管環境或其他環境中，所述血管環境或其他環境會使所述電子線路受到流體的影響。通過將電子線路密封於密封盒體226中，電子線路可在不存在因周圍流體而發生短路的風險下運行。圖2A中還示出了電子線路的輸入和輸出線可連接的墊片228。電子線路自身可以多種方式製造。根據本發明的實施方式，所述電子線路可通過使用業界常用的技術製造成集成電路。圖2B舉例說明了根據本發明實施方式的用於檢測傳感器輸出的電路的總框圖。傳感器電極310中的至少一對可與數據轉換器312連接，該數據轉換器312的輸出端可與計數器314連接。計數器314可由控制邏輯316控制。計數器314的輸出端可與線路接口318連接。線路接口318可與輸入輸出線320並連接且還可與控制邏輯316連接。輸入輸出線320還可與電源整流器322連接。傳感器電極310可用於多種檢測應用並且可以多種方式配置。例如，傳感器電極310可用於生理參數檢測應用，在該生理參數檢測應用中，一些類型的生物分子用作催化劑。例如，傳感器電極310可用於具有催化與傳感器電極310的反應的葡萄糖氧化酶(GOx)的葡萄糖和氧傳感器。傳感器電極310連同生物分子或一些其他類型的催化劑可放置於人體內的血管環境或非血管環境中。例如，傳感器電極310和生物分子可放置於靜脈內並且受到血流的影響。圖3舉例說明了根據本發明實施方式的傳感電子設備和包括多個電極的傳感器的框圖。傳感器組件或系統350包括傳感器355和傳感電子設備360。傳感器355包括對電極365，參比電極370和工作電極375。傳感電子設備360包括電源380、調節器385、信號處理器390、測量處理器395和顯示/傳輸模塊397。電源380向調節器385提供電力(以電壓，電流或包括電流的電壓的形式)。調節器385將調節過的電壓傳輸至傳感器355。在本發明的一種實施方式中，調節器385將電壓傳輸至傳感器355的對電極365。傳感器355產生表示正在被測量的生理特徵的濃度的傳感器信號。例如，傳感器信號可表示血糖讀數。在本發明的使用皮下傳感器的實施方式中，傳感器信號可表示受治者體內的過氧化氫水平。在本發明的使用血液傳感器或顱傳感器的實施方式中，傳感器信號表示正在被傳感器測量的氧的量。在本發明的使用可植入傳感器或長期傳感器的實施方式中，傳感器信號可表示受治者體內的氧的水平。在工作電極375處測得所述傳感器信號。在本發明的實施方式中，傳感器信號可以是在工作電極處測得的電流。在本發明的實施方式中，傳感器信號可以是在工作電極處測得的電壓。在傳感器355(例如工作電極)處測得傳感器信號之後，信號處理器390接收所述傳感器信號(例如，測得的電流或電壓)。信號處理器390處理傳感器信號並且產生處理過的傳感器信號。測量處理器395接收處理過的傳感器信號並且使用參比值校準處理過的傳感器信號。在本發明的實施方式中，參比值存儲在參比存儲器中並且提供給測量處理器395。測量處理器395產生傳感器測量值。傳感器測量值可存儲在測量存儲器(未顯示)中。傳感器測量值可被發送至顯示器/傳輸設備以在帶有傳感電子設備的外殼中的顯示器上顯示或傳輸至外部設備。傳感電子設備360可以是監測器，所述監測器包括顯示生理特徵讀數的顯示器。傳感電子設備360還可以被安裝在臺式計算機中、傳呼器中、帶有通信能力的電視中、筆記本計算機中、伺服器中、網絡計算機中、個人數字助理(掌上電腦(PDA))中、帶有計算機功能的可攜式電話中、帶有顯示器的輸注泵中、帶有顯示器的葡萄糖傳感器中、和/或輸注泵/葡萄糖傳感器的組合中。傳感電子設備360可安裝在黑莓設備中、網絡設備中、家庭網絡設備中或與家庭網絡連接的設備中。圖4舉例說明了包括根據本發明實施方式的傳感器和傳感電子設備的本發明的可選實施方式。傳感器組件或傳感器系統400包括傳感電子設備360和傳感器355。傳感器包括對電極365、參比電極370和工作電極375。傳感電子設備360包括微控制器410和數字-模擬轉換器(DAC)420。傳感電子設備360還可包括電流-頻率轉換器(I/F轉換器)430。微控制器410包括軟體程序代碼或可編程邏輯，在執行所述代碼時，所述代碼使微控制器410將信號傳輸至DAC420，或所述可編程邏輯使微控制器410將信號傳輸至DAC420，其中，信號代表待施加於傳感器355的電壓電平或電壓值。DAC420接收所述信號並且產生微控制器410指示的電平的電壓值。在本發明的實施方式中，微控制器410可頻繁或不頻繁地改變信號中電壓電平的表現。舉例而言，來自微控制器410的信號可指示DAC420施加第一電壓值持續一秒並施加第二電壓值持續兩秒。傳感器355可接收電壓電平或電壓值。在本發明的實施方式中，對電極365可接收運算放大器的輸出，所述運算放大器具有作為輸入的來自DAC420的參考電壓和電壓值。所述電壓電平的施加使傳感器355產生表示正在被測量的生理特徵的濃度的傳感器信號。在本發明的實施方式中，微控制器410可測量來自工作電極的傳感器信號(例如，電流值)。舉例而言，傳感器信號測量電路431可測量傳感器信號。在本發明的實施方式中，傳感器信號測量電路431可包括電阻器並且電流可流過電阻器以測量傳感器信號的值。在本發明的實施方式中，傳感器信號可以是電流電平信號並且傳感器信號測量電路431可以是電流-頻率(I/F)轉換器430。電流-頻率轉換器430可根據電流讀數測量傳感器信號，將其轉換為基於頻率的傳感器信號，並且將該基於頻率的傳感器信號傳輸至微控制器410。在本發明的實施方式中，微控制器410相對於非基於頻率的傳感器信號更加易於接收基於頻率的傳感器信號。微控制器410接收傳感器信號，不論該信號是基於頻率的還是非基於頻率的，並且確定受治者的生理特徵值，例如，血糖水平。微控制器410可包括程序代碼，在執行或運行該編程代碼時，能夠接收傳感器信號並將該傳感器信號轉換為生理特徵值。在本發明的實施方式中，微控制器410可將傳感器信號轉換為血糖水平。在本發明的實施方式中，微控制器410可使用存儲在內部存儲器中的測量值，以確定受治者的血糖水平。在本發明的實施方式中，微控制器410可使用存儲在微控制器410的外部的存儲器中的測量值以幫助確定受治者的血糖水平。在通過微控制器410確定生理特徵值之後，微控制器410可存儲生理特徵值的測量值一段時間。例如，血糖值可每隔一秒或每隔五秒從傳感器發送至微控制器410，並且微控制器可存儲BG讀數的傳感器測量值5分鐘或10分鐘。微控制器410可將生理特徵值的測量值傳輸至傳感電子設備360上的顯示器。例如，傳感電子設備360可以是包括顯示器的監測器，所述顯示器向受治者提供血糖讀數。在本發明的實施方式中，微控制器410可將生理特徵值的測量值傳輸至微控制器410的輸出接口。微控制器410的輸出接口可將生理特徵值的測量值(例如血糖值)，傳輸至外部設備，例如，輸注泵、輸注泵/血糖儀的組合、計算機、個人數字助理、傳呼器、網絡設備、伺服器、行動電話或任何計算設備。圖5舉例說明了根據本發明的實施方式的傳感器電極和施加於所述傳感器電極的電壓的電子框圖。在圖5所示的本發明的實施方式中，運算放大器530或其他伺服控制設備可通過電路/電極接口538與傳感器電極510連接。運算放大器530，使用傳感器電極的反饋信息，嘗試通過調節對電極536處的電壓以保持參比電極532和工作電極534之間的規定電壓(該規定電壓是DAC可期望的施加電壓)。隨後電流可從對電極536流向工作電極534。該電流可被測量以探知傳感器電極510和傳感器的生物分子之間的電化學反應，所述傳感器的生物分子放置於傳感器電極510的附近並且用作催化劑。圖5公開的電路可在長期傳感器或可植入傳感器內使用，或者可在短期傳感器或皮下傳感器中使用。在長期傳感器實施方式中，在葡萄糖氧化酶(GOx)用作傳感器中的催化劑的情況下，只要在酶和傳感器電極510的附近存在氧，那麼電流就可從對電極536流向工作電極534。舉例而言，如果參比電極532處的電壓設定值被維持在約0.5伏特，那麼從對電極536流向工作電極535的電流的量與酶和電極周圍區域存在的氧的量成具有統一斜率的適當的線性關係。因此，可通過將參比電極532維持在約0.5伏特並且使用該區域的電流-電壓曲線以改變血氧水平來實現確定血液中氧含量的精確度的提高。不同的實施方式可使用具有不同於葡萄糖氧化酶的生物分子的不同的傳感器，並且由此在參比電極處可具有不同於0.5伏特設定值的電壓。如上文所討論的，在初始植入或插入傳感器510期間，傳感器510可能會由於受治者調節傳感器以及由在該傳感器中使用的催化劑產生的電化學副產物而產生不精確的讀數。穩定時間是很多傳感器所需要的，以使傳感器510提供受治者的生理參數的精確讀數。在穩定時間中，傳感器510不提供精確的血糖測量值。傳感器的使用者和廠商會期望改善傳感器的穩定時間範圍，以便在傳感器插入受治者的體內或受治者的皮下層之後就可快速使用所述傳感器。在先前的傳感器電極系統中，穩定時間或時間範圍是一個小時至三個小時。為了縮短穩定時間或時間範圍並且提高傳感器精確性的及時性，傳感器(或傳感器的電極)可經受多個脈衝，而非施加一次脈衝，隨後施加另一電壓。圖6A舉例說明了根據本發明實施方式的在穩定時間範圍期間施加多個脈衝以縮短穩定時間範圍的方法。在本發明的實施方式中，電壓施加設備向電極施加第一電壓持續第一時間或第一時間段(600)。在本發明的實施方式中，第一電壓可以是DC恆定電壓。這導致陽極電流產生。在本發明的可選的實施方式中，數字-模擬轉換器或另一電壓來源可向電極施加電壓持續第一時間段。陽極電流意味著朝著施加了電壓的電極驅動電子。在本發明的實施方式中，代替電壓，施加設備可施加電流。在本發明的將電壓施加於傳感器的實施方式中，在向電極施加了所述第一電壓之後，電壓調節器可等待(即，不施加電壓)第二時間、時間範圍或時間段(605)。換言之，電壓施加設備等待直至第二時間段消逝。不施加電壓產生陰極電流，使未施加電壓的電極獲得電子。在向電極施加第一電壓持續第一時間段之後，不施加電壓持續第二時間段，該過程重複數次(610)。這可被稱為陽極和陰極循環。在本發明的實施方式中，穩定方法中總的重複次數為三次，即，施加三次電壓持續第一時間段，每次施加電壓之後不施加電壓持續第二時間段。在本發明的實施方式中，所述第一電壓可以是1.07伏特。在本發明的實施方式中，所述第一電壓可以是0.535伏特。在本發明的實施方式中，所述第一電壓可以是大約0.7伏特。重複施加電壓和不施加電壓使得傳感器(以及電極)經歷陽極-陰極循環。所述陽極-陰極循環使患者身體與傳感器的插入或傳感器的植入發生反應而產生的電化學副產物減少。在本發明的實施方式中，電化學副產物導致背景電流的產生，這導致受治者的生理參數測量值不精確。在本發明的實施方式中，電化學副產物可被消除。在其他操作條件下，電化學副產物可被減少或顯著減少。成功的穩定方法使陽極-陰極循環達到平衡，電化學副產物顯著減少並且背景電流最小化。在本發明的實施方式中，施加於傳感器的電極的第一電壓可以是正電壓。在本發明的實施方式中，所施加的第一電壓可以是負電壓。在本發明的實施方式中，所述第一電壓可施加於工作電極。在本發明的實施方式中，所述第一電壓可施加於對電極或參比電極。在本發明的實施方式中，電壓脈衝的持續時間與不施加電壓的持續時間可以相等，例如，均為三分鐘。在本發明的實施方式中，電壓施加的持續時間或電壓脈衝的持續時間可以是不同的值，例如，第一時間和第二時間可以不同。在本發明的實施方式中，所述第一時間段可以是五分鐘並且等待時間可以是兩分鐘。在本發明的實施方式中，所述第一時間段可以是兩分鐘並且所述等待時間(或第二時間範圍)可以是五分鐘。換言之，施加第一電壓的持續時間段可以是兩分鐘並且不施加電壓持續五分鐘。該時間範圍僅僅意在舉例說明，而不是對本發明的限定。例如，第一時間範圍可以是兩分鐘、三分鐘、五分鐘或十分鐘，並且第二時間範圍可以是五分鐘、十分鐘、二十分鐘，等等。所述時間範圍(例如，第一時間和第二時間)可取決於不同的電極、傳感器和/或患者的生理特徵的獨特特徵。在本發明的實施方式中，可使用比三個脈衝更多或更少的脈衝以穩定葡萄糖傳感器。換言之，重複的次數可大於三次或小於三次。例如，可向電極中的一個施加四個電壓脈衝(例如，沒有電壓之後施加高電壓)或可向電極中的一個施加六個電壓脈衝。舉例而言，1.07伏特的三個連續脈衝(在各自的等候時間之後)對於植入皮下的傳感器而言可能是充足的。在本發明的實施方式中，可使用三個0.7伏特的連續電壓脈衝。對於植入血液或顱液中的傳感器(例如長期傳感器或永久傳感器)而言，三個連續脈衝可具有更高的或更低的電壓值，可以是負電壓或正電壓。此外，可使用多於三個(例如，五個、八個、十二個)的脈衝以在皮下傳感器、血液傳感器或顱液傳感器中的任一個中的陽極電流和陰極電流之間產生陽極-陰極循環。圖6B舉例說明了根據本發明實施方式的穩定傳感器的方法。在圖6B所示的本發明的實施方式中，電壓施加設備可將第一電壓施加於傳感器持續第一時間，以開始傳感器電極處的陽極循環(630)。電壓施加設備可以是DC電源，數字-模擬轉換器或電壓調節器。在第一時間段過去之後，將第二電壓施加於傳感器持續第二時間，以開始傳感器電極處的陰極循環(635)。舉例而言，與不施加電壓不同，如圖6A的方法中所舉例說明的那樣，不同的電壓(不同於第一電壓)在第二時間範圍施加於傳感器。在本發明的實施方式中，施加第一電壓持續第一時間以及施加第二電壓持續第二時間重複數次(640)。在本發明的實施方式中，施加第一電壓持續第一時間和施加第二電壓持續第二時間可分別應用一段穩定的時間範圍，例如，10分鐘、15分鐘或20分鐘，而非重複數次。該穩定的時間範圍是穩定過程的整個時間範圍，例如直至傳感器被穩定(並且由此電極被穩定)。該穩定方法的有益之處在於更快地使傳感器運行，較低的背景電流(換言之，抑制一些背景電流)以及更好的葡萄糖響應。在本發明的實施方式中，第一電壓可以是0.535伏特，施加持續五分鐘，第二電壓可以是1.070伏特，施加持續兩分鐘，0.535伏特的第一電壓可以施加持續五分鐘，1.070伏特的第二電壓可以施加持續兩分鐘，0.535伏特的第一電壓可以施加持續五分鐘，1.070伏特的第二電壓可以施加持續兩分鐘。換言之，在該實施方式中，電壓脈衝方案重複三次。脈衝方法可發生改變，可使第二時間範圍，例如，施加第二電壓的時間範圍，從兩分鐘延長至五分鐘、十分鐘、十五分鐘或二十分鐘。此外，在該實施方式中，重複三次施加之後，可施加0.535伏特的額定工作電壓。1.070和0.535伏特是示例性的電壓值。可基於多種因素選擇其他電壓值。這些因素可包括在傳感器中使用的酶的類型、在傳感器中使用的膜、傳感器的運行時間、脈衝長度、和/或脈衝幅度。在一些運行條件下，第一電壓的範圍可為1.00至1.09伏特，並且第二電壓的範圍可為0.510至0.565伏特。在其他運行實施方式中，囊括所述第一電壓和所述第二電壓的範圍可根據傳感器電極的電壓靈敏度具有較高的範圍，例如，0.3伏特、0.6伏特、0.9伏特。在其他運行條件下，電壓範圍可以是0.8伏特至1.34伏特，並且其他電壓範圍可以是0.335至0.735。在其他運行條件下，較高電壓的範圍可以比較低電壓的範圍更窄。舉例而言，較高的電壓的範圍可以是0.9伏特至1.09伏特，而較低的電壓的範圍可以是0.235伏特至0.835伏特。在本發明的實施方式中，第一電壓和第二電壓可以是正電壓，可選地，在本發明的其他實施方式中它們可以是負電壓。在本發明的實施方式中，所述第一電壓可以是正電壓，而所述第二電壓可以是負電壓，可選地，所述第一電壓可以是負電壓，而所述第二電壓可以是正電壓。所述第一電壓可以在每次重複時具有不同的電壓電平。在本發明的實施方式中，所述第一電壓可以是D.C.恆定電壓。在本發明的其他實施方式中，所述第一電壓可以是斜坡電源、正弦波形電壓、步進電壓或其他常用電壓波形。在本發明的實施方式中，所述第二電壓可以是D.C.恆定電壓、斜坡電壓、正弦波形電壓、步進電壓或其他常用電壓波形。在本發明的實施方式中，所述第一電壓或所述第二電壓可為疊加於DC波形的AC信號。在本發明的實施方式中，所述第一電壓可以是一種類型的電壓，例如斜坡電壓，且所述第二電壓可以是另一類型的電壓，例如正弦波形電壓。在本發明的實施方式中，所述第一電壓(或所述第二電壓)可以在每次重複時具有不同的波形。例如，如果在穩定方法中具有三次循環，那麼在第一循環中，所述第一電壓可以是斜坡電壓，在第二循環中，所述第一電壓可以是恆定電壓，並且，在第三循環中，所述第一電壓可以是正弦波電壓。在本發明的實施方式中，第一時間範圍的持續時間和第二時間範圍的持續時間可以具有相同的值，可選地，第一時間範圍的持續時間值和第二時間範圍的持續時間值可以是不同的。例如，第一時間範圍的持續時間可以是兩分鐘，而第二時間範圍的持續時間可以是五分鐘，並且重複次數可以是三次。如上所討論的，穩定方法可包括多次重複。在本發明的實施方式中，在穩定方法的不同重複過程中，各個重複過程中的第一時間範圍的持續時間可發生改變且各個重複過程中的第二時間範圍的持續時間可發生改變。舉例而言，在陽極-陰極循環的第一重複過程中，第一時間範圍可以是兩分鐘且第二時間範圍可以是五分鐘。在第二重複過程中，第一時間範圍可以是一分鐘且第二時間範圍可以是三分鐘。在第三重複過程中，第一時間範圍可以是三分鐘且第二時間範圍可以是十分鐘。在本發明的實施方式中，將0.535伏特的第一電壓施加於傳感器的電極持續兩分鐘以開始陽極循環，隨後將1.07伏特的第二電壓施加於電極持續五分鐘以開始陰極循環。然後，再次施加0.535伏特的第一電壓持續兩分鐘以開始陽極循環且1.07伏特的第二電壓施加於傳感器持續五分鐘。在第三次重複過程中，施加0.535伏特兩分鐘以開始陽極循環，隨後施加1.07伏特持續五分鐘。然後，在傳感器的實際工作時間範圍內，例如，在傳感器提供受治者的生理特徵讀數時，向傳感器施加0.535伏特的電壓。更短持續時間的電壓脈衝可用於圖6A和圖6B的實施方式中。更短持續時間的電壓脈衝可用於施加第一電壓，第二電壓或這兩者。在本發明的實施方式中，用於第一電壓的更短持續時間的電壓脈衝的幅度是-1.07伏特，並且用於第二電壓的更短持續時間的電壓脈衝的幅度是高幅度的大約一半，例如，-0.535伏特。可選地，用於第一電壓的更短持續時間的脈衝的幅度可以是0.535伏特，並且用於第二電壓的更短持續時間的脈衝的幅度可以是1.07伏特。在本發明的使用短脈衝的實施方式中，可不在整個第一時間段內連續施加電壓。相反，電壓施加設備可在第一時間段內傳輸多個短脈衝。換言之，在第一時間段內，多個小寬度或短電壓脈衝可施加於傳感器電極。每個小寬度或短脈衝的寬度可以是幾個毫秒。舉例而言，該脈衝寬度可以是30毫秒、50毫秒、70毫秒或200毫秒。這些值意在舉例說明而非限定本發明。在本發明的實施方式中，例如圖6A舉例說明的實施方式中，這些短脈衝施加於傳感器(電極)持續第一時間段，然後不施加電壓持續第二時間段。在本發明的實施方式中，在第一時間段內，每個短脈衝可具有相同的持續時間。例如，每個短電壓脈衝可具有50毫秒的時間寬度並且各脈衝彼此之間的脈衝延遲可以是950毫秒。在該實施例中，如果第一時間範圍的測量時間是兩分鐘，那麼可將120個短電壓脈衝施加於傳感器。在本發明的實施方式中，每個短電壓脈衝可具有不同的持續時間。在本發明的實施方式中，每個短電壓脈衝可具有相同的振幅度。在本發明的實施方式中，每個短電壓脈衝可具有不同的振幅度。通過使用短電壓脈衝，而非連續向傳感器施加電壓，可產生相同的陽極和陰極循環並且傳感器(例如電極)隨時間變化消耗較少的總能量或電荷。相對於向電極施加連續電壓，短電壓脈衝的應用採用了較少的電力，因為較少的能量施加到傳感器(並且由此電極)中。圖6C舉例說明了根據本發明實施方式在穩定傳感器過程中反饋信息的利用。傳感器系統可包括反饋機制以確定是否需要額外的脈衝以穩定傳感器。在本發明的實施方式中，可以分析由電極(例如工作電極)產生的傳感器信號以確定傳感器信號是否穩定。第一電壓施加於電極持續第一時間範圍以開始陽極循環(630)。第二電壓施加於電極持續第二時間範圍以開始陰極循環(635)。在本發明的實施方式中，分析模塊可以分析傳感器信號(例如，由傳感器信號發出的電流、在傳感器的特定點的電阻、在傳感器的特定節點的阻抗)並確定是否已經到達閾值測量值(例如，通過與閾值測量值比較來確定傳感器是否正在提供精確的讀數)(637)。如果傳感器讀數被確定是精確的，這表示電極是穩定的(並且由此傳感器是穩定的)(642)，可不施加額外的第一電壓和/或第二電壓。在本發明的實施方式中，如果沒有達到穩定，那麼，通過將第一電壓施加於電極持續第一時間段(630)隨後將第二電壓施加於電極持續第二時間段(635)，開始額外的陽極/陰極循環。在本發明的實施方式中，可在向傳感器的電極施加三次第一電壓和第二電壓的陽極/陰極循環之後使用所述分析模塊。在本發明的實施方式中，如圖6C舉例說明的那樣，可在施加一次第一電壓和第二電壓之後使用所述分析模塊。在本發明的實施方式中，分析模塊可用於測量在電流已經流過電極或流過兩個電極之後產生的電壓。分析模塊可監控電極處的電壓電平或接收電平處的電壓電平。在本發明的實施方式中，如果電壓電平高於某一閾值，這可意味著傳感器是穩定的。在本發明的實施方式中，如果電壓電平降到閾值電平之下，這可說明傳感器是穩定的並且準備提供讀數。在本發明的實施方式中，電流可導入至電極或流過兩個電極。所述分析模塊可監控電極發送的電流電平。在本發明的這一實施方式中，如果所述電流與傳感器信號電流相差一個數量級，分析模塊能夠監控電流。如果電流高於或低於電流閾值，那麼這可表明傳感器是穩定的。在本發明的實施方式中，分析模塊可測量傳感器的兩個電極之間的阻抗。分析模塊可將阻抗與閾值阻抗值或目標阻抗值進行比較，並且，如果所測得的阻抗低於目標阻抗或閾值阻抗，那麼傳感器可以是穩定的(並且由此傳感器信號是穩定的)。在本發明的實施方式中，分析物模塊可測量傳感器兩個電極之間的電阻。在本發明的這一實施方式中，如果分析模塊將電阻與閾值電阻值或目標電阻值進行比較，並且，測得的電阻值小於閾值電阻值或目標電阻值，那麼分析模塊可確定傳感器是穩定的並且傳感器信號可用。圖7舉例說明了根據本發明的實施方式的穩定傳感器的作用。線705表示在使用先前的單脈衝穩定方法的情況下葡萄糖傳感器的血糖傳感器讀數。線710表示在施加三次電壓脈衝(例如，三次電壓脈衝持續兩分鐘，並且在每次施加電壓脈衝之後不施加電壓持續5分鐘)的情況下葡萄糖傳感器的血糖讀數。x軸715表示時間量。點720、725、730和735表示使用手指穿刺的方法所測得的葡萄糖讀數，並且隨後輸入至血糖儀。如圖所示，先前單脈衝穩定方法花費大約1小時30分鐘以穩定至期望的葡萄糖讀數，例如100單位。與之不同的是，三次脈衝穩定方法僅僅花費大約15分鐘以穩定葡萄糖傳感器並且產生顯著改善的穩定時間範圍。圖8A舉例說明了根據本發明的實施方式的傳感電子設備和傳感器的框圖，該傳感電子設備包含了電壓產生設備。電壓產生或施加設備810包括產生電壓脈衝的電子元件、邏輯或電路。傳感電子設備360還可包括接收參比值和其他有用數據的輸入設備820。在本發明的實施方式中，傳感電子設備可包括存儲傳感器測量值的測量存儲器830。在本發明的這一實施方式中，電源380可將電力提供給傳感電子設備。電源380可將電力供給於調節器385，該調節器將調節過的電壓提供給電壓產生或施加設備810。本發明的舉例說明的實施方式中，連接端子811表示將傳感器355與傳感電子設備360耦合或連接的連接端子。在圖8A所示的本發明的實施方式中，電壓產生或施加設備810將電壓(例如，第一電壓或第二電壓)提供至運算放大器840的輸入端。電壓產生或施加設備810還可將電壓提供給傳感器355的工作電極375。運算放大器840的另一輸入端與傳感器的參比電極370連接。由電壓產生或施加設備810將電壓施加於運算放大器840驅使在對電極365處測得的電壓接近或等於施加於工作電極375處的電壓。在本發明的實施方式中，電壓產生或施加設備810可用於將期望的電壓施加於對電極和工作電極之間。這可通過將固定電壓直接施加於對電極而發生。在圖6A和圖6B所示的本發明的實施方式中，電壓產生設備810產生待在第一時間範圍中施加於傳感器的第一電壓。電壓產生設備810將該第一電壓發送至運算放大器840，該運算放大器840驅使傳感器355的對電極365處的電壓達到所述第一電壓。在本發明的實施方式中，電壓產生設備810還可將第一電壓直接傳輸至傳感器355的對電極365。在圖6A所示的本發明的實施方式中，電壓產生設備810隨後不會將第一電壓傳輸至傳感器355持續第二時間範圍。換言之，電壓產生設備810關閉或切斷。電壓產生設備810可被編程成為在施加第一電壓和不施加電壓之間連續循環重複數次或連續循環持續穩定的時間範圍(例如，持續二十分鐘)。圖8B舉例說明了實施本發明這一實施方式的電壓產生設備。電壓調節器385將調節過的電壓傳輸至電壓產生設備810。控制電路860控制開關850的閉合和打開。如果開關850閉合，那麼施加電壓。如果開關850打開，那麼不施加電壓。計時器865向控制電路860提供信號以指示控制電路860接通或斷開開關850。控制電路860包括可指示所述電路打開和閉合開關850多次(以匹配所需的重複次數)的邏輯。在本發明的實施方式中，計時器865還可發送穩定信號以識別穩定序列結束，即，穩定時間範圍已過去。在本發明的實施方式中，電壓產生設備產生持續第一時間範圍的第一電壓並且產生持續第二時間範圍的第二電壓。圖8C舉例說明電壓產生設備產生兩個電壓值以實施本發明實施方式。在本發明的實施方式中，使用雙位開關870。舉例而言，如果第一開關位置871通過計時器865命令控制電路860而接通或閉合，那麼電壓產生設備810產生第一電壓持續第一時間範圍。在施加第一電壓持續第一時間範圍之後，計時器將表示第一時間範圍已過去的信號發送至控制電路860，並且，控制電路860指示開關870移動至第二位置872。當開關870位於第二位置872時，調節過的電壓進入電壓降壓或降壓轉換器880，從而使調節過的電壓降低至更低值。所述更低值隨後被遞送至運算放大器840持續第二時間範圍。在計時器865將所述第二時間範圍已過去的信號發送至控制電路860之後，控制電路860將開關870移回至第一位置。這繼續進行直至完成期望的重複次數或穩定時間範圍已過去。在本發明的實施方式中，在傳感器穩定時間範圍已過去之後，傳感器將傳感器信號350發送至信號處理器390。圖8D舉例說明用於更加複雜地向傳感器施加電壓的電壓施加設備810。電壓施加設備810可包括控制設備860、開關890、正弦波電壓產生設備891、斜坡電壓產生設備892和恆定電壓產生設備893。在本發明其他實施方式中，電壓施加設備可產生DC信號基礎上的AC波或其他各種不同的電壓脈衝波形。在圖8D所示的本發明的實施方式中，控制設備860可使開關移動至三個電壓產生系統891(正弦波)、892(斜坡)、893(恆定DC)中的一個。這使得電壓產生系統中的每一個產生被識別的電壓波形。在一些運行條件下，例如，在將施加正弦波脈衝用於三個脈衝的條件下，控制設備860可使開關890將來自電壓調節器385的電壓與正弦波電壓產生器891接通，從而使電壓施加設備810產生正弦波電壓。在其他運行條件下，例如，當斜坡電壓施加於傳感器作為三個脈衝中的第一脈衝的第一電壓，正弦波電壓施加於傳感器作為三個脈衝的第二脈衝的第一電壓，以及恆定DC電壓施加於傳感器作為三個脈衝的第三脈衝的第一電壓時，控制設備860可在陽極/陰極循環中的第一時間範圍期間使開關890在將來自電壓產生或施加設備810的電壓與斜坡電壓產生系統892接通，隨後與正弦波電壓產生系統891接通，和隨後與恆定DC電壓產生系統893接通之間移動。在本發明的這一實施方式中，控制設備860還可在第二時間範圍內(例如在施加第二電壓期間)指示或控制開關將電壓產生子系統中的某一個與來自調節器385的電壓接通。圖9A舉例說明了根據本發明實施方式的包括用於產生電壓脈衝的微控制器的傳感電子設備。先進的傳感電子設備可包括微控制器410(參見圖4)、數字-模擬轉換器(DAC)420、運算放大器840以及傳感器信號測量電路431。在本發明的實施方式中，傳感器信號測量電路可以是電流-頻率(I/F)轉換器430。在圖9A所示的本發明的實施方式中，微控制器410中的軟體或可編程邏輯提供指令以發送信號至DAC420，進而指示DAC420將特定電壓輸出至運算放大器840。如圖9A中的線911所示，還可指示微控制器410以將特定電壓輸出至工作電極375。如上文所討論的，將特定電壓施加於運算放大器840和工作電極375可驅使在對電極處測得的電壓達到特定電壓幅度。換言之，微控制器410輸出表示待施加至傳感器355(例如，與傳感器355連接的運送放大器840)的電壓或電壓波形的信號。在本發明的可選的實施方式中，可通過將直接來自DAC420的電壓施加於參比電極和工作電極375之間而設定固定電壓。類似的結果還可通過下述方式得到：將電壓施加於各個電極，並且各個電極的電壓之間的差等於參比電極和工作電極之間施加的固定電壓。此外，固定電壓可通過將電壓施加於參比電極和對電極之間而設定。在一些運行條件下，微控制器410可產生特定幅度的脈衝，DAC420理解所述特定幅度的脈衝表示將特定幅度的電壓施加於傳感器。在第一時間範圍之後，微控制器410(經由程序或可編程邏輯)輸出第二信號，該第二信號指示DAC420不輸出電壓(對於根據圖6A所述的方法運行的傳感電子設備360而言)或輸出第二電壓(對於根據圖6B所述的方法運行的傳感電子設備360而言)。微控制器410在第二時間範圍已過去之後重複下述循環：發送表示待施加的第一電壓(持續第一時間範圍)的信號並且隨後發送指示不施加電壓或施加第二電壓(持續第二時間範圍)的信號。在其他運行條件下，微控制器410可產生發送至DAC420的指示DAC輸出斜坡電壓的信號。在其他運行情況下，微控制器410可產生發送至DAC420的指示DAC420輸出模擬正弦波電壓的電壓的信號。這些信號可被併入本申請前述段落或早期所討論的任何脈衝調製方法中。在本發明的實施方式中，微控制器410可產生一系列指令和/或脈衝，DAC420接收所述指令和/或脈衝並且理解所述指令和/或脈衝表示待施加某脈衝序列。例如，微控制器410可發送一系列指令(通過信號和/或脈衝)，指示DAC420產生用於第一時間範圍的第一次重複的恆定電壓，產生用於第二時間範圍的第一次重複的斜坡電壓，產生用於第一時間範圍的第二次重複的正弦波電壓以及產生用於第二時間範圍的第二次重複的具有兩個值的方波。微控制器410可包括可編程邏輯或程序以繼續該循環持續穩定的時間範圍或重複數次。舉例而言，微控制器410可包括計數邏輯以識別第一時間範圍或第二時間範圍何時過去。此外，微控制器410可包括計數邏輯以識別穩定時間已過去。在任何前述時間範圍均已過去的情況下，計數邏輯可指示微控制器發送新信號或停止向DAC420發送信號。微控制器410的使用允許多種電壓幅度以多種順序進行施加並持續多個持續時間。在本發明的實施方式中，微控制器410可包括控制邏輯或程序以指示數字-模擬轉換器420發送幅度為約1.0伏特的電壓脈衝持續1分鐘的第一時間段，隨後傳輸幅度為約0.5伏特的電壓脈衝持續4分鐘的第二時間段，並且重複該循環四次。在本發明的實施方式中，微控制器420可被編程以發送信號使DAC420在每次重複中對於各第一電壓施加相同幅度的電壓脈衝。在本發明的實施方式中，微控制器410可被編程以發送信號使DAC在每次重複中對各第一電壓施加不同幅度的電壓脈衝。在本發明的這一實施方式中，微控制器410還可被編程以發送信號使DAC420在每次重複中對各第二電壓施加不同幅度的電壓脈衝。舉例而言，微控制器410可被編程以發送信號使DAC420在第一次重複中施加大約1.0伏特的第一電壓脈衝，在第一次重複中施加大約0.5伏特的第二電壓脈衝，在第二次重複中施加0.7伏特的第一電壓和0.4伏特的第二電壓，以及第三次重複中施加1.2伏特的第一電壓和0.8伏特的第二電壓。微控制器410還可被編程以指示DAC420提供多個短電壓脈衝持續第一時間範圍。在本發明的這一實施方式中，不同於在整個第一時間範圍內(例如兩分鐘)施加一個電壓，多個較短脈衝可施加於傳感器。在該實施方式中，微控制器410還可被編程以指示DAC420向傳感器提供多個短電壓脈衝持續第二時間範圍。舉例而言，微控制器410可發送信號以使DAC施加多個短電壓脈衝，其中，短的持續時間是50毫秒或100毫秒。在這些短脈衝之間，DAC可不施加電壓或DAC可施加最低電壓。微控制器可使DAC420施加短電壓脈衝持續第一時間範圍，例如，兩分鐘。微控制器410可隨後發送信號以使DAC不施加任何電壓或以第二電壓的幅度向傳感器施加短電壓脈衝持續第二時間範圍，例如，第二電壓可以是0.75伏特並且第二時間範圍可以是五分鐘。在本發明的實施方式中，微控制器410可發送信號至DAC420以使DAC420在第一時間範圍和/或第二時間範圍內對於各短脈衝應用不同幅度的電壓。在本發明的這一實施方式中，微控制器410可發送信號至DAC420以使DAC420對於所述短電壓脈衝使用一種起伏圖形的電壓幅度並持續第一時間範圍或第二時間範圍。例如，微控制器可發送指示DAC420在第一時間範圍內向傳感器施加三十個20毫秒脈衝的信號或脈衝。三十個20毫秒脈衝中的每一個可具有相同的幅度或具有不同的幅度。在本發明的這一實施方式中，微控制器410可指示DAC420在第二時間範圍內施加短脈衝或可指示DAC420在第二時間範圍內施加另一電壓波形。雖然圖6至圖8公開的內容公開了電壓的施加，但是，電流也可施加於傳感器以啟動穩定程序。舉例而言，在圖6B所示的本發明的實施方式中，可在第一時間範圍內施加第一電流以啟動陽極或陰極響應，並且可在第二時間範圍內施加第二電流以啟動相對的陽極或陰極響應。第一電流和第二電流的施加可連續多次重複或可持續一段穩定時間範圍。在本發明的實施方式中，可在第一時間範圍內施加第一電流並且可在第二時間範圍內施加第一電壓。換言之，陽極或陰極循環中的一個可通過施加於傳感器的電流來觸發並且陽極或陰極循環中的另一個可通過施加於傳感器的電壓來觸發。如上所述，施加的電流可以是恆定電流、斜坡電流、步進脈衝電流或正弦波電流。在一些運行情況下，在第一時間範圍內施加電流作為短脈衝序列。根據本發明實施方式，圖9B舉例說明了在穩定時間段中對反饋信息使用分析模塊進行處理的傳感器和傳感電子元件。圖9B將分析模塊950引入至傳感電子設備360。分析模塊950使用來自傳感器的反饋信息以確定傳感器是否穩定。在本發明的實施方式中，微控制器410可包括控制DAC420以使DAC420將電壓或電流施加於傳感器355的一部分的指令或命令。圖9B舉例說明了電壓或電流可施加於參比電極370和工作電極375之間。然而，電壓或電流可施加於電極之間或直接施加於電極中的一個，並且本發明並不限於圖9B舉例說明的實施方式。通過虛線955示出了電壓或電流的施加。分析模塊950可測量傳感器355中的電壓、電流、電阻或阻抗。圖9B舉例說明了測量發生在工作電極375處，但是這並不應當限定本發明，因為本發明的其他實施方式可測量傳感器的電極之間或者可直接測量參比電極370或對電極365處的電壓、電流、電阻或阻抗。分析模塊950可接收測得的電壓、電流、電阻或阻抗並且可將測量值與存儲值(例如閾值)進行比較。虛線956表示分析模塊950讀取或獲取電壓、電流、電阻或阻抗的測量值。在一些運行條件下，如果測得的電壓、電流、電阻或阻抗高於閾值，那麼傳感器是穩定的，並且傳感器信號提供患者的生理條件的精確讀數。在其他運行條件下，如果測得的電壓、電流、電阻或阻抗低於閾值，傳感器是穩定的。在其他運行條件下，分析模塊950可驗證測得的電壓、電流、電阻或阻抗在特定時間範圍內(例如一分鐘或兩分鐘內)是穩定的。這可表示傳感器355是穩定的並且傳感器信號正在傳輸受治者的生理參數(例如，血糖水平)的精確測量值。在分析模塊950已確定了傳感器是穩定的並且傳感器信號提供精確的測量值之後，分析模塊950可將信號(例如傳感器穩定信號)傳輸至微控制器410，表明傳感器是穩定的並且微控制器410可開始使用或接收來自傳感器355的信號。這由虛線957表示。根據本發明實施方式，圖10舉例說明了包括水合電子元件的傳感器系統的框圖。傳感器系統包括連接器1010、傳感器1012以及監測器或傳感電子設備1025。傳感器1012包括電極1020和連接部分1024。在本發明的實施方式中，傳感器1012可通過連接器1010和線纜與傳感電子設備1025連接。在本發明的其他實施方式中，傳感器1012可直接與傳感電子設備1025連接。在本發明的其他實施方式中，傳感器1012可併入與傳感電子設備1025相同的物理設備。監測器或傳感電子設備1025可包括電源1030、調節器1035、信號處理器1040、測量處理器1045以及處理器1050。監測器或傳感電子設備1025還可包括水合檢測電路1060。水合檢測電路1060與傳感器1012連接以確定傳感器1012的電極1020是否充分水合。如果電極1020沒有被充分水合，那麼電極1020不提供精確的葡萄糖讀數，因此，獲知電極1020何時被充分水合是非常重要的。一旦電極1020被充分水合，那麼可獲得精確的葡萄糖讀數。在圖10所示的本發明的實施方式中，水合檢測電路1060可包括延遲或計時器模塊1065以及連接檢測模塊1070。在使用短期傳感器或皮下傳感器的本發明的實施方式中，在傳感器1012已插入皮下組織之後，傳感電子設備或監測器1025與傳感器1012連接。連接檢測模塊1070識別傳感電子設備1025已連接至傳感器1012並且發送信號至計時器模塊1065。這在圖10中通過箭頭1084表示，箭頭1084表示檢測器1083檢測連接並向連接檢測模塊1070發送表示傳感器1012與傳感電子設備1025已連接的信號。在使用可植入或長期傳感器的本發明的實施方式中，連接檢測模塊1070識別可植入傳感器已插入體內。計時器模塊1065接收連接信號並且等待設定的或確定的水合時間。舉例而言，水合時間可以是兩分鐘，五分鐘，十分鐘或二十分鐘。這些實施例意在舉例說明而非限定本發明。時間範圍不一定是一組分鐘數，可包括任意的秒數。在本發明的實施方式中，在計時器模塊1065已等待了設定的水合時間之後，計時器模塊1065可通過發送水合信號通知處理器1050：傳感器1012已水合，這通過線1086表示。在本發明的這一實施方式中，處理器1050可接收水合信號並且只在接收到水合信號之後開始使用傳感器信號(例如傳感器測量值)。在本發明的另一實施方式中，水合檢測電路1060可連接在傳感器(傳感器電極1020)和信號處理器1040之間。在本發明的這一實施方式中，水合檢測電路1060可防止傳感器信號被發送至信號處理器1040，直至計時器模塊1065通知水合檢測電路1060設定的水合時間已過去。這由附圖標記1080和1081標記的虛線表示。舉例而言，計時器模塊1065可將連接信號發送至開關(或電晶體)以接通開關並讓傳感器信號傳輸至信號處理器1040。在本發明可選的實施方式中，在水合檢測電路1060中，計時器模塊1065可在水合時間過去之後發送連接信號以接通開關1088(或閉合開關1088)，從而使來自調節器1035的電壓施加於傳感器1012。換言之，在本發明實施方式中，在水合時間過去之前，來自調節器1035的電壓可不施加於傳感器1012。圖11舉例說明包括幫助確定水合時間的機械開關的本發明的實施方式。在本發明的實施方式中，單個外殼可包括傳感器組件1120和傳感電子設備1125。在本發明的實施方式中，傳感器組件1120可以位於一個外殼內並且傳感電子設備1125可以位於另外的外殼內，但傳感器組件1120和傳感電子設備1125可連接在一起。在本發明的這一實施方式中，連接檢測機構1160可以是機械開關。所述機械開關可檢測傳感器1120物理連接至傳感電子設備1125。在本發明的實施方式中，計時器電路1135還可在機械開關1160檢測到傳感器1120連接至傳感電子設備1125時被激活。換言之，機械開關可閉合併且信號可被傳輸至計時器電路1135。一旦水合時間已過去，計時器電路1135發送信號至開關1140以使調節器1035將電壓施加於傳感器1120。換言之，在水合時間過去之前，不施加電壓。在本發明的實施方式中，一旦水合時間過去，電流可替代電壓被施加於傳感器。在本發明的可選的實施方式中，當機械開關1160識別出傳感器1120已物理連接至傳感電子設備1125時，初期可將電力施加於傳感器1120。發送至傳感器1120的電力導致從傳感器1120的工作電極輸出傳感器信號。傳感器信號可被測量並發送至處理器1175。處理器1175可包括計數器輸入。在一些運行條件下，在從傳感器信號被輸入至處理器1175的時間開始的設定的水合時間已過去之後，處理器1175可開始處理傳感器信號，作為受治者體內葡萄糖的精確測量值。換言之，處理器1170已接收了來自恆電位電路1170的傳感器信號持續一段時間，但是沒有處理該信號，直至接收到來自處理器的計數器輸入的指令，識別出水合時間已過去。在本發明的實施方式中，恆電位電路1170可包括電流-頻率轉換器1180。在本發明的這一實施方式中，電流-頻率轉換器1180可接收傳感器信號作為電流值，並且可將電流值轉換為頻率值，這對於處理器1175而言更加易於處理。在本發明的實施方式中，當傳感器1120與傳感電子設備1125斷開連接時，機械開關1160還可通知處理器1175。這在圖11中由虛線1176表示。這可以使處理器1170停掉或降低傳感電子設備1125的幾個組件、晶片和/或電路的電力。如果傳感器1120沒有連接，並且，如果傳感電子設備1125的組件或電路處於接通狀態，那麼電池或電源可能被耗盡。因此，如果機械開關1160檢測到傳感器1120已與傳感電子設備1125斷開，那麼機械開關可向處理器1175指出該情況，處理器1175可停掉或降低傳感電子設備1125的電路、晶片或組件中的一個或多個的電力。圖12舉例說明了根據本發明實施方式的檢測水合的電學方法。在本發明的實施方式中，可使用電子檢測機構檢測傳感器連接。在本發明的這一實施方式中，水合檢測電子元件1250可包括AC源1255和檢測電路1260。水合檢測電子元件1250可位於傳感電子設備1225中。傳感器1220可包括對電極1221、參比電極1222、以及工作電極1223。如圖12所示，AC源1255與電壓設定設備1275、參比電極1222和檢測電路1260連接。在本發明的這一實施方式中，來自AC源的AC信號被施加於參比電極連接，如圖12中的虛線1291所示。在本發明的實施方式中，AC信號通過阻抗與傳感器1220耦合併且如果傳感器1220連接至傳感電子設備1225，那麼耦合信號顯著減弱。因此，檢測電路1260的輸入端出現低電平的AC信號。這也被稱為高衰減信號或具有高衰減電平的信號。在一些運行條件下，AC信號的電壓電平可以是V施加*(C耦合)/(C耦合+C傳感器)。如果檢測電路1260檢測到高電平AC信號(低衰減信號)存在於檢測電路1260的輸入端，那麼不向微控制器410發送中斷信號，因為傳感器1220還沒有充分水合或激活。例如，檢測電路1260的輸入端可以是比較器。如果傳感器1220充分水合(或潤溼)，在對電極和參比電極之間形成有效電容(例如，圖12中的電容Cr-c)，並且在參比電極和工作電極之間形成有效電容(例如，圖12中的電容Cw-r)。換言之，有效電容是指在兩個節點之間形成的電容，並不表示在電路中兩個電極之間放置實際電容器。在本發明的實施方式中，來自AC源1255的AC信號被電容Cr-c和Cw-r充分衰減，並且檢測電路1260檢測到來自AC源1255的低電平或高衰減AC信號在檢測電路1260的輸入端的存在。本發明的這一實施方式是至關重要的，因為傳感器1120和傳感電子設備1125之間的已有連接的使用降低了傳感器的連接數量。換言之，圖11公開的機械開關需要開關和傳感器1120和傳感電子設備1125之間的相關連接。消除機械開關是有利的，因為傳感器1120在尺寸上持續縮小並且組件的消除有助於實現該尺寸減少。在本發明的可選的實施方式中，AC信號可施加於不同的電極(例如，對電極或工作電極)並且本發明可以類似的方式運行。如上所述，在檢測電路1260已檢測到低電平AC信號存在於檢測電路1260的輸入端之後，檢測電路1260可稍後檢測到高電平、低衰減的AC信號存在於輸入端。這表示傳感器1220已與傳感電子設備1225分離或者傳感器沒有適當地運行。如果傳感器已與傳感電子設備1225分離，那麼AC源可以幾乎沒有衰減或低衰減地與檢測電路1260的輸入耦合。如上所述，檢測電路1260可產生發送至微控制器的中斷信號。該中斷信號可被微控制器接收並且微控制器可降低或除去傳感電子設備1225中的組件或電路中的一個或多個的電力。這可被稱為第二中斷信號。而且，這有助於降低傳感電子設備1225的電力消耗，尤其是當傳感器1220未與傳感電子設備1225連接時。在圖12所示本發明的可選實施方式中，AC信號可施加於參比電極1222，如附圖標記1291所示，並且阻抗測量設備1277可測量傳感器1220中的某個區域的阻抗。舉例而言，所述區域可以是參比電極與工作電極之間的區域，如圖12中的虛線1292所示。在一些運行條件下，如果測得的阻抗已降低至低於阻抗閾值或其他設定標準，那麼阻抗測量設備1277可向檢測電路1260發送信號。這表示傳感器充分水合。在其他運行條件下，一旦阻抗高於阻抗閾值，阻抗測量設備1277可向檢測電路1260發送信號。檢測電路1260隨後將中斷信號發送至微控制器410。在本發明的另一實施方式中，阻抗測量設備1277可直接向微控制器發送中斷信號或其他信號。在本發明的可選的實施方式中，AC源1255可被DC源代替。如果使用DC源，那麼可使用電阻測量元件代替阻抗測量元件1277。在本發明的使用電阻測量元件的實施方式中，一旦電阻降低至低於電阻閾值或設定標準，那麼電阻測量元件可向檢測電路1260發送信號(由虛線1293表示)或向微控制器直接發送信號，指示傳感器充分水合併且電力可施加於傳感器。在圖12所示的本發明的實施方式中，如果檢測電路1260檢測到來自AC源的低電平或高衰減AC信號，那麼向微控制器410產生中斷信號。該中斷信號表示傳感器充分水合。在本發明的這種實施方式中，響應中斷信號，微控制器410產生被傳輸至數字-模擬轉換器420的信號以指示或使數字-模擬轉換器420將電壓或電流施加於傳感器1220。上述圖6A、圖6B或圖6C或描述脈衝施加的相關文本所述的任何不同的脈衝或短脈衝序列可施加至傳感器1220。舉例而言，來自DAC420的電壓可施加於運算放大器1275，該運算放大器1275的輸出施加於傳感器1220的對電極1221。這使得傳感器(例如，傳感器的工作電極1223)產生傳感器信號。因為傳感器充分水合，如中斷信號識別的那樣，在工作電極1223處產生的傳感器信號是精確測量的葡萄糖。傳感器信號由傳感器信號測量設備431測量並且傳感器信號測量設備431將傳感器信號傳輸至微控制器410，其中，受治者的生理情況參數被測量。中斷信號的產生表示傳感器充分水合併且傳感器1220正在提供精確的葡萄糖測量值。在本發明的這一實施方式中，水合時間可取決於傳感器類型和/或生產商以及傳感器對插入或植入受治者體內的反應。舉例而言，一個傳感器1220可具有五分鐘的水合時間並且一個傳感器1220可具有一分鐘、兩分鐘、三分鐘、六分鐘或20分鐘的水合時間。而且，任何時間量可以是傳感器的可接受的水合時間量，但是較小的時間量是優選的。如果傳感器1220已經被連接，但是沒有充分水合或潤溼，那麼有效電容Cr-c和Cw-c可能不會使來自AC源1255的AC信號衰減。傳感器1120中的電極在插入之前是乾燥的，並且因為電極是乾燥的，所以在兩個電極之間不存在良好的電路徑(或導電路徑)。因此，高電平AC信號或低衰減AC信號仍然可被檢測電路1260檢測到並且不會產生中斷信號。一旦傳感器被插入，那麼電極就被浸泡在導電體液中。這產生具有較低DC電阻的漏電路徑。而且，在金屬/流體界面處形成邊界層電容器。換言之，相當大的電容形成於金屬/流體界面之間並且這個大的電容看起來像兩個串聯於傳感器電極之間的電容器。這可被稱為有效電容。在實踐中，測量電極上的電解液的導電率。在本發明的一些實施方式中，葡萄糖限制膜(GLM)也例證了阻斷電效率的阻抗。非水合的GLM產生高阻抗，而高水分的GLM產生低阻抗。對於精確的傳感器測量而言低阻抗是期望的。圖13A舉例說明了根據本發明實施方式的一種使傳感器水合的方法。在本發明的實施方式中，所述傳感器可物理連接於傳感電子設備(1310)。在連接之後，計時器或計數器啟動以計算水合時間(1320)。在水合時間過去之後，可將信號傳輸至傳感電子設備中的子系統以開始向傳感器施加電壓(1330)。如上所討論的，在本發明的實施方式中，微控制器可接收所述信號並且指示DAC將電壓施加於傳感器，或者在本發明的另一實施方式中，開關可接收所述信號，該信號使調節器將電壓施加於傳感器。水合時間可以是五分鐘、兩分鐘、十分鐘並且可隨受治者還有傳感器的類型的改變而發生改變。在本發明可選的實施方式中，在將傳感器與傳感電子設備連接之後，AC信號(例如低電壓AC信號)可施加於傳感器，例如，傳感器的參比電極(1340)。因為傳感器與傳感電子設備的連接允許將AC信號施加於傳感器，所以可施加AC信號。在施加AC信號之後，被施加了電壓的傳感器的電極和另外兩個電極之間形成有效電容(1350)。檢測電路確定檢測電路輸入存在的AC信號的電平(1360)。如果在檢測電路的輸入存在低電平的AC信號(或高衰減的AC信號)，那麼由於有效電容在電極之間形成良好的導電路徑以及引起的AC信號衰減，通過檢測電路產生中斷信號並將該中斷信號發送至微控制器(1370)。微控制器接收檢測電路產生的中斷信號並且向數字-模擬轉換器發送信號，指示或使得數字-模擬轉換器將電壓施加於傳感器的電極(例如對電極)(1380)。將電壓施加於傳感器的電極導致傳感器產生或生成傳感器信號(1390)。傳感器信號測量設備431測量所產生的傳感器信號並且將傳感器信號傳輸至微控制器。微控制器接收來自與工作電極連接的傳感器信號測量設備的傳感器信號，並且處理傳感器信號以提取受治者或患者的生理特徵的測量值(1395)。圖13B舉例說明了根據本發明實施方式的用於驗證傳感器水合的其他方法。在圖13B所示的本發明的實施方式中，傳感器物理連接於傳感電子設備(1310)。在本發明的實施方式中，向傳感器中的電極(例如參比電極)施加AC信號(1341)。可選地，在本發明的實施方式中，向傳感器中的電極施加DC信號(1341)。如果施加AC信號，那麼阻抗測量元件測量傳感器中某個點的阻抗(1351)。可選地，如果施加DC信號，那麼電阻測量元件測量傳感器中某個點的電阻(1351)。如果所述電阻或阻抗低於電阻閾值或阻抗閾值(或其他設定標準)，那麼阻抗(或電阻)測量元件發送信號(或使信號傳輸)至檢測電路(1361)，並且檢測電路發送中斷信號至微控制器，識別出傳感器已水合。附圖標記1380、1390和1395在圖13A和圖13B中是相同的，因為它們表示相同的操作。微控制器接收中斷信號並且發送向數字-模擬轉換器發送信號以將電壓施加於傳感器(1380)。在本發明的可選的實施方式中，如上所討論的，數字-模擬轉換器可將電流施加於傳感器。所述傳感器，例如工作電極，產生表示患者的生理參數的傳感器信號(1390)。微控制器接收來自傳感器信號測量設備的傳感器信號(1395)，所述傳感器信號測量設備測量傳感器中的電極(例如工作電極)處的傳感器信號。微控制器處理傳感器信號以提取受治者或患者的生理特徵的測量值，例如患者的血糖水平。圖14A和圖14B舉例說明了根據本發明實施方式的傳感器水合和傳感器穩定的組合方法。在圖14A所示的本發明的實施方式中，傳感器與傳感電子設備連接(1405)。將AC信號施加於傳感器電極(1410)。檢測電路確定存在於檢測電路的輸入處的AC信號電平(1420)。如果檢測電路確定輸入處存在低電平的AC信號(這表示AC信號以高水平衰減)，那麼向微控制器發送中斷信號(1430)。一旦中斷信號被發送至微控制器，那麼微控制器知道開始或啟動穩定序列(1440)，即，如上所述的，施加多個電壓脈衝至傳感器電極。例如，微控制器可使數字-模擬轉換器施加三個電壓脈衝(幅度為+0.535伏特)至傳感器，三個電壓脈衝中的每一個之後都有三個電壓脈衝(具有待施加的1.07伏特的幅度)的持續時間。這可被稱為發送電壓的穩定序列。微控制器可通過執行只讀存儲器(ROM)或隨機存取存儲器中的軟體程序來引起上述電壓穩定序列。在穩定序列執行完成之後，傳感器可產生傳感器信號，所述傳感器信號被測量並被傳輸至微控制器(1450)。在本發明的實施方式中，檢測電路可確定高電平AC信號已連續存在於檢測電路的輸入(例如，比較器的輸入)端，甚至在水合時間閾值已經過去之後(1432)。例如，水合時間閾值可以是10分鐘。在10分鐘過去之後，檢測電路仍然可檢測到高電平AC信號存在。在這個時間點，檢測電路可發送水合輔助信號至微控制器(1434)。如果微控制器接收到水合輔助信號，那麼微控制器可發送信號以使DAC施加電壓脈衝或一系列電壓脈衝，從而幫助傳感器水合(1436)。在本發明的實施方式中，微控制器可發送信號以使DAC施加穩定序列的一部分或其他電壓脈衝以幫助水合傳感器。在本發明的這一實施方式中，電壓脈衝的施加可產生低電平AC信號(或高度衰減信號)，該信號在檢測電路中被檢測(1438)。這時，檢測電路可發送中斷信號，如步驟1430所公開的，微控制器可開始穩定序列。圖14B舉例說明水合方法和穩定方法的組合的第二種實施方式，其中，在穩定過程中使用了反饋信息。傳感器與傳感電子設備連接(1405)。AC信號(或DC信號)被施加至傳感器(1411)。在本發明的實施方式中，AC信號(或DC信號)被施加至傳感器的電極，例如參比電極。阻抗測量設備(或電阻測量設備)測量傳感器指定區域內的阻抗(或電阻)(1416)。在本發明的實施方式中，可測量參比電極和工作電極之間的阻抗(或電阻)。測得的阻抗(或電阻)可與某一阻抗值或電阻值比較(1421)，從而觀察傳感器內的阻抗(或電阻)是否足夠低，這說明傳感器被水合。如果阻抗(或電阻)低於所述阻抗值(電阻值)或其他設定標準(其可以是閾值)，那麼將中斷信號傳輸至微控制器(1431)。在接收到中斷信號之後，微控制器向DAC發送信號，指示DAC向傳感器施加電壓(或電流)的穩定序列(1440)。在將穩定序列施加於傳感器之後，在傳感器中(例如工作電極處)產生傳感器信號，該傳感器信號由傳感器信號測量設備測量，並通過傳感器信號測量設備傳輸，並由微控制器接收(1450)。因為傳感器被水合併且電壓穩定序列已被施加於傳感器，所以傳感器信號是精確測量的生理參數(即，血糖)。圖14C舉例說明了組合穩定方法和水合方法的本發明的第三種實施方式。在本發明的這一實施方式中，傳感器與傳感電子設備連接(1500)。在傳感器與傳感電子設備物理連接之後，AC信號(或DC信號)被施加於傳感器的電極(例如，參比電極)(1510)。同時或基本同時，微控制器發送信號以使DAC向傳感器施加穩定電壓序列(1520)。在本發明的可選的實施方式中，代替穩定電壓序列，可向傳感器施加穩定電流序列。檢測電路確定檢測電路的輸入端存在的AC信號(或DC信號)的電平(1530)。如果檢測電路的輸入端存在低電平AC信號(或DC信號)，這說明AC信號(或DC信號)高度衰減，那麼向微控制器發送中斷信號(1540)。因為微控制器已經啟動了穩定序列，所以微控制器接收中斷信號並且設定傳感器被充分水合的第一指標(1550)。在穩定序列結束之後，微控制器設定表明穩定序列完成的第二指標(1555)。穩定電壓序列的施加使傳感器(例如工作電極)產生傳感器信號(1560)，該傳感器信號被傳感器信號測量電路測量，並且發送至微控制器。如果設定了表示穩定序列完成的第二指標並且設定了表示水合完成的第一指標，那麼微控制器能夠使用傳感器信號(1570)。如果所述指標中的一個或兩者均未設定，那麼微控制器不可以使用傳感器信號，因為傳感器信號無法表示受治者的生理測量值的精確測量值。總體而言，上述水合過程和穩定過程可用作較大的連續葡萄糖監測(CGM)方法的一部分。現有技術中連續葡萄糖監測的現狀主要是輔助性的，這意味著由CGM設備(包括，例如可植入傳感器或皮下傳感器)提供的讀數在沒有參比值的條件下無法用於作出臨床決定。而參比值必須使用例如BG儀，通過手指穿刺獲得。因為從傳感器/檢測元件獲得的可用信息很有限，參比值是必需的。具體而言，目前只有幾條由檢測元件提供的用於處理的信息是原始傳感器值(即，傳感器電流或Isig)和反電壓，所述反電壓是對電極和參比電極之間的電壓(參見例如圖5)。因此，在分析過程中，如果原始傳感器信號看起來異常(例如，如果信號降低)，那麼本領域技術人員可區別傳感器故障和使用者/患者體內的生理變化(即體內葡萄糖水平變化)的唯一方式是通過手指穿刺獲得參比葡萄糖值。如本領域所知的，手指穿刺參比值也用於校準傳感器。本文所述的本發明的實施方式涉及在連續葡萄糖檢測方面的進步和改善，這產生更加獨立的系統以及相關設備和方法，其中，對手指穿刺參比值的需要可被最小化或消除，並且由此可僅僅基於來自傳感器信號的信息做出可靠性水平高的臨床決定。從傳感器設計的角度出發，根據本發明的實施方式，這種獨立性可通過電極冗餘、傳感器診斷、和Isig和/或傳感器葡萄糖(SG)融合實現。如下文將要進一步探究的，冗餘可通過使用多個工作電極(例如，除了對電極和參比電極之外)以產生多個表示患者血糖(BG)水平的信號來實現。所述多個信號進而可用於評估電極(工作電極)的相對健康狀態，傳感器的整體可靠性以及需要校準參比值(如果需要的話)的頻率。傳感器診斷法包括使用可提供對傳感器健康狀態的實時觀測的附加(診斷)信息。就這點而言，電化學阻抗譜(EIS)已被發現以不同頻率下的傳感器阻抗和阻抗相關參數的形式提供這些附加信息。而且，有利的是，已進一步發現，對於一些頻率範圍而言，阻抗和/或阻抗相關數據基本上是獨立於葡萄糖的。這種葡萄糖獨立性能夠使得多種基於EIS的標記或標誌的使用不僅僅產生有力的、高可靠性的傳感器葡萄糖值(通過融合方法)，而且還基本上獨立於依賴葡萄糖的Isig評估單個電極和整個傳感器的情況、健康狀態、年齡和有效性。例如，獨立於葡萄糖的阻抗數據的分析提供關於傳感器多快水合以及多快準備好用於數據採集的傳感器效率方面的信息，例如，使用1kHz實阻抗值、1kHz虛阻抗值和Nyquist斜率值(下文將詳細描述)提供所述信息。而且，獨立於葡萄糖的阻抗數據提供潛在閉塞方面的信息(例如使用1kHz實阻抗值)，所述潛在閉塞可存在於傳感器膜表面，所述閉塞可暫時阻斷葡萄糖進入傳感器的通路並且由此導致信號下降。此外，獨立於葡萄糖的阻抗數據使用例如1kHz和更高頻率條件下的相位角和/或虛阻抗的值來提供延長佩戴期間傳感器靈敏度損失方面的信息，所述延長佩戴期間傳感器靈敏度損失潛在地是由於插入位點局部缺氧引起。在電極冗餘和EIS的描述中，以及下文詳細描述的其他內容中，融合算法可用於獲得由EIS提供的關於每個冗餘電極的診斷信息並且獨立地評估每個電極的可靠性。作為可靠性量度的權重隨後可添加到每個獨立的信號，並且可計算出可用於產生由患者/受治者觀察的傳感器葡萄糖值的單個融合信號。從上文可以看出，聯合使用冗餘，使用EIS的傳感器診斷法以及基於EIS的融合算法使得整個CGM系統比目前可獲得的CGM系統更加可靠。冗餘在至少兩個方面有優勢。第一，冗餘通過提供多個信號而消除了單點故障的風險。第二，在單個電極可能有效充足的情況下提供多個電極(工作電極)，使冗餘電極的輸出用作對主電極的檢查，從而降低並可能消除對頻繁校準的需求。此外，EIS診斷法獨立地詳細檢查每個電極的健康狀態，而無需參比葡萄糖值(手指穿刺)，從而降低了所需的參比值的數量。然而，EIS技術和EIS診斷法的使用不限於冗餘系統(即那些具有多於一個工作電極的系統)。尤其，如下面結合本發明的實施方式進行討論的，EIS可有利地與單電極和/或多電極傳感器結合使用。EIS或AC阻抗方法研究了對周期性小振幅AC信號的施加產生響應的系統。這在圖15A中示例性地示出，其中，E是施加的電勢，I是電流，阻抗(Z)被定義為ΔE/ΔI。然而，雖然阻抗本身可以數學的方式被簡單地定義為ΔE/ΔI，但是，迄今為止，在將EIS技術應用於連續葡萄糖監測方面還沒有實現商業成功。部分原因在於：葡萄糖傳感器是非常複雜的系統並且，到目前為止，本領域還沒有發展出可完全解釋葡萄糖傳感器的EIS輸出的複雜性的數學模型。圖15B示出了用於描述電化學阻抗譜的一個簡化的電路模型。在該示例中，IHP代表內亥姆霍茲(Helmholtz)面，OHP代表外Helmholtz面，CE是對電極，WE是工作電極，Cd是雙層電容，Rp是極化電阻，Zw是瓦爾堡(Warburg)阻抗，以及，Rs是溶液電阻。後四個分量—雙層電容(Cd)、Warburg阻抗(Zw)、極化電阻(Rp)和溶液電阻(Rs)—中的每一個可在傳感器性能方面發揮重要作用並且可通過施加低頻或高頻交變工作電勢單獨地測量。例如，Warburg阻抗與電化學系統的擴散阻抗緊密相關—所述電化學系統的擴散阻抗主要是低頻阻抗—並且，這樣，Warburg阻抗存在於所有擴散受限的電化學傳感器中。因此，通過將這些分量中的一個或多於一個與葡萄糖傳感器中的一個或多於一個組件和/或層相關聯，本領域技術人員可使用EIS技術作為傳感器診斷工具。如本領域已知的，阻抗可根據幅度和相位來定義，其中，所述幅度(|Z|)是電壓差振幅與電流振幅的比值，並且所述相位(θ)是電流超過電壓的相移。當電路被直流電流(DC)單獨驅動時，阻抗與電阻相同，即，電阻是零相位角條件下的阻抗的特例。然而，作為複數時，阻抗還可由其實部和虛部表示。在這方面，實阻抗(realimpedance)和虛阻抗(imaginaryimpedance)可通過使用下述方程式從阻抗幅度(magnitude)和相位(phase)得到：RealImpedance(ω)＝Magnitude(ω)xcos(Phase(ω)/180xπ)ImaginaryImpedance(ω)＝Magnitude(ω)xsin(Phase(ω)/180xπ)其中，ω表示幅度(歐姆)和相位(度)被測量時的輸入頻率。在下文將結合包括專用集成電路(ASIC)的傳感電子設備詳細研究—一方面阻抗與電流之間的關係和另一方面阻抗與與電壓之間的關係—包括如何基於後者的測量值計算前者，所述ASIC被研發用於本發明的實施方式。接著圖15B所示的電路模型，總的系統阻抗可被簡化為：Zt(ω)=Zw(ω)+Rs+Rp1+ω2Rp2Cd2-jωRp2Cd1+ω2Rp2Cd2]]>其中，Zw(ω)是Warburg阻抗，ω是角速度，j是虛數單位(代替傳統的「i」使用，這樣不會與電流混淆)，並且Cd、Rp和Rs分別是雙層電容、極化電阻和溶液電阻(如前文所定義的)。Warburg阻抗可如下計算：其中，D是擴散率，L是傳感器膜厚度，C是過氧化物濃度，並且，m：1/2對應於45°Nyquist斜率。Nyquist曲線是一種圖示法，其中，在整個頻譜範圍內，阻抗的實部(RealZ)相對於其虛部(ImgZ)繪製。圖16A顯示Nyquist曲線的概括性實例，其中，X值是阻抗的實部，Y值是阻抗的虛部。相位角是阻抗點(X,Y)—定義具有幅度|Z|的矢量—與X軸之間的角度。圖16A的Nyquist曲線通過將AC電壓加DC電壓(DC偏壓)以所選擇的0.1Hz至1000MHz(即，掃頻)的頻率施加於工作電極和對電極之間產生。從右邊開始，頻率從0.1Hz開始增加。可計算和繪製每個頻率條件下的實阻抗和虛阻抗。如圖所示，電化學系統的典型Nyquist曲線可能看起來像是在拐點與直線連接的半圓形，其中，所述半圓和所述直線表示繪製的阻抗。在一些實施方式中，拐點處的阻抗是非常重要的，因為其在Nyquist曲線中最容易被識別並且可定義截距。通常，拐點接近X軸，並且拐點的X值接近極化電阻和溶液電阻的總和(Rp+Rs)。參考圖16B，Nyquist曲線通常可根據較低頻率區域1610和較高頻率區域1620描述，其中，標籤「較高頻率」和「較低頻率」以相對意義使用，但並不是限定本發明。因此，例如，較低頻率區域1610可示例性地包括大約0.1Hz至大約100Hz(或更高)的頻率範圍得到的數據點，並且較高頻率區域1620可示例性地包括大約1kHz(或更低)至大約8kHz(以及更高)的頻率範圍獲得的數據點。在較低頻率區域1610中，Nyquist斜率表示Nyquist曲線中的較低頻率數據點的線性擬合1630的斜率。如圖所示，在較高頻率區域1620中，虛阻抗值最小並且可忽略。因此，截距1600基本上是較高頻率(例如，在這種情況下大約在1kHz至8kHz的範圍內)的實阻抗的值。在圖16B中，截距1600為大約25k歐姆。圖16C和圖16D顯示葡萄糖傳感器如何響應正弦(即，交替)工作電勢。在這些圖中，GLM是傳感器的葡萄糖限制膜。AP是促粘劑，HSA是人血清白蛋白，GOX是葡萄糖氧化酶(層)，Edc是DC電勢，Eac是AC電勢，並且C』過氧化物是施加AC期間過氧化物的濃度。如圖16C所示，如果傳感器擴散長度比膜(GOX)長度小，那麼系統提供具有恆定相位角的相對線性響應(即，無限)，所述傳感器擴散長度為AC電勢頻率、分子擴散率和膜厚度的函數。相反，如果擴散長度等於膜(GOX)長度，那麼系統響應會成為有限的，產生如圖16D所示的半圓Nyquist曲線。後者通常對低頻率EIS適用，其中，非-法拉第過程是可忽略的。在執行EIS分析過程中，各種不同頻率的AC電壓和DC偏壓可施加於例如工作電極和參比電極之間。就這點而言，EIS相對於之前的方法而言是一種改進，所述之前的方法可能會僅限於施加簡單的DC電流或單頻AC電壓。雖然，總體而言，EIS可在μHz至MHz範圍的頻率下執行，但是在本發明的實施方式中，較窄的頻率範圍(例如，約0.1Hz至約8kHz)可足以執行EIS。因此，在本發明的實施方式中，可施加約0.1Hz至約8kHz的頻率範圍內的AC電勢，其可編程振幅高達至少100mV，並優選為大約50mV。在上述頻率範圍內，相對較高的頻率—即，通常在大約1kHz至大約8kHz範圍內的那些頻率—被用於詳細檢查傳感器的電容性質。基於膜的厚度和滲透性，相對較高的頻率下的典型阻抗範圍可以是例如約500歐姆至25k歐姆，並且典型的相位範圍可以是例如0度至-40度。另一方面，相對較低的頻率—即，通常在大約0.1Hz至大約100Hz範圍內的那些頻率—被用於詳細檢查傳感器的電阻性質。因此，基於電極設計和金屬化程度，輸出實阻抗的典型功能化範圍可以是例如大約50k歐姆至300k歐姆，並且相位的典型範圍可以是大約-50度至大約-90度。上述示例性範圍在例如圖16E和圖16F的波特圖(Bodeplots)中被示出。如上所述，詞組「較高的頻率」和「較低的頻率」意在彼此相對使用，而非絕對意義，並且「較高的頻率」和「較低的頻率」以及上述典型阻抗和相位範圍是示例性的，而非限定本發明。儘管如此，基本原則仍然相同：傳感器的電容和電阻行為可通過分析整個頻譜範圍內的阻抗數據來詳細檢查，其中，較低頻率通常提供關於具有較大電阻的組件(例如，電極等)的信息，而較高頻率提供關於電容組件(例如，膜)的信息。然而，在每種情況下的實際頻率範圍取決於整個設計，包括，例如，電極的類型、電極的表面積、膜厚度、膜的滲透性等等。還請參見圖15B，關於高頻電路元件和傳感器膜之間的一般對應以及低頻電路元件和法拉第過程(包括例如電極)之間的一般對應。EIS可用於傳感器包括單個工作電極的傳感器系統，也可用於傳感器包括多個(冗餘)工作電極的傳感器系統。在一種實施方式中，EIS提供關於傳感器年齡(或老化)的有用信息。具體而言，在不同頻率條件下，阻抗的幅度和相位角發生改變。如圖17所示，傳感器阻抗—具體而言，Rp和Rs的總和—反映了傳感器年齡和傳感器的運行情況。因此，從圖17中不同的曲線可以看出，新的傳感器通常比使用過的傳感器具有較高的阻抗。這樣，考慮到Rp和Rs的總和的X值，可使用閾值來確定傳感器的年齡何時超過了規定的傳感器運行壽命。應當注意的是，雖然圖17至圖21顯示了示例性的實施例並且在下文中討論，但是，拐點處的實阻抗值(即，Rp+Rs)被用於確定傳感器的老化、狀態、穩定性和水合，除了實阻抗之外，可選的實施方式還可使用其他基於EIS的參數，例如虛阻抗、相位角、Nyquist斜率等等，或者，可選的實施方式還可使用其他基於EIS的參數，例如虛阻抗、相位角、Nyquist斜率等等代替實阻抗。圖17舉例說明了相對於傳感器壽命的Nyquist曲線的實施例。由箭頭指示的各個點是頻譜範圍內的每個掃頻各自的拐點。例如，在啟動之前(時間t＝0)，Rs+Rp高於8.5k歐姆，並且在啟動之後(時間t＝0.5小時)，Rs+Rp的值降至8k歐姆以下。在接下來的六天過程中，Rs+Rp繼續下降，這樣，在規定的傳感器壽命的終點，Rs+Rp降至6.5k歐姆以下。基於這些實施例，可設定閾值以指定Rs+Rp值何時可表示規定的傳感器運行壽命的終點。因此，EIS技術使傳感器在超過規定運行時間再次使用這一漏洞被杜絕。換言之，如果患者試圖在傳感器已達到其規定運行時間之後通過拆開然後再次連接傳感器而再次使用傳感器，那麼EIS會測量到異常低阻抗，從而使系統拒絕該傳感器並促使患者使用新的傳感器。此外，EIS能夠通過檢測何時傳感器阻抗跌至低阻抗閾值水平之下來檢測傳感器故障，所述低阻抗閾值水平表示傳感器可能被過度使用而無法正常運行。系統隨後可在規定的運行壽命之前停止傳感器。如下文更加詳細的討論的，傳感器阻抗還可用於檢測其他傳感器故障(模式)。例如，當傳感器由於任何原因而進入低電流狀態(即，傳感器故障)時，傳感器阻抗也可能增大超過某一高阻抗閾值。如果在傳感器運行過程中由於例如蛋白質或多肽汙染、巨噬細胞附著或任何其他因素而使阻抗變得異常高，那麼系統也可在規定的傳感器運行壽命之前停止傳感器。圖18舉例說明了根據本發明的實施方式EIS技術如何應用在傳感器穩定過程中以及檢測傳感器年齡中。圖18的邏輯從水合過程之後開始，並且前述傳感器初始化過程已完成(1800)。換言之，傳感器已被認為充分水合，並且第一初始化過程已被用於初始化傳感器。優選地，初始化過程可以是上文詳細描述的電壓脈衝的形式。然而，在可選的實施方式中，不同的波形可用於初始化過程。例如，可使用正弦波代替脈衝以加速傳感器的潤溼或調節。此外，波形中的一些部分可能必須大於傳感器的正常運行電壓，即，0.535伏特。在框1810中，應用EIS程序並將阻抗與第一高閾值和第一低閾值比較。第一高閾值和第一低閾值的實例可以分別是7k歐姆和8.5k歐姆，雖然該值可以根據需要被設置更高或更低。如果阻抗，例如Rp+Rs，高於第一高閾值，那麼，在框1820，傳感器經歷額外的初始化過程(例如，施加一個或多於一個額外的脈衝)。理想地，用於初始化傳感器的總初始化過程的次數可被優化以限制對傳感器電池壽命和穩定傳感器所需的總時間的影響。因此，通過使用EIS，初始可執行較少的初始化過程，並且初始化次數可逐漸增加以得到剛好合適的初始化次數，以使傳感器準備好使用。類似地，在可選的實施方式中，EIS可用於水合過程以最小化圖13至圖14所示的輔助水合過程所需的初始化次數。另一方面，如果阻抗，例如，Rp+Rs，低於第一低閾值，那麼，在框1860，傳感器可被確定為故障並且被立即停止。將向使用者發送更換傳感器並再次開始水合過程的消息。如果阻抗在高閾值和低閾值範圍內，那麼，在框1830，傳感器可開始正常運行。隨後，邏輯進行至框1840，其中，執行額外的EIS以檢查傳感器年齡。邏輯首次到達框1840，微控制器執行EIS以評估傳感器的年齡，從而杜絕使用者能夠插上並拔出相同的傳感器的漏洞。在EIS程序的後續重複過程中，當邏輯回到框1840時，微控制器可在傳感器的規定壽命期間以固定間隔執行EIS。在一種優選的實施方式中，固定間隔被設置成每隔兩小時，然而，也可簡單地使用更長或更短地時間段。在框1850，將阻抗與第二組高閾值和低閾值比較。所述第二高閾值和低閾值的實例可以分別是5.5k歐姆和8.5k歐姆，儘管該值可根據需要被設置成更高或更低。只要阻抗值在第二高閾值和低閾值的範圍內，邏輯進行至框1830，其中，傳感器正常運行直至達到規定的傳感器壽命，例如，五天。當然，如參考框1840所描述的，可在整個規定的傳感器壽命期內以常規設定的間隔執行EIS。然而，如果在執行EIS之後，在框1850，阻抗被確定為跌至第二較低閾值以下或上升至第二較高閾值之上，那麼，在框1860，傳感器被停止。在進一步可選的實施方式中，可在傳感器故障讀數發生時進行二次檢查。例如，如果EIS顯示阻抗超出第二高閾值和低閾值範圍，那麼，在確定傳感器結束(框1860)之前，邏輯可執行第二EIS以確認確實不符合第二組閾值(並確認第一EIS正確執行)。圖19建立在上述詳細描述的基礎上並且詳細描述了執行根據本發明的優選實施方式的診斷性EIS程序的可能的時間表。每個診斷性EIS程序是任選的，並且可能不安排任何診斷性EIS程序或根據需要可能具有一個或多於一個診斷性EIS程序的任何組合。圖19的時間表開始於在時間點1900的傳感器插入。在傳感器插入之後，傳感器經歷水合時間段1910。該水合時間段非常重要，因為如上所述，未充分水合的傳感器可能向使用者給出不準確讀數。在水合時間段1910期間，在時間點1920處，安排了第一任選的診斷性EIS程序以確保傳感器充分水合。第一診斷性EIS程序1920測量傳感器阻抗值以確定傳感器是否充分水合。如果第一診斷性EIS程序1920確定阻抗在設定的高閾值和低閾值範圍內，這說明充分水合，那麼，在時間點1930處，傳感器控制器可允許傳感器通電。相反地，如果第一診斷性EIS程序1920確定阻抗在設定的高閾值和低閾值範圍以外，這說明未充分水合，那麼傳感器水合時間段1910可被延長。在延長水合之後，一旦傳感器電極之間達到一定電容，這意味著傳感器充分水合，則在時間點1930處的通電可以發生。第二任選的診斷性EIS程序1940可安排在時間點1930處的傳感器通電之後，但在時間點1950處的傳感器初始化之前。安排在此，第二診斷性EIS程序1940可在時間點1950處的初始化開始之前檢測傳感器是否為再次使用。確定傳感器是否再次使用的測試在圖18中詳細描述。然而，不像之前圖18所描述的那樣，其中，在初始化完成之後進行老化測試，在圖19中，老化測試顯示為在初始化之前進行。重要的是應當理解，圖19所述的EIS程序的時間線可在不影響本申請的總體教導的條件下重新安排，並且一些步驟的順序可以互換。如之前所解釋的，第二診斷性EIS程序1940通過確定傳感器阻抗值並隨後將該值與設定的高閾值和低閾值比較來檢測再次使用的傳感器。如果阻抗處於設定的閾值的範圍之外，這說明傳感器被再次使用，那麼傳感器隨後可被拒絕並且促使使用者更換新的傳感器。這防止了舊傳感器再次使用可能產生的併發症。相反，如果阻抗落入設定的閾值範圍內，那麼傳感器的初始化1950可以開始，並且確信正在使用的是新的傳感器的。第三任選的診斷性EIS程序1960可安排在時間點1950處的初始化開始之後。所述第三診斷性EIS程序1960測試傳感器的阻抗值以確定傳感器是否充分初始化。第三診斷性EIS程序1960應當以任何待充分初始化的傳感器所需的最小時間量進行。當在這時執行第三診斷性EIS程序時，通過限制充分初始化的傳感器不使用的時間而最大化傳感器壽命，並且通過在過度初始化發生之前確定傳感器的充分初始化而避免過度初始化。防止過度初始化是非常重要的，因為過度初始化產生欠電流(suppressedcurrent)，欠電流可產生不精確的讀數。然而，初始化不足也是問題，因此，如果第三診斷性EIS程序1960指示傳感器初始化不足，那麼在時間點1970處可執行任選的初始化以充分初始化傳感器。初始化不足是不利的，因為過電流(excessivecurrent)導致與實際葡萄糖濃度不相關。由於初始化不足和過度初始化的危險，第三診斷性EIS程序在確保傳感器使用時傳感器正常工作方面發揮重要作用。此外，任選的定期診斷性EIS程序1980可在傳感器完全初始化之後根據時間安排。EIS程序1980可以任何設定間隔安排。如下文詳細討論的，EIS程序1980還可通過其他傳感器信號觸發，例如，異常電流或異常對電極電壓。此外，根據需要，可安排儘可能少的或儘可能多的EIS程序。在優選的實施方式中，在水合過程中使用的EIS程序、傳感器壽命檢查過程中使用的EIS程序、初始化過程中使用的EIS程序或定期診斷性測試過程中使用的EIS程序是相同的程序。在可選的實施方式中，對於不同的EIS程序而言，EIS程序可縮短或延長(即，檢查更少的頻率範圍或更多的頻率範圍)，這取決於對特定阻抗範圍的需要。定期診斷性EIS程序1980監控阻抗值以確保傳感器以最優水平連續運行。如果傳感器電流由於汙染物質、傳感器年齡或汙染物質和傳感器年齡的組合而發生下降的話，那麼，傳感器可能不以最優水平運行。年齡已超出一定長度的傳感器不再有用，但是被汙染物質妨礙的傳感器有可能被修復。汙染物質會降低電極的表面積或分析物和反應副產物的擴散途徑，從而導致傳感器電流下降。這些汙染物質帶有電荷並且在一定電壓條件下逐漸聚集在電極上或膜表面上。以前，汙染物質會破壞傳感器有效性。現在，如果定期診斷性EIS程序1980檢測到表明存在汙染物質的阻抗值，那麼可採取補救措施。參考圖20描述何時採取補救措施。因此，定期診斷性EIS程序1980變得至關重要，因為該過程可觸發傳感器補救措施，該措施能夠恢復傳感器電流至正常水平並且延長傳感器壽命。傳感器補救措施的兩種可能的實施方式在下文圖21A和圖21B中描述。此外，當確定某些事件逼近時，任何安排的診斷性EIS程序1980可被中止或重新安排。這些事件可包括需要患者檢查傳感器讀數的任何情況，包括例如，當患者為了校準傳感器而使用試紙條測量他或她的BG水平時，當患者被警告校準錯誤並且需要再次使用試紙條測量他或她的BG水平時，或當血糖過高或血糖過低的警告已發出而未被接收時。圖20舉例說明了根據本發明的實施方式將診斷性EIS程序與傳感器補救措施結合的方法。框2000的診斷性程序可以是圖19詳細描述的任何定期診斷性EIS程序1980。該方法的邏輯從下述開始：在框2000，執行診斷性EIS程序以檢測傳感器的阻抗值。如本文所述的，在特定的實施方式中，EIS程序使用DC偏壓和不同頻率的AC電壓的組合，其中，通過執行EIS程序檢測到的阻抗繪製在Nyquist曲線上，並且Nyquist曲線的拐點大致為極化電阻和溶液電阻的總和(即，實阻抗值)。在框2000診斷性EIS程序檢測了傳感器的阻抗值之後，邏輯移至框2010。在框2010，將阻抗值與設定的高閾值和低閾值比較以確定阻抗值是否正常。如果在框2010中阻抗值在設定的高閾值和低閾值範圍內，那麼，在框2020，重新開始正常的傳感器運行，並且圖20的邏輯會停止直至安排另一診斷性EIS程序。相反，如果在框2010中阻抗被確定為異常(即，超出設定的高閾值和低閾值範圍)，那麼，在框2030，觸發補救措施。在傳感器壽命期間可接受的高閾值和低閾值的實例分別是5.5k歐姆和8.5k歐姆，雖然該值可根據需要被設定為更高或更低。執行框2030的補救措施以除去任何汙染物質，所述汙染物質可產生異常阻抗值。在優選的實施方式中，通過在工作電極和參比電極之間施加反向電流或反向電壓來執行補救措施。補救措施的具體說明將根據圖21進行詳細描述。在框2030執行補救措施之後，在框2040，通過診斷性EIS程序再次檢測阻抗值。隨後當比較來自框2040的診斷性EIS程序的阻抗值與設定的高閾值或低閾值時，在框2050，確定補救措施的成功。如在框2010中那樣，如果阻抗在設定的閾值範圍內，那麼認為阻抗正常，如果阻抗在設定的閾值範圍外，那麼認為阻抗異常。如果在框2050處確定傳感器的阻抗值恢復至正常，那麼，在框2020，進行正常傳感器運行。如果阻抗仍然不正常，這說明傳感器年齡是異常阻抗的原因或除去汙染物質的補救措施不成功，那麼，在框2060，隨後停止傳感器。在可選的實施方式中，代替立即停止傳感器，傳感器可初始產生要求使用者等待的傳感器消息並隨後在一段設定時間段過去之後執行進一步的補救措施。該可選的步驟可與單獨的邏輯聯合以在初始補救措施執行之後確定阻抗值是否接近高閾值和低閾值或在高閾值和低閾值的範圍內。例如，如果傳感器的阻抗值沒有發生改變，那麼傳感器隨後可決定停止。然而，如果在初始補救措施之後傳感器阻抗值接近預先設定的範圍，但仍然在所述範圍之外，那麼可執行額外的補救措施。在又一可選的實施方式中，傳感器可產生消息要求使用者通過手指穿刺儀測量值校準傳感器以進一步確認傳感器是否真的失效。上述所有實施方式是為了防止使用者使用產生不準確讀數的故障傳感器。圖21A舉例說明了上述傳感器補救措施中的一種實施方式。在該實施方式中，汙染物質產生的阻斷通過逆轉施加於傳感器的工作電極和參比電極之間的電壓而被移除。逆轉的DC電壓使電極或膜表面的帶電荷的汙染物質消散，清理了擴散路徑。通過清理過的路徑，傳感器電流回到正常水平並且傳感器可產生準確讀數。因此，補救措施為使用者節約了與更換另外的有效傳感器相關的時間和費用。圖21B舉例說明了上述傳感器補救措施的可選實施方式。在該實施方式中，施加於工作電極和參比電極之間的逆轉的DC電壓與AC電壓結合。通過添加AC電壓，一些緊密吸附於表面層的物質或表面層上的物質可被移除，因為，AC電壓可使其驅動力從電極進一步延伸並滲透傳感器的所有層。AC電壓可以任何數量的不同波形出現。可使用的波形的一些實例包括方形波、三角形波、正弦波或脈衝。如同先前的實施方式那樣，一旦汙染物質被清除，那麼傳感器可回到正常運行，並且傳感器壽命和精確度均得到改善。雖然上述實施例主要舉例說明了在傳感器診斷過程中實阻抗數據的使用，但是本發明的實施方式還涉及其他基於EIS且基本上獨立於分析物的參數(除了實阻抗之外)在傳感器診斷程序中的使用。例如，如上所述，對(基本)獨立於葡萄糖的阻抗數據(例如，1kHz實阻抗值和1kHz虛阻抗值，以及Nyquist斜率)的分析可提供關於傳感器水合多快以及多快準備好獲取數據的傳感器效率方面的信息。而且，(基本)獨立於葡萄糖的阻抗數據，例如，1kHz實阻抗值，提供關於可存在於傳感器膜表面的潛在閉塞的信息，所述閉塞可暫時阻斷葡萄糖進入傳感器的通路並由此導致信號下降。此外，(基本)獨立於葡萄糖的阻抗數據，例如，1kHz和更高頻率條件下的高頻相位角值和/或虛阻抗值，提供在延期佩戴期間關於傳感器靈敏度損失的信息，所述靈敏度損失可潛在地由於插入位點處的局部缺氧引起。就這點而言，缺氧引起的靈敏度損失的基本機理可描述如下：當局部氧缺乏時，傳感器輸出(即，Isig和SG)會依賴於氧而非葡萄糖，這樣，傳感器會失去對葡萄糖的靈敏度。包括0.1Hz實阻抗、對電極電壓(Vcntr)和EIS誘導的Isig尖峰信號的其他標誌也可用於檢測缺氧引起的靈敏度損失。而且，在冗餘傳感器系統中，兩個或多於兩個工作電極之間的1kHz實阻抗、1kHz虛阻抗和0.1Hz實阻抗的相對差可用於檢測由於生物汙染引起的靈敏度損失。根據本發明的實施方式，基於EIS的傳感器診斷法需要考慮和分析與至少三種主要因素中的一種或多於一種因素有關的EIS數據，所述至少三種主要因素即，潛在的傳感器故障模式：(1)信號啟動(start-up)；(2)信號下降；以及(3)靈敏度損失。顯然，本文發現了用於這些診斷分析和診斷程序的大多數阻抗相關參數可在某一頻率條件下或在多個頻率範圍內被研究，其中，所述參數是基本獨立於分析物的，允許獨立於患者體內的分析物水平執行傳感器-診斷程序。因此，雖然基於EIS的傳感器診斷法可通過例如依賴於分析物的Isig的較大波動觸發，但是用於這些傳感器診斷程序的阻抗相關參數其自身基本上獨立於分析物水平。如下文更加詳細討論的，已經發現在葡萄糖被觀察到對基於EIS的參數的幅度(或其他特徵)產生影響的大多數情況下，這種影響通常足夠小—例如，基於EIS的測量值與對其產生影響的葡萄糖之間的差異為至少一個數量級—這樣可通過IC中的軟體將這種影響從測量值中過濾出去。通過定義，「啟動」是指在插入之後的最初幾個小時期間(例如，t＝0-6小時)傳感器信號的完整性。例如，在目前的設備中，在插入之後的最初兩個小時期間傳感器信號被認為不可靠，同樣地，對患者/使用者屏蔽傳感器葡萄糖值。在傳感器花費較長的時間進行水合的情況下，傳感器信號在插入後幾個小時較低。通過使用EIS，在傳感器插入之後，就能提供(通過執行EIS程序)額外的阻抗信息。就這點而言，總阻抗方程式可用於解釋使用1kHz實阻抗低啟動檢測背後的原理。在相對較高的頻率的情況下—1kHz及1kHz以上的頻率條件下—虛阻抗非常小(如體內數據所確認的)，這樣總阻抗歸納為：Zt(ω)=Rs+Rp1+ω2Rp2Cd2]]>當傳感器潤溼逐漸完成，雙層電容(Cd)增大。因此，總阻抗會減小，因為如上述方程式所示，總阻抗與Cd成反比。這在例如圖16B所示的實阻抗軸上的截距1600的形式舉例說明。重要的是，1kHz虛阻抗也可用於相同的目的，因為其也包括電容分量並且與電容分量成反比。用於低啟動檢測的另一標誌是Nyquist斜率，該斜率完全依賴於相對較低頻率的阻抗，該阻抗進而對應於總阻抗的Warburg阻抗分量(參見，例如圖15B)。圖22顯示正常工作的傳感器的Nyquist斜率，其中，箭頭A表示時間進展，即，傳感器的佩戴時間，從t＝0開始。因此，在相對較低的頻率下的EIS在傳感器插入(t＝0)之後立即執行，該EIS產生實阻抗數據和虛阻抗數據，該數據使用具有第一(Nyquist)斜率的第一線性擬合2200繪製。在t＝0之後的時間間隔，第二(較低頻率)掃頻被運行，所述第二掃頻產生具有比第一Nyquist斜率大的第二(Nyquist)斜率的第二線性擬合2210，等等。在傳感器變得更加水合時，Nyquist斜率增加，並且截距減少，如線2200、2210等等所反映的，變得更加陡並且更加接近Y軸。關於低啟動檢測，臨床數據顯示在傳感器插入和啟動之後Nyquist斜率通常急劇增加，隨後穩定至一定水平。對此的一個解釋是，當傳感器逐漸潤溼時，物質擴散率和濃度經歷急劇變化，這在Warburg阻抗中反映。在圖23A中，第一工作電極WE1的Isig2230從低於預期(約10nA)開始，並且花費一定時間趕上第二工作電極WE2的Isig2240。因此，在該特定實施例中，WE1被指定為具有低啟動。EIS數據以兩種方式反映該低啟動。首先，如圖23A所示，WE1的1kHz(2235)處的實阻抗比WE2的1kHz實阻抗2245高得多。第二，當與WE2的Nyquist斜率比較時(圖23C)，WE1的Nyquist斜率(圖23B)開始較低，具有較大的截距2237並且花費更多的時間達到穩定。如後面所討論的，這兩個標誌—1kHz實阻抗和Nyquist斜率—可被用作融合算法中的診斷輸入以在計算融合信號時決定兩個電極中哪一個可攜帶較高的權重。此外，這兩個標誌中的一個或這兩者可被用在診斷程序中以確定傳感器整體上是否可接受或傳感器是否應當被停止和更換。通過定義，信號(或Isig)下降是指低傳感器信號的情況，所述信號下降大部分在本質上是暫時的，例如，幾個小時。這種低信號可能由例如傳感器表面上的一些形式的生物學閉塞引起，或由插入位點上施加的壓力引起(例如，當睡在這側時)。在此期間，傳感器數據被認為是不可靠的，然而，信號確實最終恢復。在EIS數據中，這種類型的信號下降—相對於由患者體內的血糖變化引起的信號下降—在1kHz實阻抗數據中反映，如圖24所示。具體而言，在圖24中，第一工作電極WE1的Isig2250和第二工作電極WE2的Isig2260這兩者在最左端(即，6pm)以約25nA開始。隨著時間推移，這兩個Isig發生波動，這反映了傳感器附近的葡萄糖波動。持續大約第一個12小時(即，直至約6am)，兩個Isig相當穩定，如同它們各自的1kHz實阻抗2255、2265那樣。然而，在大約12小時至18小時期間—即，6am至中午—WE2的Isig2260開始下降，並且繼續呈降低的趨勢持續接下來的幾個小時，直至大約9pm。在此期間，WE1的Isig2250也顯示出一些下降，但是Isig2250比WE2的Isig2260穩定得多並且比WE2的Isig2260下降得少。WE1和WE2的Isig的變化也反映在各自的1kHz實阻抗數據中。因此，如圖24所示，在上述時間期間，雖然WE1(2255)的1kHz實阻抗維持相當穩定，但是WE2(2265)的1kHz實阻抗顯著增大。通過定義，靈敏度損失是指傳感器信號(Isig)變低並且在一段較長的時間段內沒有反應，並且通常無法恢復的情況。靈敏度損失可因為多種原因而發生。例如，電極中毒顯著減少工作電極的活性表面積，從而嚴重限制電流振幅。靈敏度損失還可由於插入位點處的缺氧或氧缺乏而發生。此外，靈敏度損失可由於一些形式的極度表面閉塞(即，由生物或其他因素引起的更加長久的形式的信號下降)而發生，所述表面閉塞限制葡萄糖和氧穿過傳感器膜的通路，從而降低在電極中產生電流並最終產生傳感器信號(Isig)的化學反應的數量/頻率。應當注意的是，上述靈敏度損失的各種原因適用於短期(佩戴7天至10天)和長期(佩戴6個月)傳感器。在EIS數據中，通常在靈敏度損失前在相對較高的頻率範圍(例如，128Hz及以上，以及1kHz及以上)內的相位絕對值(|相位|)和虛阻抗絕對值(|虛阻抗|)增加。圖25A顯示了正常工作的葡萄糖傳感器的實例，其中，傳感器電流2500響應葡萄糖—即，Isig2500跟隨葡萄糖波動—但是所有相關阻抗輸出，例如1kHz實阻抗2510，1kHz虛阻抗2530，以及約128Hz或大於128Hz(2520)的頻率的相位保持恆定，因為它們基本上是獨立於葡萄糖的。具體而言，圖25A中的頂部圖示出了在最初數個小時之後，1kHz實阻抗2510在約5k歐姆保持相當穩定(並且1kHz虛阻抗2530在約-400歐姆保持相當穩定)。換言之，在1kHz條件下，實阻抗數據2510和虛阻抗數據2530基本是獨立於葡萄糖的，這樣，根據分析，它們可用作健康狀況以及最終特定傳感器的可靠性的標誌或獨立指示。然而，如前所述，不同的阻抗相關參數可顯示出在不同頻率範圍的葡萄糖獨立性，並且在每種情況下，所述範圍可取決於整個傳感器設計，例如，電極類型、電極的表面積、膜厚度、膜的滲透性等等。因此，在實施例圖25B—90％短的無管電極設計中，頂部圖再次示出傳感器電流2501響應葡萄糖，並且在最初幾個小時之後，1kHz實阻抗2511在約7.5k歐姆處保持相當穩定。圖25B中的底部圖示出0.1Hz(2518)至1kHz(2511)之間的頻率下的實阻抗數據。從圖中可見，0.1Hz(2518)條件下的實阻抗數據基本上依賴於葡萄糖。然而，如附圖標記2516、2514和2512所示，實阻抗隨著頻率從0.1Hz增加至1kHz(即，越接近1kHz頻率的條件下測得的阻抗數據)變得越來越獨立於葡萄糖。回到圖25A，中間的圖示出相對較高的頻率下的相位2520基本上獨立於葡萄糖。然而，應當注意的是，在分析過程中與傳感器的這個參數(相位)有關的「相對較高的頻率」意味著128Hz及128Hz以上的頻率。就這點而言，該圖示出128Hz至8kHz之間的所有頻率的相位在所示出的整個時間段內是穩定的。另一方面，如圖25C的底部圖所示，雖然128Hz(及以上)條件下的相位2522是穩定的，但是相位2524在頻率逐漸小於128Hz的條件下波動—即，該相位越來越依賴於葡萄糖並且相位度數發生變化。應當注意的是，用於圖25C的實施例的電極設計與圖25B使用的電極設計相同，並且圖25C的頂部圖與圖25B的頂部圖一致。圖26示出由於插入位點處缺氧而引起的靈敏度損失的實例。在該情況下，插入位點在第四天(由圖26中的黑色垂直線指示)剛過之後就變得缺氧，導致傳感器電流2600變低並且不發生響應。1kHz實阻抗2610保持穩定，這說明傳感器上沒有物理閉塞。然而，如各個向下的箭頭所示，相對較高的頻率相位2622和1kHz虛阻抗2632的變化與靈敏度損失一致，這說明這種類型的損失是由於插入位點的缺氧引起的。具體而言，圖26示出了在較高頻率(2620)的相位和1kHz虛阻抗(2630)在傳感器失去靈敏度之前—由黑色垂直線表示—變得更加負—並且隨著傳感器靈敏度繼續損失而繼續呈向下的趨勢。因此，如上所述，在這種靈敏度損失之前相對較高的頻率範圍(例如，128Hz及以上，以及1kHz及以上)內的相位絕對值(|相位|)和虛阻抗絕對值(|虛阻抗|)增加，或者說這種靈敏度損失通過相對較高的頻率範圍(例如，128Hz及以上，以及1kHz及以上)內的相位絕對值(|相位|)的增加和虛阻抗絕對值(|虛阻抗|)的增加進行預測。上述標誌可通過體外測試證實，圖27示出了體外測試的實例。圖27示出了體外測試傳感器的結果，在體外測試中模擬不同葡萄糖濃度條件下的缺氧。在頂部圖中，Isig隨葡萄糖濃度的變化而發生波動，所述葡萄糖濃度從100mg/dl(2710)增加至200mg/dl(2720)、300mg/dl(2730)、400mg/dl(2740)並隨後降回200mg/dl(2750)。在底部圖中，相對較高的頻率下的相位總體上是穩定的，這說明相位是獨立於葡萄糖的。然而，在非常低的氧濃度的條件下，例如，0.1％的O2，如圈出的區域和箭頭2760、2770所示，相對高的頻率下相位發生波動。應當注意的是，幅度和/或方向(即，正向或負向)的波動取決於各種不同的因素。例如，較高的葡萄糖濃度與氧濃度的比例，相位波動幅度較高。此外，特定的傳感器設計和傳感器年齡(即，植入之後按時間測量的)影響這些波動。因此，例如，傳感器越舊，越容易發生波動。圖28A至圖28D示出了使用冗餘工作電極WE1和WE2的缺氧導致靈敏度損失的另一實例。如圖28A所示，即使在傳感器電流2800波動並且最終變得不發生響應時，1kHz實阻抗2810也是穩定的。而且，如前所述，1kHz虛阻抗2820的變化與傳感器靈敏度損失一致。然而，此外，圖28B示出0.105Hz下實阻抗數據和虛阻抗數據(分別表示為2830和2840)。後者更加通常地被稱為「0.1Hz數據」，其表明儘管0.1Hz條件下的虛阻抗看起來相當穩定，但是0.1Hz的實阻抗2830在傳感器失去靈敏度時顯著增加。而且，如圖28C所示，在由於缺氧而引起靈敏度損失的條件下，Vcntr2850達到電壓軌1.2伏特。簡言之，圖表舉例說明了如下發現：缺氧導致的靈敏度損失與較低的1kHz虛阻抗(即，後者變得更加負)、較高的0.105Hz實阻抗(即，後者變得更加正向)以及Vcntr軌有關聯。而且，缺氧過程和Vcntr-軌(對電極電壓軌：Vcntrrail)通常與電化學電路中的電容分量的增加有關。應當注意的是，在後面待描述的一些診斷程序中，0.105Hz實阻抗可能不使用，因為該相對較低頻率的實阻抗數據看起來可能是依賴於分析物的。最後，關於圖28A至圖28D的實例，應當注意的是，1kHz或較高頻率阻抗測量值通常引起Isig中的EIS誘導的尖峰信號。這在圖28D中示出，其中，相對於時間繪製WE2的原始Isig。尖峰信號開始時的Isig的顯著增加是非法拉第過程，因為雙層電容電荷。因此，除了上面討論的較低的1kHz虛阻抗，較高的0.105Hz實阻抗，以及Vcntr軌之外，缺氧導致的靈敏度損失還可與較高的EIS誘導的尖峰信號有關。圖29舉例說明了靈敏度損失的另一實例。該實例可被認為是與圖24有關的上述Isig下降的極端形式。在此，傳感器電流2910被觀察到從插入時開始降低，這說明在插入過程中產生了引起電極閉塞的問題。相比於圖25A所示的正常工作的傳感器的同樣的參數值，1kHz實阻抗2920顯著較高，而相對較高的頻率相位2930和1kHz虛阻抗2940均變至更負的值。相對較高的頻率相位2930和1kHz虛阻抗2940的變化表明靈敏度損失可能是由於缺氧，其進而可能是由於傳感器表面閉塞引起的。圖30A至圖30D示出了另一冗餘傳感器的數據，其中，兩個或多於兩個工作電極之間的1kHz實阻抗和1kHz虛阻抗以及0.1Hz的實阻抗的相對差可用於檢測由於生物汙染而引起的靈敏度損失。在該實例中，WE1比WE2表現出更多的靈敏度損失，這通過WE2的較高1kHz實阻抗3010，WE2的較低1kHz虛阻抗3020以及WE2在0.105Hz(3030)下高得多的實阻抗可明顯看出。然而，此外，在該實例中，Vcntr3050沒有達到電壓軌。而且，如圖30D所示，原始Isig數據中的尖峰信號的高度沒有隨時間的推移而發生很大變化。這說明，對於由生物汙染而引起的靈敏度損失而言，Vcntr-軌和尖峰信號高度的增加是相關聯的。此外，原始Isig數據中尖峰信號高度沒有隨時間推移發生很大變化這一事實說明電路的電容分量未隨時間推移發生顯著變化，這樣，由生物汙染引起的靈敏度損失與電路的電阻分量有關(即，擴散)。上述各種阻抗相關參數可單獨使用或聯合使用，輸入至：(1)基於EIS的傳感器診斷程序；和/或(2)用於產生更加可靠的傳感器葡萄糖值的融合算法。對於前者而言，圖31舉例說明了基於EIS的數據—即，阻抗相關參數或特徵—如何用於診斷程序以實時確定傳感器是否工作正常或傳感器是否應當更換。圖31的流程圖中所示的診斷程序基於EIS數據的定期採集，例如，每小時，每隔半小時，每隔十分鐘或以任何其他間隔採集—包括連續採集—可根據分析適用於特定的傳感器。在每個這樣的間隔中，EIS可在整個頻譜中運行(即，「完全掃頻」)，或者可在所選擇的頻率範圍內運行，或者甚至可在單個頻率下運行。因此，例如，對於每小時採集數據的方案而言，EIS可在μHz至MHz的頻率範圍內執行，或可在如上所述的諸如約0.1Hz至約8kHz之類的較窄的頻率範圍內運行。在本發明的實施方式中，EIS數據採集可在完全掃頻和較窄範圍頻譜之間交替進行，或者可根據其他方案進行。EIS實施和數據採集的時間頻率可受到各種因素的支配。例如，EIS的每一次實施消耗一定量的電力，該電力通常由傳感器的電池提供，即，電池運行傳感器電子元件，包括後面描述的ASIC。這樣，電池容量以及剩餘的傳感器壽命可幫助確定EIS的運行次數以及每次運行採樣的頻率寬度。此外，本發明的實施方式設想了如下情形：可要求基於第一時間表(例如，每隔幾秒或幾分鐘)監測特定頻率下的EIS參數(例如，1kHz條件下的實阻抗)，而可基於第二時間表(例如，更低的頻率)監測其他頻率下的相同參數。在這些情形中，診斷程序可根據特定傳感器和要求來調整，這樣，電池電力可被保存並且可避免不必要的和/或多餘的EIS數據獲取。應當注意的是，在本發明的實施方式中，診斷程序，例如圖31所示的診斷程序，進行一系列單獨的「測試」，執行這些測試以對傳感器進行實時監控。多種測試或標誌—也稱為「多個標誌」—被使用，因為每次運行EIS時(即，每次執行一個EIS程序時)，可收集關於多種基於阻抗的參數或特徵的數據，這些數據可被用於檢測傳感器情況或品質，包括，傳感器是否失效或故障。在進行傳感器診斷中，有時診斷測試可表明傳感器故障，而其他診斷可表明沒有故障。因此，多個阻抗相關參數的有效性和多測試程序的實施是有利的，因為多種測試中的一些可充當對其他一些測試的有效性檢查。因此，使用多標誌方法的實時監控可包括一定程度的內置冗餘。通過上述內容可知，圖31所示的診斷程序的邏輯在傳感器已插入/植入之後開始於步驟3100，並且運行EIS，從而提供EIS數據作為輸入。在步驟3100，使用EIS數據作為輸入，首先確定傳感器是否仍處於合適的位置。因此，如果|Z|斜率被發現在整個測試頻帶(或範圍)內恆定，和/或相位角為約-90°，那麼傳感器被確定不再位於合適的位置，並且發送警報至例如患者/使用者，這表明傳感器已拔出。本文所述的用於檢測傳感器拔出的特定參數(及其各自的值)是基於如下發現：一旦傳感器位於身體之外並且膜不再被水合，那麼阻抗譜響應看起來就像電容器一樣。如果確定傳感器仍在合適的位置，那麼邏輯移至步驟3110以確定傳感器是否已適當初始化。如圖所示，通過確定下述內容執行「Init.Check」：(1)1kHz條件下是否|(Zn-Z1)/Z1|>30％，其中，如上文所討論的，Z1是在第一時間測得的實阻抗，Zn是下一間隔測得的阻抗，以及(2)在0.1Hz條件下相位角的變化是否大於10°。如果上述兩個問題中的任一個的答案為「是」，那麼測試滿意，即，測試1通過。否則，測試1被標記為未通過。在步驟3120中，測試2提問在-45°的相位角的條件下，在兩次連續EIS運行之間的頻率差(f2-f1)是否大於10Hz。同樣，「否」的答案被標記為未通過，否則，測試2是令人滿意的。步驟3130中的測試3是水合測試。在該步驟中，詢問1kHz條件下，當前阻抗Zn是否小於初始化後的阻抗Zpi。如果是的話，那麼測試滿意，否則，測試3被標記為未通過。步驟3140中的測試4也是水合測試，但是這次在較低頻率下進行。因此，該測試詢問在初始化後的傳感器運行過程中在0.1Hz條件下Zn是否小於300k歐姆。同樣，「否」答案表明傳感器未通過測試4。在步驟3150中，測試5詢問低頻率Nyquist斜率是否在整個範圍內從0.1Hz增加至1Hz。如上文所討論的，對於正常運行的傳感器而言，相對較低頻率的Nyquist斜率應當隨時間增加。因此，如果該詢問的答案是「是」的話，那麼該測試滿意，否則，該測試被標記為未通過。步驟3160是該診斷程序實施方式的最後測試。在該步驟中，詢問實阻抗是否在整個範圍內降低。同樣，如上文所討論的，在正常運行的傳感器中，可預見到的是，隨時間推移，實阻抗應當降低。因此，該步驟中的答案「是」是指傳感器正常運行，否則，傳感器未通過測試6。一旦所有六個測試均已執行，那麼在3170中對傳感器是否正常運行或是否故障作出決定。在該實施方式中，如果傳感器通過了六個測試中的至少三個測試，那麼傳感器被確定為正常運行(3172)。換言之，為了確定傳感器已發生故障(3174)，傳感器必須未通過六個測試中的至少四個測試。在可選的實施方式中，不同的規則可用於評價正常運行和傳感器故障。此外，在本發明的實施方式中，每個測試可被加權，這樣，所分配的權重在測定整個傳感器運行(正常vs.故障)方面反映例如該測試的重要性或該測試所質疑的特定參數的重要性。例如，一個測試的權重可以是另一測試的兩倍，但只是第三測試的權重的一半，等等。在其他可選的實施方式中，不同數量的測試和/或用於每個測試的不同組的基於EIS的參數可被使用。圖32A和圖32B示出了包括七個測試的用於實時監控的診斷程序的實例。參見圖32A，在傳感器已被插入/植入之後，邏輯開始於步驟3200，並且EIS程序被執行，從而提供EIS數據作為輸入。在3200中，使用EIS數據作為輸入，首先確定傳感器是否仍然位於合適的位置。因此，如果發現|Z|斜率在檢測頻率帶寬(或範圍)內是恆定的，和/或相位角為約-90°，那麼傳感器被確定為不再位於合適的位置，並且發送警報至例如患者/使用者，這說明傳感器已拔出。另一方面，如果傳感器被確定位於合適的位置，那麼邏輯移至開始診斷檢查(3202)。在步驟3205中，測試1類似於上文關於圖31所討論的診斷程序的測試1，除了本實施例的測試1指明在第一次測量之後經過兩小時後測量Zn。這樣，在該實施例中，Zn＝Z2hr。更加具體而言，測試1將(傳感器植入和)初始化後兩小時的實阻抗與初始化前的值進行比較。類似地，測試1的另一部分詢問在0.1Hz條件下，初始化後兩小時的相位和初始化前的相位之差是否大於10°。如前所述，如果質詢中的任一個的答案是肯定的，那麼傳感器被確定為正常水合併已初始化，並且測試1滿意，否則，傳感器未通過該測試。應當注意的是，即使本實施例的測試詢問關於初始化後兩小時的阻抗和相位變化，那麼任何兩次連續的EIS運行之間的時間間隔可以更短或更長，這取決於多種因素，包括例如，傳感器設計、電極冗餘水平、診斷程序包括冗餘測試的程度、電池電力等等。移至步驟3210，邏輯接著通過下述方式進行靈敏度損失檢查：詢問兩個小時間隔(n+2)之後1kHz條件下阻抗幅度的變化百分數和Isig的變化百分數是否大於30％。如果這兩個質詢的答案是「是」，那麼傳感器被確定為損失靈敏度，並且這樣，測試2被確定為未通過。應當注意的是，雖然本文舉例說明的測試2基於優選的30％差異百分比，但是在其他實施方式中，為了進行該測試，1kHz條件下阻抗幅度的差異百分比和Isig的差異百分比可落入10％至50％的範圍內。測試3(在3220中)類似於圖31舉例說明的測試5算法。在本實例中，如前所述，問題是低頻率Nyquist斜率是否在整個範圍內從0.1Hz增加至1Hz。如果是的話，那麼該測試通過，否則，該測試未通過。如在3220中所示的，該測試還可修改為設定低頻率Nyquist斜率的變化百分比的閾值或者可接受的範圍，超過該閾值或範圍，傳感器被認為未通過測試，最起碼可觸發進一步診斷測試。在本發明的實施方式中，低頻率Nyquist斜率的變化百分比的這種閾值/可接受的範圍可落入約2％至約20％的範圍內。在一些優選的實施方式中，閾值可為約5％。邏輯接著移至步驟3230，這是另一低頻測試，這次涉及相位和阻抗幅度。更加具體而言，相位測試詢問0.1Hz條件下的相位是否隨時間持續增加。如果是的話，那麼測試未通過。如涉及監控參數趨勢的其他測試那樣，測試4的低頻率相位測試也可被修改為設定低頻相位的變化百分比的閾值或可接受的範圍，超出該閾值或範圍的話，傳感器可被認為未通過測試，最起碼，傳感器引起關注。在本發明的實施方式中，低頻率相位的變化百分比的這種閾值/可接受的範圍可落入約5％至約30％的範圍內。在一些優選的實施方式中，閾值可以是約10％。如上所述，測試4也包括低頻阻抗幅度測試，其中，詢問0.1Hz條件下的阻抗幅度是否隨時間持續增加。如果是的話，那麼測試未通過。應當注意的是，如果相位測試或阻抗幅度測試未通過的話，測試4被認為「未通過」。測試4的低頻阻抗幅度測試還可修改為設定低頻阻抗幅度的變化百分比的閾值或可接受的範圍，在超出該閾值或範圍時，傳感器可被認為未通過測試，或最起碼，傳感器引起關注。在本發明的實施方式中，低頻率阻抗幅度的變化百分數的這種閾值/可接受的範圍可落入約5％至約30％的範圍內。在一些優選的實施方式中，閾值可以是約10％，其中，正常傳感器的阻抗幅度的範圍通常為約100K歐姆至約200K歐姆。測試5(在步驟3240中)是可被認為是測試2的補充的另一靈敏度損失檢查。在該測試中，如果1kHz條件下Isig的變化百分比和阻抗幅度的變化百分比均大於30％，那麼傳感器被確定為正從靈敏度損失恢復。換言之，傳感器被確定為先前經歷了一些靈敏度損失，即使因為一些原因通過測試2沒有檢測到靈敏度損失。如測試2那樣，雖然測試5基於優選的30％的差異百分比進行舉例說明，但是在其他實施方式中，為了進行該測試的目的，在1kHz條件下，Isig的差異百分比和阻抗幅度的差異百分比可屬於10％至50％的範圍內。移至步驟3250，測試6提供採用特定故障標準的傳感器功能性測試，基於所觀察到的數據以及特定的傳感器設計確定所述特定故障標準。具體而言，在一種實施方式中，如果下列三個標準中的至少兩個被滿足：(1)Isig小於10nA；以及(2)1kHz條件下的虛阻抗低於-1500歐姆；以及(3)1kHz條件下的相位小於-15°，那麼傳感器可被確定未通過測試，這樣，傳感器不可能響應葡萄糖。因此，如果(1)至(3)中的任何兩個不被滿足，那麼確定已通過測試6。應當注意的是，在其他實施方式中，如果Isig小於約5nA至約20nA，那麼該測試中的Isig測試可能未通過。類似地，如果1kHz條件下的虛阻抗小於約-1000歐姆至約-2000歐姆，那麼第二測試可能未通過。最後，如果1kHz條件下的相位小於約-10°至約-20°，那麼相位測試可能未通過。最後，步驟3260提供另一靈敏度檢查，其中，在低頻條件下評估參數。因此，測試7詢問在0.1Hz條件下虛阻抗與Isig(n+2)的比值和先前比值之間的差異大小是否大於先前比值的大小的30％。如果是的話，那麼測試未通過，否則，測試通過。在本實施例中，雖然測試7基於優選的30％的差異百分比進行舉例說明，但是在其他實施方式中，為了進行該測試，差異百分比可屬於10％至50％的範圍內。一旦所有七個測試已被實施，那麼在3270中對傳感器是否正常運行或是否應當發出警報以表明傳感器故障(或可能故障)作出決定。如圖所示，在該實施方式中，如果傳感器通過了七個測試中的至少四個測試，那麼傳感器被確定正常工作(3272)。換言之，為了確定傳感器已發生故障或至少引起關注(3274)，傳感器必須未通過七個測試中的至少四個。如果傳感器被確定是「壞的」(3274)，那麼，表明該情況的警報可發送至例如患者/使用者。如前所述，在可選的實施方式中，不同的規則可用於評價正常工作和傳感器故障/關注。此外，在本發明的實施方式中，每個測試可被加權，這樣，在確定整個傳感器的運行(正常vs.故障)方面，分配的權重反映例如所述測試的重要性，或所述測試所詢問的特定參數的重要性。如上所述，在本發明的實施方式中，上述各種阻抗相關參數可單獨使用或可聯合使用，作為用於產生更加可靠的傳感器葡萄糖值的一種或多於一種融合算法的輸入。具體而言，已知曉，不像單個傳感器(即，單個工作電極)系統那樣，多個檢測電極提供更高可靠性的葡萄糖讀數，作為多個信號，所述葡萄糖讀數獲自兩個或多於兩個工作電極，所述葡萄糖讀數可被融合以提供單個傳感器葡萄糖值。這種信號融合使用EIS提供的定量輸入以計算冗餘工作電極的最可靠的輸出傳感器葡萄糖值。應當注意的是，雖然接下來的討論可能會根據作為冗餘電極的第一工作電極(WE1)和第二工作電極(WE2)描述各種不同的融合算法，但這是舉例說明而非限定性的，因為本文所述的算法及其基本原理適用於並且可用於具有多於兩個工作電極的冗餘傳感器系統。圖33A和圖33B示出用於兩個可選的方法的頂層流程圖，其中的每一個包括融合算法。具體而言，圖33A是涉及基於電流(Isig)的融合算法的流程圖，圖33B是涉及傳感器葡萄糖(SG)融合的流程圖。從圖中可以看出，兩種方法之間的主要區別在於校準時間。因此，圖33A示出，對於Isig融合而言，完成融合3540之後進行校準3590。也就是說，來自WE1至WEn的冗餘Isig被融合成單個Isig3589，該單個Isig3589隨後被校準以產生單個傳感器葡萄糖值3598。另一方面，對於SG融合而言，對來自WE1至WEn的每一個單獨的Isig完成校準3435以產生每個工作電極的校準的SG值(例如3436，3438)。因此，SG融合算法提供多個Isig中的每一個的獨立校準，這在本發明的實施方式中可以是優選的。一旦校準，那麼多個校準的SG值融合成單個SG值3498。應當注意，重要的是，圖33A和圖33B中示出的流程圖中的每一個包括尖峰信號濾波過程(3520，3420)。如上文關於靈敏度損失的討論中所述的那樣，1kHz或更高的頻率阻抗測量值通常在Isig中引起EIS誘導的尖峰信號。因此，一旦對電極WE1至WEn中的每一個執行EIS程序，那麼對於SG融合和Isig融合這兩者而言，優選首先對Isig3410、3412等等以及3510、3512等等進行濾波，以獲得各自的濾波後的Isig3422、3424等等以及3522、3524等等。如下面詳細討論的，濾波後的Isig隨後用於Isig融合，或者首先校準隨後用於SG融合。如在隨後的討論中變得明顯的，兩種融合算法基於各種不同的因素計算並分配權重。圖34示出用於SG融合的融合算法3440的細節。基本上，在確定融合權重之前需要檢查四個因素。首先，完整性檢查3450包括確定下列參數中的每一個是否落入正常傳感器運行的規定範圍(例如，預先確定的下限閾值和上限閾值)內：(i)Isig；(ii)1kHz實阻抗和虛阻抗；(iii)0.105Hz實阻抗和虛阻抗；以及(iv)Nyquist斜率。如圖所示，完整性檢查3450包括界限檢查(boundcheck)3452和噪聲檢查3456，其中，對於每個檢查而言，上述參數用作輸入參數。應當注意的是，簡言之，在一種頻率或多於一種頻率的條件下的實阻抗和/或虛阻抗出現在圖33A至圖35中簡寫為「Imp」以表示阻抗。此外，實阻抗和虛阻抗均可使用阻抗幅度和相位(在圖33A和圖33B中也示出為輸入)進行計算。界限檢查3452和噪聲檢查3458中的每一個的輸出是冗餘工作電極中的每一個的各自的可靠性指數(RI)。因此，界限(bound)檢查的輸出包括例如RI_bound_We1(3543)和RI_bound_We2(3454)。類似地，對於噪聲(noise)檢查而言，輸出包括例如RI_noise_We1(3457)和RI_noise_We2(3458)。每個工作電極的界限和噪聲可靠性指數可根據對正常傳感器運行的上述範圍的相符性進行計算。因此，如果參數中的任一個在特定電極的規定範圍之外，那麼該特定電極的可靠性指數降低。應當注意的是，上述參數的閾值或範圍可取決於各種不同的因素，包括特定傳感器和/或電極設計。儘管如此，在一種優選的實施方式中，上述參數中的一些的典型範圍可以如下：1kHz實阻抗的界限閾值＝[0.3e+42e+4]；1kHz虛阻抗的界限閾值＝[-2e+3,0]；0.105Hz實阻抗的界限閾值＝[2e+47e+4]；0.105虛阻抗的界限閾值＝[-2e+5-0.25e+5]；Nyquist斜率的界限閾值＝[25]。噪聲可通過例如使用二階中心差分法計算，其中，如果噪聲高於每個可變緩存的中間值的一定百分比(例如30％)，那麼噪聲被認為超出噪聲限度。第二，可使用傳感器電流(Isig)和1kHz實阻抗檢測傳感器下降。因此，如圖34所示，Isig和「Imp」用作下降檢測3460的輸入。在此，第一步驟是確定Isig之間是否有任何發散，以及任何這種發散是否在1kHz實阻抗數據中有反映。這可通過使用Isig類似性指數(RI_sim_isig12)3463和1kHz實阻抗類似性指數(RI_sim_imp12)3464之間的映射3465實現。該映射是非常重要的，因為其幫助避免下降不是真實的情況下的假陽性。在Isig偏差是真實的情況下，算法會選擇具有較高Isig的傳感器。根據本發明的實施方式，兩個信號(例如，兩個Isig，或兩個1kHz實阻抗數據點)的發散/收斂可如下計算：diff_va1＝abs(va1-(va1+va2)/2)；diff_va2＝abs(va2-(va1+va2)/2)；RI_sim＝1-(diff_va1+diff_va2)/(mean(abs(va1+va2))/4)其中，va1和va2是兩個變量，RI_sim(類似性指數)是度量信號的收斂或發散的指數。在該實施方式中，RI_sim必須在0至1之間。因此，如果如上計算的RI_sim小於0，那麼將RI_sim設定為0，如果其大於1，那麼就將RI_sim設定為1。通過使用一般線性回歸(ordinarylinearregression，OLR)執行映射3465。然而，當OLR不能良好運行時，可使用有力的中位數斜率線性回歸(robustmedianslopelinearregression，RMSLR)。例如，對於Isig類似性指數和1kHz實阻抗指數而言，需要如下兩個映射過程：(i)將Isig類似性指數映射到1kHz實阻抗類似性指數；以及(ii)將1kHz實阻抗類似性指數映射到Isig類似性指數。這兩個映射過程會產生兩種殘數：res12和res21。下降可靠性指數3467、3468中的每一個隨後可如下進行計算：RI_dip＝1–(res12+res21)/(RI_sim_isig+RI_sim_1K_real_impedance)。第三個因素是靈敏度損失(sensitivityloss)3470，其可使用例如過去8小時中的1kHz虛阻抗趨勢來檢測。如果一個傳感器的趨勢變負，那麼算法會依賴於另一傳感器。如果兩個傳感器均損失靈敏度，那麼取簡單平均值。趨勢可通過使用強低通濾波器以消除1kHz虛阻抗進行計算，該虛阻抗變為噪聲，並且，趨勢可通過使用與時間(例如過去的八小時)有關的相關係數或線性回歸來計算以確定相關係數是否為負或斜率是否為負。靈敏度損失可靠性指數3473、3474中的每一個隨後被分配二進位數值1或0。we1、we2、……wen中的每一個的總可靠性指數(RI)如下計算：RI_we1＝RI_dip_we1×RI_sensitivity_loss_we1×RI_bound_we1×RI_noise_we1RI_we2＝RI_dip_we2×RI_sensitivity_loss_we2×RI_bound_we2×RI_noise_we2RI_we3＝RI_dip_we3×RI_sensitivity_loss_we3×RI_bound_we3×RI_noise_we3RI_we4＝RI_dip_we4×RI_sensitivity_loss_we4×RI_bound_we4×RI_noise_we4...RI_wen＝RI_dip_wen×RI_sensitivity_loss_wen×RI_bound_wen×RI_noise_wen計算了單個工作電極各自的可靠性指數之後，每個電極的權重(weight)如下計算：weight_we1＝RI_we1/(RI_we1+RI_we2+RI_we3+RI_we4+…+RI_wen)weight_we2＝RI_we2/(RI_we1+RI_we2+RI_we3+RI_we4+…+RI_wen)weight_we3＝RI_we3/(RI_we1+RI_we2+RI_we3+RI_we4+…+RI_wen)weight_we4＝RI_we4/(RI_we1+RI_we2+RI_we3+RI_we4+…+RI_wen)weight_wen＝RI_wen/(RI_we1+RI_we2+RI_we3+RI_we4+…+RI_wen)基於上述內容，融合的SG3498隨後如下計算：SG＝weight_we1×SG_we1+weight_we2×SG_we2+weight_we3×SG_we3+weight_we4×SG_we4+...+weight_wen×SG_wen最後一個因素涉及最終傳感器讀出中的虛假信息，例如，可能由傳感器融合的瞬時權重變化引起。這可通過使用低通濾波器3480以平滑每個電極的RI來避免或可通過將低通濾波器應用於最終SG來避免。當使用前者時，濾波的可靠性指數—例如，RI_We1*和RI_We2*(3482、3484)—用於計算每個電極的權重，並由此用於計算融合的SG3498。圖35示出了Isig融合的融合算法3540的細節。從圖中可以看出，該算法與圖34所示的用於SG融合的融合算法基本類似，只有兩個區別。第一，如前所述，對於Isig融合而言，校準構成該方法的最終步驟，其中校準單個融合的Isig3589以產生單個傳感器葡萄糖值3598。還可參見圖33B。第二，儘管SG融合使用多個電極的SG值以計算最終SG值3498，但是通過使用多個電極的濾波後的Isig(3522、3524等等)計算融合的Isig值3589。在一個涉及非糖尿病人群的閉環研究中發現，上述融合算法在第一天以及全程(即，傳感器的七天壽命過程中)的平均絕對相對差值(MARD)方面提供顯著的改善，其中，在第一天，低啟動問題是最明顯的並且由此可對傳感器的精確性和可靠性產生重大影響。該研究使用下列三種不同的方法評估了帶有高電流密度(額定)鍍層的88％的分散式排布設計：(1)通過使用MedtronicMinimed’sFerrariAlgorithm1.0(這是前面討論的SG融合算法)融合計算一個傳感器葡萄糖值(SG)；(2)通過使用1kHzEIS數據(通過上述Isig融合算法)識別更好的ISIG值計算一個SG；以及(3)使用更高的ISIG值(即，不使用EIS)計算一個SG。研究用數據的細節如下：(1)對於帶有高電流密度(額定)鍍層的88％的分散式排布，基於Ferrari1.0Alg的SG(2)對於帶有高電流密度(額定)鍍層的88％的分散式排布，基於使用1kHzEIS更好的ISIG的SG(3)對於帶有高電流密度(額定)鍍層的88％的分散式排布，基於較高的ISIG的SG通過上述數據發現，通過第一種方法，第一天的MARD(％)是19.52％，全程的MARD是12.28％。對於第二種方法而言，第一天的MARD是15.96％，全程的MARD是11.83％。最後，對於第三種方法而言，第一天的MARD是17.44％，全程的MARD是12.26％。因此，對於這種使用冗餘電極的設計而言，可見基於使用1kHzEIS的更好的ISIG計算SG(即，第二種方法)提供最大優勢。具體而言，較低的第一天MARD可歸因於例如使用EIS更好地檢測低啟動。此外，在該研究中全程MARD百分數比WE1和WE2的全程平均MARD13.5％低，大於1％。應當注意的是，在上述方法中，數據轉換可通過例如濾波方法來控制以最小化轉換程度，例如通過使用上述圖33A至圖35所討論的低通濾波器3480。值得重複的是，傳感器診斷，包括例如低啟動評估、靈敏度損失評估和信號下降事件的評估，取決於各種各樣的因素，包括傳感器設計，電極的數量(即，冗餘)、電極分布/配置等等。因此，基於ESI參數的實際頻率或頻率範圍可以是基本獨立於葡萄糖的，因此，用於上述故障模式中的一種或多於一種的模式的獨立的標誌或指示也可依賴於特定的傳感器設計。例如，如上所述，雖然已經發現靈敏度損失可使用相對較高頻率下的虛阻抗來預測—其中虛阻抗是基本獨立於葡萄糖的—葡萄糖依賴性水平，因此，作為靈敏度損失的標誌的虛阻抗的特定頻率範圍可根據實際傳感器設計而變化(變高或變低)。更加具體而言，當傳感器設計越來越趨向於使用冗餘工作電極時，為了保持傳感器的整體尺寸，後者的尺寸必須越來越小。電極的尺寸進而影響特定診斷所需的頻率。在這方面，重要的是，需要注意本文所述的以及圖33A至圖35所示的融合算法被看做是示例性的，並非限定性的，基於分析中的傳感器類型，每種算法可根據需要而改良，以在表現出最小量的葡萄糖依賴性的頻率下使用基於EIS的參數。此外，實驗數據表明人體組織結構也可影響不同頻率下的葡萄糖依賴性。例如，對兒童體內，發現0.105Hz下的實阻抗是基本獨立於葡萄糖的低啟動檢測指標。這被認為源自於兒童組織結構的改變，例如，主要涉及電阻分量的Warburg阻抗。還請參見接下來關於幹擾物檢測的討論。本文中的本發明的實施方式還涉及在優化傳感器校準中使用EIS。作為背景，在目前的方法中，可用於校準後續的Isig值的BG-Isig曲線的斜率(slope)如下計算：slope=Σαβ(isig-offset)bgΣαβ(isig-offset)2]]>其中，α是時間常數的指數函數，β是血糖變量的函數，offset(補償)是常數。對於穩定情況下的傳感器而言，該方法提供相當精確的結果。例如圖36所示的，BG和Isig遵循相當線性的關係，並且offset可作為常數獲取。然而，存在上述線性關係並不適用的情況，例如在傳感器發生轉換的過程中。從圖37可以明顯地看出，根據Isig與BG的關係，Isig-BG對1、2明顯不同於對3、4。對於這些類型的情況而言，常數offset的使用易於產生不精確的結果。為了解決這個問題，本發明的一種實施方式涉及使用基於EIS的動態offset，其中，EIS測量值用於定義傳感器狀態矢量，如下：V＝{real_imp_1K,img_imp_1K,Nyquist_slope,Nyquist_R_square}其中，矢量中的所有元素基本獨立於BG。應當注意的是，Nyquist_R_square是用於計算Nyquist斜率的線性回歸的R平方，即，相對較低頻率下的實阻抗和虛阻抗之間的相關係數的平方，並且低R平方表明傳感器性能的異常。向每個Isig-BG對分配狀態矢量。如果檢測到狀態矢量中的顯著差異—例如圖37所示的實例的|V2-V3|—當3和4與1和2進行比較時給3和4分配不同的offset值。因此，通過使用這種動態補償方法，能夠維持Isig和BG之間的線性關係。在第二實施方式中，基於EIS的分割方法可用於校準。使用圖37的實施例和矢量V，可以確定在1和2情形下的傳感器狀態顯著不同於3和4情形下的傳感器狀態。因此，校準緩存存儲器可分為如下兩個部分：Isig_buffer1＝[Isig1,Isig2]；BG_buffer1＝[BG1,BG2]Isig_buffer2＝[Isig3,Isig3]；BG_buffer2＝[BG3,BG3]因此，當傳感器在1和2情形下運行時，Isig_buffer1和BG_buffer1可用於校準。然而，當傳感器在3和4情形下運行時，即，在轉換期間運行時，Isig_buffer2和BG_buffer2可用於校準。在又一實施方式中，基於EIS的動態斜率方法可用於校準目的，其中，EIS用於調整斜率。圖38A示出了如何使用這種方法改善傳感器精確度的實例。在該圖中，數據點1至4是離散的血糖值。從圖38A中可以看出，在數據點1至3之間出現傳感器下降3810，該下降可通過使用上述傳感器狀態矢量V進行檢測。在下降期間中，斜率可上調以降低不充分讀數，如圖38A中附圖標記3820所示。在進一步的實施方式中，EIS診斷法可用於確定傳感器校準的時機，這對於下述事件非常有用，例如，低啟動事件、靈敏度損失事件和其他類似情況。本領域已知目前的大多數方法需要基於預設時間表進行定期校準，例如每天四次校準。然而，使用EIS診斷法，校準變為事件驅動的，這樣，可僅僅視需要並在校準最有效時進行所述校準。同樣，在此，狀態矢量V可用於確定傳感器狀態何時發生改變並且如果傳感器狀態確實發生了改變可用於請求校準。更加具體而言，在示例性的實施例中，圖38B示出了EIS輔助的包括低啟動檢測的傳感器校準流程。使用Nyquist斜率，1kHz實阻抗和界限檢查3850(參見，例如前述的與圖33A至圖35的融合算法有關的界限檢查和基於EIS參數的相關閾值)，可靠性指數3853可發展用於啟動，這樣，當1kHz實阻抗3851和Nyquist斜率3852比它們相應的上限低時，RI_startup＝1，傳感器準備進行校準。換言之，可靠性指數3853是「高」(3854)，邏輯可進行至3860處的校準。另一方面，當1kHz實阻抗和Nyquist斜率高於它們相應的上限(或閾值)時，RI_startup＝0(即，「低」)，傳感器未準備好進行校準(3856)，即，可能存在低啟動問題。在此，1kHz實阻抗和Nyquist斜率的趨勢可用於預測這兩個參數何時處於範圍內(3870)。如果估計只需要非常短的時間(例如，小於1小時)，那麼算法等待直至傳感器準備好，即，直至上述基於EIS的參數處於範圍內(3874)，在此時算法進行校準。然而，如果等待時間相對較長(3876)，那麼傳感器可現在進行校準，並隨後根據1kHz實阻抗和Nyquist斜率趨勢逐漸調整斜率或offset(3880)。應當注意的是，通過進行所述調整，可避免由低啟動引起的嚴重的過度讀數或讀數不足。如前所述，用於本校準算法的基於EIS的參數和相關信息基本獨立於葡萄糖。應當注意的是，雖然上述關於圖38B的描述示出了單個工作電極以及該工作電極的啟動可靠性指數的計算，但是這是示例性的，並非限定性的。因此，在包括兩個工作電極或多於兩個工作電極的冗餘傳感器中，可對多個(冗餘)工作電極中的每一個進行界限檢查並且可計算啟動可靠性指數。然後，基於各自的可靠性指數，至少一個工作電極可被識別出其可繼續工作以獲得葡萄糖測量值。換言之，在具有單個工作電極的傳感器中，如果工作電極表現出低啟動，那麼傳感器的實際使用(用於測量葡萄糖)可能推遲，直至低啟動過程過去。這個時間段通常在一小時或多於一小時的數量級，這明顯是不利的。相反，在冗餘傳感器中，使用本文所述的方法允許進行適應性啟動或「智能」啟動，其中，可進行數據採集的電極可在相當短的時間內，例如，幾分鐘的數量級上被識別出來。這進而降低MARD，因為低啟動通常提供大約1/2％的MARD提高。在又一實施方式中，EIS可有助於調節校準緩存存儲器。對於現有的校準算法而言，緩存尺寸通常是4，即，4個Isig-BG對，並且權重基於α和β，如前所述，α是時間常數的指數函數，β是血糖變量的函數。在此，EIS可幫助確定何時刷新緩存，如果調節緩存權重，以及合適的緩存尺寸是多大。本發明的實施方式還涉及EIS在幹擾物檢測方面的應用。具體而言，理想的是提供包括傳感器和藥物輸注導管的組合的藥物輸注組件，其中，傳感器放置於輸注導管內。在該系統中，需要考慮輸注導管相對於傳感器的物理位置，這主要是由於正在輸注的藥物和/或其非活性成分引起的對傳感器信號的潛在影響(即，對傳感器信號的幹擾)。例如，與胰島素一起使用的稀釋劑包含間甲酚作為防腐劑。在體外研究中，如果胰島素(並且由此，間甲酚)被注入緊鄰傳感器的位置，那麼發現間甲酚不利地影響葡萄糖傳感器。因此，傳感器和輸注導管合併在單個針中的系統必須能夠檢測或調節間甲酚對傳感器信號的影響。因為間甲酚影響傳感器信號，所以優選地是提供獨立於傳感器信號本身檢測該幹擾物的方法。實驗表明間甲酚對傳感器信號的影響是暫時的並且是可逆的。儘管如此，當胰島素輸注太接近傳感器時，間甲酚易於使電極「中毒」，這樣，後者不再檢測葡萄糖，直至胰島素(和間甲酚)被吸收進入患者組織。就這點而言，已經發現在胰島素輸注開始至傳感器再次獲得檢測葡萄糖的能力之間的時間段通常為約40分鐘。然而，有利的是，已經發現，在相同的時間段內，完全獨立於葡萄糖濃度的1kHz阻抗幅度有較大增加。具體而言，圖39示出了體外實驗的Isig和阻抗數據，其中，傳感器放置於100mg/dL的葡萄糖溶液中，並且每隔10分鐘測量一次1kHz阻抗，由圓圈數據點3920表示。間甲酚隨後加入以使溶液中含有0.35％的間甲酚(3930)。由此可見，一旦間甲酚加入，Isig3940開始顯著增大，並且隨後開始逐漸下降。溶液中葡萄糖濃度通過再加入100mg/dL葡萄糖而加倍。然而這對Isig3940沒有影響，因為電極無法檢測葡萄糖。另一方面，間甲酚對阻抗幅度和相位有顯著影響。圖40A示出了加入間甲酚之前和之後的相位的波特圖，圖40B示出了加入間甲酚之前和之後的阻抗幅度的波特圖。由圖可知，在加入間甲酚之後，阻抗幅度4010在整個頻譜範圍內從其初始化後的值4020開始增加了至少一個數量級。同時，相位4030相對於其初始化後的值4040完全改變。在圖40C的Nyquist曲線中，初始化前曲線4050和初始化後曲線4060如所預期的那樣表現為正常工作的傳感器。然而，在加入間甲酚之後，曲線4070顯著不同。上述實驗識別出了在加入間甲酚之後仍然依賴於Isig的一個重大實際缺陷。再次參見圖39，監控傳感器信號的患者/使用者可能會被置於下述錯誤的印象下：他的葡萄糖水平剛剛突然升高並且他應當進行大劑量給藥。隨後使用者進行大劑量給藥，而這時Isig已開始逐漸下降。換言之，對於患者/使用者而言，每件事看起來可能都是正常的。然而，事實上，實際發生的是患者根據大劑量給藥之前的患者的葡萄糖水平給予了不需要的劑量的胰島素，這可能會使患者處於經歷低血糖事件的風險中。這一假設強調了對儘可能地獨立於葡萄糖檢測幹擾物的方法的需求。圖41示出了另一實驗，其中，傳感器在100mg/dL葡萄糖溶液初始化，隨後葡萄糖上升至400mg/dL持續一個小時，隨後回到100mg/dL。隨後添加間甲酚以使其濃度上升至0.35％，傳感器在該溶液中維持20分鐘。最後，將傳感器放置於100mg/dL的葡萄糖溶液中以使Isig在暴露於間甲酚之後恢復。從圖中可見，在初始化之後，1kHz阻抗幅度4110為大約2k歐姆。當間甲酚加入時，Isig4120突然升高，阻抗幅度4110突然升高。而且，當傳感器回到100mg/dL葡萄糖溶液中時，阻抗幅度4110也回到正常水平附近。從上述實驗可以看出，EIS可用於檢測幹擾劑—在本實施例中是間甲酚—的存在。具體而言，因為幹擾物以使阻抗幅度在整個頻譜範圍內增加的方式影響傳感器，所以阻抗幅度可用於檢測所述幹擾。一旦檢測到幹擾，那麼可將傳感器運行電壓改變至測量不到幹擾物的點，或可暫時中止數據報告，傳感器可向患者/使用者指出由於藥物施用，傳感器無法報告數據(直至測得的阻抗回到輸注前水平)。應當注意的是，因為幹擾物的影響是由於包含在胰島素中的防腐劑，所以阻抗幅度會表現出與上述相同的變化，無論胰島素是快速注入還是慢速注入。重要的是，如上所述，阻抗幅度是基本獨立於葡萄糖的，1kHz下的幅度當然也是基本獨立於葡萄糖的。參見圖41，可以看出，當葡萄糖濃度從100mg/dL上升至400mg/dL—增加四倍時—1kHz阻抗幅度從約2000歐姆增加至約2200歐姆，或增加約10％。換言之，葡萄糖對阻抗幅度測量值的影響看起來比測得的幅度小大約一個數量級。這種水平的「信噪比」通常小至足以將噪聲(即，葡萄糖影響)過濾出去，這樣，餘下的阻抗幅度基本獨立於葡萄糖。此外，應當強調的是，與用於上述體外實驗的緩衝溶液相比，阻抗幅度在實際人體組織中表現出甚至更高程度的葡萄糖獨立性。本發明的實施方式還涉及模擬前端集成電路(AnalogFrontEndIntegratedCircuit，AFEIC)，其是定製的專用集成電路(ASIC)，其提供必要的模擬電子設備以：(i)支持多個恆電位器以及基於氧或過氧化物的多終端葡萄糖傳感器接口；(ii)連接微控制器從而形成微功率傳感器系統，以及(iii)根據基於EIS參數的測量值執行EIS診斷法、融合算法和其他基於EIS的方法。更加具體而言，ASIC合併了傳感器在測量寬頻率範圍內的實阻抗參數和虛阻抗參數的診斷能力，以及與微處理器晶片進行雙向通信的數字接口電路。而且，ASIC包括能夠在非常低的待機功率和運行功率下運行的電源控制電路、實時時鐘以及晶體振蕩器，這樣，外部微處理器電源可關閉。圖42A和42B示出了ASIC的框圖，下表1提供觸片(pad)信號說明(在圖42A和42B左側示出)，其中一些信號復用在單個觸片上。參照圖42A和42B以及表1描述ASIC。電源板(PowerPlane)ASIC具有一個電源板，其通過供電觸片VBAT(4210)供電，其具有2.0伏特至4.5伏特範圍的運行輸入。該電源板具有調節器以降低用於該板的一些電路的電壓。電源(supply)稱為VDDBU(4212)並且具有用於測試和分流的輸出觸片。VBAT電源上的電路包括RC振蕩器、實時時鐘(RCosc)4214、電池保護電路、調節器控制、開機復位電路(POR)和各種輸入/輸出。VBAT電源板上的觸片被配置成在40℃下小於75nA並且VBAT＝3.50V。ASIC還具有提供邏輯的VDD電源。VDD電源電壓範圍可編程為至少1.6伏特至2.4伏特。VDD電源板上的電路包括數字邏輯、計時器(32khz)和實時時鐘(32khz)的大部分。VDD電源板包括根據需要與其他電壓板連接的電平轉換器。電平轉換器進而具有如下接口，所述接口被調節成使任何供電的電源板不產生大於10nA的電流增加，如果另一電源板沒有通電的話。ASIC包括板上調節器(帶有關閉控制)和外部VDD源選擇。調節器輸入是單獨的觸片，REG_VDD_IN(4216)，其與VBAT上的其他I/O共同具有靜電放電(ESD)保護。板上調節器具有輸出觸片，REG_VDD_OUT(4217)。ASIC還具有用於VDD的輸入觸片，其獨立於REG_VDD_OUT觸片。ASIC包括模擬電源板，稱為VDDA(4218)，其通過VDD板上調節器或外部源供電，並且通常通過濾波後的VDD供電。VDDA供電電路配置成在0.1伏特的VDD範圍內運行，從而消除對在VDDA和VDD電源板之間電平轉換的需要。VDDA電源向傳感器模擬電路、模擬測量電路和任何其他噪聲-敏感電路供電。ASIC包括觸片電源，VPAD，用於指定數字接口信號。觸片電源的運行電壓在至少1.8V至3.3V的範圍內。這些觸片具有單獨的供電觸片並且由外部源供電。觸片還將電平轉換器併入其他板上電路中以使柔性觸片電源供電範圍獨立於VDD邏輯電源電壓。ASIC可調節VPAD觸片環信號，這樣，當VPAD電源未啟用時，其他電源電流不會增加超過10nA。偏壓發生器ASIC具有偏壓發生器電路，BIAS_GEN(4220)，其通過VBAT電源供電，並且產生偏壓電流，該偏壓電流在向系統供給電壓時是穩定的。輸出電流具有如下具體特徵：(i)在電源電壓為1.6v至4.5V的條件下供給靈敏度：<±2.5％；以及(ii)調節之後電流精確度：<±3％。BIAS_GEN電路產生轉換的和未轉換的輸出電流以給需要運行用偏壓電流的電路供電。BIAS_GEN電路的運行電流消耗，在25℃下，VBAT為2.5V至4.5V的條件下，小於0.3uA(不包括任何偏壓輸出電流)。最終，偏壓電流的溫度係數通常為4,000ppm/℃至6,000ppm/℃。參考電壓如本文所述的，ASIC被配置為具有低參考電源電壓，通過VBAT電源對其供電。參考電壓具有可接受來自由VBAT或VDDBU供電的邏輯的信號的使能輸入。ASIC如下設計：當VBAT通電時，所述使能信號不會通過來自信號接口的任何供電產生任何超過10nA的電流增加。參考電壓具有如下具體特徵：(i)輸出電壓：調節之後為1.220±3mV；(ii)供電靈敏度：在1.6V至4.5V輸入條件下，<±6mV；(iii)溫度靈敏度：在0℃至60℃條件下，<±5mV；以及(iv)輸出電壓默認精確度(未調節)：1.220V±50mV。此外，源電流在4.5V，40℃條件下小於800nA。在該實施方式中，當參比被禁用時，參比輸出驅動至VSSA，從而防止VDD電壓調節器超調至超過邏輯的擊穿電壓的電平。32kHz振蕩器ASIC包括低功率32.768kHz晶體振蕩器4222，其通過來自VDDA電源的電力供電並且可通過軟體調節晶體振蕩器觸片(XTALI,XTALO)的電容。具體而言，頻率調節範圍在至少-50ppm至+100ppm，在整個調節範圍內使用最大2ppm的步長。在此，晶體可假設帶有7pF的負載電容，Ls＝6.9512kH，Cs＝3.3952fF，Rs＝70k，並聯電容＝1pF，每個晶體端子上的PC板寄生電容為2pF。ASIC在觸片CLK_32kHZ上可獲得VPAD電平輸出，其中，所述輸出可在軟體和邏輯控制下被禁用。默認值驅動32kHz振蕩器。輸入管腳OSC32K_BYPASS(4224)可使32kHz振蕩器(沒有電源消耗)被禁用，並且允許XTALI觸片數字輸入。與該功能有關的電路被配置為當OSC32K_BYPASS較低時在不同于振蕩器電流的OSC32K_BYPASS信號的任一狀態下不增加任何超過10nA的ASIC電流。32kHZ振蕩器被要求在VDDA板通電時總是運行的，除了分流情形之外。如果OSC32K_BYPASS為真，那麼32kHZ振蕩器模擬電路進入低功率狀態，XTALI觸片被配置成接收數字輸入，該數字輸入的電平為0至VDDA。應當注意的是，32kHz振蕩器輸出具有40％至60％的佔空比。計時器ASIC包括計時器4226，其通過32kHz振蕩器除以2來計時。該計時器是可預設的並且具有兩個可編程的超時設定。它的可編程比特(位)為4，提供17分鐘4秒的總計時。所述計時器還具有可編程的延遲以對CLK_32KHz觸片禁用時鐘並且在VPAD板上將微處理器(uP)接口信號設定為預定狀態(參見下文的微處理器喚醒控制信號部分)。這允許微處理器在沒有外部時鐘的條件下進入暫停模式。然而，可通過軟體利用可編程比特禁用該功能。計時器還包括可編程的延遲以通過啟用CLK_32KHZ時鐘輸出和設定UP_WAKEUP高電平來喚醒微處理器。POR2(VDDPOR)從低供電狀態向OK供電狀態的轉換會啟用32kHz振蕩器，CLK_32KHZ時鐘輸出並設定UP_WAKEUP高電平。電源關閉和電源開啟被配置為受可編程控制比特的控制。實時時鐘(RTC)ASIC還具有48位的可讀/可寫二進位計數器，該計數器通過非門控的自由運行32kHz振蕩器而運行。對實時時鐘4228的寫操作需要在時鐘可被寫入之前寫入鍵地址。時鐘的寫入路徑被配置為在寫入鍵地址(keyaddress)之後1兆秒至20兆秒停止。實時時鐘4228被配置為通過POR1_IN(VBATPOR)或POR2_IN(VDD_POR)由通電復位而復位至半計數(MSB＝1，所有其他位為0)。在本發明的實施方式中，實時時鐘具有可編程的中斷能力並且被設計為相對於單粒子翻轉(SEU)穩定，如果需要的話，這可通過布局技術或向適當的節點增加電容來實現。RC振蕩器ASIC還包括通過VBAT電源或VBAT衍生的電源供電的RC時鐘。RC振蕩器一直運行，除了該振蕩器可通過模擬測試模式(參見數字測試部分)下寫入寄存器位(registerbit)並將信號施加於電平為0至VBAT的GPIO_VBAT而被繞開。RC振蕩器不可調節，並且包括下列具體特徵：(i)頻率為750Hz至1500Hz；(ii)佔空比為50％±10％；(iii)25℃下電流消耗小於200nA；(iv)1V至4.5V的VBAT供電條件下，頻率變化小於±2％，並且在1.8V至4.5V的VBAT供電條件下，頻率變化高於1％；以及(v)在溫度為15℃至40℃，VBAT＝3.5V條件下，頻率變化小於+2，-2％。RC頻率可通過32kHz晶體振蕩器或外部頻率源進行測量(參見振蕩器校準電路)。實時RC時鐘(基於RC振蕩器)ASIC包括基於RC振蕩器的48位可讀/可寫二進位波紋計數器(ripplecounter)。對RC實時時鐘的寫入需要在寫入時鐘之前寫入鍵地址。時鐘的寫入路徑在寫入鍵地址之後1兆秒至20兆秒停止，其中，保護窗口的時間被配置為由RC時鐘產生。如果晶體振蕩器關閉，那麼實時RC時鐘允許產生相對時間戳並且被配置成通過POR1_IN(BATPOR)被復位至半數計數(MSB＝1，所有其他為0)。實時RC時鐘被設計成相對於單粒子翻轉(SEU)穩定，這可通過排布技術或向適當的節點增加電容(如果需要的話)來實現。在POR2_IN的下降沿，或如果ASIC進入低電池電量狀態，RC實時時鐘值可被捕捉進入寄存器，所述寄存器可通過SPI埠讀取。該寄存器和相關邏輯位於VBAT或VDDBU電源板上。電池保護電路ASIC包括電池保護電路4230，該電池保護電路使用比較器監控電池電壓並且由來自VBAT電源板的電源供電。電池保護電路被配置為利用施加於VBAT電源的電力一直運行。電池保護電路可使用用於計時信號的RC振蕩器，並且可具有小於30nA的平均電流消耗，所述電池保護電路包括3M歐姆的總電阻外部分壓器。電池保護電路使用外部轉換電壓分壓器，外部轉換電壓分壓器具有對於2.90V電池閾值而言的0.421比例。ASIC還具有內部電壓分壓器，比例為0.421±0.5％。該分壓器連接於BATT_DIV_EN(4232)和VSSA(4234)之間，並且該分壓器的輸出是稱為BATT_DIV_INT(4236)的管腳。為了節省封裝部件的管腳，在封裝中，該實施方式中的BATT_DIV_INT被內部連接至BATT_DIV。而且，在該配置中，BATT_DIV_EN不需要從封裝中伸出，節省了兩個封裝管腳。電池保護電路被配置成大約每秒兩次採樣輸入管腳BATT_DIV(4238)上的電壓，其中，採樣時間是通過RC振蕩器產生。ASIC能夠調節RC振蕩器的分壓器，從而在RC振蕩器在其運行耐受範圍內運行時調節採樣時間間隔至0.500秒±5兆秒。在優選的實施方式中，ASIC具有測試模式，允許在測試期間更加頻繁的採樣間隔。比較器輸入端被設置成接收0伏特至VBAT伏特的輸入。對於0伏特至VBAT伏特的輸入而言，比較器輸入端的輸入電流BATT_DIV小於10nA。比較器採樣電路輸出至觸片BATT_DIV_EN，正向脈衝，其可由外部電路使用以使晶片外電阻分壓器僅在採樣時間啟用以節省電力。電壓高邏輯電平是VBAT電壓，低電平是VSS電平。在VBAT＝3.0V的條件下，BATT_DIV_EN觸片的輸出電阻可小於2k歐姆。這使得電壓分壓器被該輸出直接驅動。在可編程數量的連續採樣示出低電池電量情況之後，比較器控制電路觸發中斷信號至中斷輸出觸片UP_INT。默認採樣數為4，雖然連續採樣數是可編程的4至120。在可編程數量的連續採樣示出低電池電量之後且產生上述UP_INT之後，比較器控制電路被配置成產生可使ASIC進入低功率模式的信號：VDD調節器可被禁用並且低信號可發送至觸片VPAD_EN。這可被稱為低電池電量狀態。而且，連續採樣數量是可編程的4至120個採樣值，其中默認為4個採樣值。比較器具有用於降低和升高BATT_DIV上的電壓的單獨的可編程閾值。這在數字邏輯中實施以基於低電池電量的狀態在電路中復用兩個值。因此，如果低電池電量狀態是低，那麼使用降低閾值，如果低電池電量的狀態是高，那麼使用升高閾值。具體而言，比較器具有16個可編程閾值，從1.22至1.645±3％，其中，可編程閾值的DNL被設置成小於0.2LSB。比較器閾值在20℃至40℃條件下變化小於+/-1％。用於降低電壓的默認閾值是1.44V(額定電壓分壓器的VBAT閾值是3.41V)並且用於升高電壓的默認閾值是1.53V(額定電壓分壓器的VBAT閾值是3.63V)。在ASIC進入低電池電量狀態之後，如果比較器檢測到電池4個連續標誌OK，那麼ASIC可啟動微處理器啟動程序。電池電源板通電復位如果在50微秒的時間段內輸入VBAT擺動大於1.2伏特或如果VBAT電壓低於1.6±.3伏特，在觸片nPOR1_OUT(4240)上產生通電復位(POR)輸出。該POR延伸成寬度為5毫秒的最小脈衝。POR電路的輸出被設置成低電平有效並且轉到VBAT電源板上的觸片nPOR1_OUT。IC具有用於電池電源板POR的輸入觸片，nPOR1_IN(4242)。該輸入觸片具有RC濾波，這樣，短於50納秒的脈衝不會導致邏輯復位。在該實施方式中，nPOR1_OUT外部連接至正常運行中的nPOR1_IN，從而將模擬電路與數字電路分離，用於測試。nPOR1_IN導致任何電源板上的所有邏輯復位並且將所有寄存器初始化為它們的默認值。因此，復位狀態寄存器POR位被設定並且所有其他復位狀態寄存器位被清除。POR復位電路被配置成在通電之後大於5秒的時間內消耗VBAT電源不超過0.1uA。VDD通電復位(POR)ASIC還具有電壓比較器電路，該電壓比較器電路在通電之後或者在VDD下降低於可編程閾值的情形下產生VDD電壓板復位信號。可用若干個電壓閾值編程閾值範圍。默認值是1.8V-15％(1.53V)。POR2具有用於升高電壓的可編程閾值，該閾值產生滯後。升高閾值也是可編程的，其默認值為1.60V±3％。POR信號是低電平有效的並且在VDD電源板上具有輸出觸片nPOR2_OUT(4244)。ASIC還具有在VBAT電源板上的低電平有效POR開路漏極輸出，nPOR2_OUT_OD(4246)。這可用於將POR應用於其他系統組件。VDD供電邏輯具有源自輸入觸片nPOR2_IN(4248)的POR。nPOR2_IN觸片位於VDD電源板上，並且具有RC濾波，這樣短於50納秒的脈衝不會導致邏輯復位。nPOR2_OUT被配置成在正常使用條件下外部連接至nPOR2_IN輸入觸片，從而從數字電路中分離模擬電路。所產生的復位在VDD上升至高於可編程閾值之後被拉長至至少700毫秒的有效時間，從而確保晶體振蕩器穩定。POR復位電路在通電之後大於5秒的時間內對VDD電源的消耗不超過0.1uA，並且在通電之後大於5秒的時間內對VBAT電源的消耗不超過0.1uA。存儲POR閾值的寄存器由VDD電源板供電。傳感器接口電子元件在本發明的實施方式中，在任何過氧化物或氧傳感器組合中，傳感器電路支持多達五個傳感器工作(WORK)電極(4310)，雖然，在其他實施方式中，更多數量的這種電極也可使用。過氧化物傳感器WORK電極拉電流(sourcecurrent)，而氧傳感器WORK電極灌電流(sinkcurrent)。對於本實施方式而言，傳感器可被配置成如圖43所示的恆電位配置。傳感電子元件具有用於每個電極接口電路的可編程的電源控制，從而通過關閉電流流向未使用的傳感電子元件以最小化電流消耗。傳感器電子元件還包括驅動COUNTER電極4320的電子元件，所述COUNTER電極使用來自RE(參比)電極4330的反饋信息。可編程關閉不使用時流向該電路的電流以節省電力。接口電子元件包括多路復用器4250，這樣COUNTER電極和RE電極可連接至(冗餘)WORK電極中的任何一個。ASIC被配置成提供如下傳感器接口：(i)RE：參比電極，其為電子元件建立溶液的參考電勢以用於設定WORK電壓；(ii)WORK1-WORK5：傳感器工作電極，其中發生所期望的還原/氧化(氧化還原)反應；以及(iii)COUNTER：來自該觸片的輸出相對於系統VSS維持RE電極上的已知電壓。在本發明的這種實施方式中，ASIC被配置成能夠單獨設定多達五個WORK電極的WORK電壓，具有高於或等於5mV的解析度和精確度。在氧模式中，相對於VSSA，WORK電壓可編程為至少0和1.22V。在過氧化物模式中，相對於VSSA，WORK電壓可編程在至少0.6伏特和2.054伏特之間。如果VDDA小於2.15V，那麼WORK電壓可運行至VDDA-0.1V。ASIC包括測量過氧化物傳感器模式中的WORK電極電流的電流測量電路。這可通過例如電流-電壓或電流-頻率轉換器實現，所述轉換器可具有下列具體特徵：(i)電流範圍：0-300nA；(ii)電壓輸出範圍：與過氧化物/氧模式中的WORK電極相同；(iii)輸出補償電壓：最大±5mV；以及(iv)未校準的解析度：±.25nA。在將校準因子應用於增益之後並假定採集時間為10秒或更短的條件下，電流測量精確度是：5pA-1nA:±3％±20pA1nA-10nA:±3％±20pA10nA-300nA:±3％±.2nA僅對於電流-頻率轉換器(I-F)而言，頻率範圍可為0Hz至50kHz。在過氧化物模式中，電流轉換器必須在相對於WORK電極的VSS的特定電壓範圍內運行。在此，針對每個轉換器，包括數字-模擬(DAC)電流，電流對2.5V電源的消耗小於2uA並且WORK電極電流小於10nA。電流轉換器可通過軟體控制啟用或禁用。當禁用時，WORK電極將表現出非常高的阻抗值，即，大於100M歐姆。而且，僅對於I-F而言，I-F轉換器可輸出至32位計數器，該計數器可通過微處理器和測試邏輯讀取、寫入和清除。在計數器讀數期間，計數器時鐘暫停以確保精確讀數。在本發明的實施方式中，ASIC還包括測量氧傳感器模式中的WORK電極電流的電流測量電路。電路可以電流-電壓或電流-頻率轉換器的形式實現並且可編程位可用於將電流轉換器配置成在氧模式中運行。如前所述，在氧模式中，電流轉換器必須在WORK電極相對於VSS的特定電壓範圍內運行。在此，同樣，電流範圍是3.7pA至300nA，電壓輸出範圍與氧模式中的WORK電極相同，輸出補償電壓最大±5mV並且未校準解析度為3.7pA±2pA。在將校準因子應用於增益之後並假定採集時間為10秒或更短的條件下，電流測量精確度為：5pA–1nA:±3％±20pA1nA–10nA:±3％±20pA10nA–300nA:±3％±.2nA僅對於電流-頻率轉換器(I-F)而言，頻率範圍可為0Hz至50kHz，並且，對於每個轉換器，包括DAC電流，電流對2.5V電源的消耗小於2uA並且WORK電極電流小於10nA。電流轉換器可通過軟體控制啟用或禁用。當禁用時，WORK電極可表現出非常高的阻抗值，即，大於100M歐姆。而且，僅對於I-F而言，I-F轉換器輸出至32位計數器，該計數器可通過微處理器和測試邏輯讀取、寫入和清除。在計數器讀數期間，計數器的時鐘暫停以確保精確讀數。在本發明的實施方式中，參比電極(RE)4330的輸入偏壓電流在40℃下小於0.05nA。COUNTER電極調整其輸出以保持RE電極上的期望電壓。這可通過放大器4340完成，該放大器向COUNTER電極4320的輸出試圖最小化實際RE電極電壓和目標RE電壓之間的差異，後者通過DAC設定。RE設定電壓可編程設置在至少0和1.80V之間，並且COUNTER放大器的普通模式輸入範圍包括至少.20至(VDD-.20)V。寄存器位可用於選擇普通模式輸入範圍(如果需要的話)，並且用於編程COUNTER的運行模式。WORK電壓被設定為解析度和精確度高於或等於5mV。應當注意的是，在正常模式中，COUNTER電壓尋求維持RE電壓至編程的RE目標值的電平。然而，在驅動相對模式中，COUNTER電極電壓驅動至編程的RE目標電壓。所有電極驅動電路被配置成能夠驅動電極至電極負載並且對於任何應用場景而言沒有振蕩。圖44示出了根據本發明的實施方式的具有圖43所示的恆電位配置的電極之間的等效交流電路。圖44所示的等效電路可在任何電極(即，WORK1至WORK5、COUNTER和RE電極)之間，對於各個電路元件而言，各自的值的範圍如下：Ru＝[200-5k]歐姆Cc＝[10-2000]pFRpo＝[1-20]k歐姆Rf＝[200-2000]k歐姆Cf＝[2-30]uF。在初始化過程中，WORK電極和COUNTER電極的驅動電流需要提供比前述正常恆電位運行更高的電流。這樣，可編程寄存器位可用於編程電極驅動電路至更高的功率狀態，如果需要額外驅動的話。重要的是在正常恆電位模式中實現低功率運行，其中，電極電流通常小於300nA。在優選的實施方式中，在初始化過程中，WORK1至WORK5電極可從0至VDD伏特以等於或小於5mV的節距編程，並且在從.20V至(VDD-.20V)的範圍內，它們的驅動或灌電流輸出能力為最小20uA。而且，在初始化過程中，ASIC通常被配置為能夠測量一個WORK電極的高達20uA的電流，測量的精確度為±2％±40nA。而且，在初始化過程中，RE設定電壓可如前述那樣編程，COUNTER驅動電路輸出必須能夠使用COUNTER電極在.20V至(VDD-.20V)的範圍內以最少50uA拉電流或灌電流，而且，在超過任何提供的輸出電流下，流向初始化電路的源電流(VDD和VDDA)要求小於50uA。電流校準器在本發明的實施方式中，ASIC具有參考電流，出於校準目的，該參考電流可被應用於任何WORK電極。就這點而言，該校準器包括可編程位(programmablebit)，其導致電流輸出以灌電流或拉電流。假設0公差外部精密電阻，可編程的電流包括至少10nA、100nA和300nA，精確度高於±1％±1nA。所述校準器使用與觸片TP_RES(4260)連接的1兆歐姆精密電阻，用於參比電阻。此外，出於初始化和/或傳感器狀態的目的，參考電流可用於COUNTER電極或RE電極。恆電流可施加於COUNTER電極或RE電極並且電極電壓可通過ADC測量。高速RC振蕩器參見圖42，ASIC還包括高速RC振蕩器4262，該高速RC振蕩器4262提供模擬-數字轉換器(ADC)4264、ADC序列發生器4266和需要高於32kHz的高速時鐘的其他數字功能。高速RC振蕩器相位鎖定至32kHz時鐘(32.768kHz)以提供524.3kHz至1048kHz的可編程的輸出頻率。此外，高速RC振蕩器具有50％±10％的佔空比、小於.5％rms的相位抖動、小於10uA的電流和在VDD運行範圍(1.6V至2.5V的電壓範圍)內穩定的頻率。高速RC振蕩器默認是「關」(即，禁用)，在該情況下，電流消耗小於10nA。然而，ASIC具有啟用高速RC振蕩器的可編程位。模擬-數字轉換器ASIC包括12位ADC(4264)，其具有下列特徵：(i)具有通過32kHz時鐘的運行在小於1.5毫秒內影響轉換的能力；(ii)當通過高速RC振蕩器計時時進行快速轉換的能力；(iii)具有至少10位的精確度(12位±4計數)；(iv)具有1.220V參考電壓輸入，在20℃至40℃下溫度靈敏度小於0.2mV/℃；(v)0至1.22V、0至1.774V、0至2.44V和0至VDDA的滿量程輸入範圍，其中，1.774V和2.44V範圍具有使轉換範圍降低至更低值以適用更低的VDDA電壓的可編程位；(vi)對供電電源的電流消耗小於50uA；(vi)具有能夠通過32kHz時鐘或高速RC時鐘運行的轉換器；(vii)具有小於1LSB的DNL；以及(viii)在轉換結束時發出中斷信號。如圖42A和42B所示，ASIC在ADC4264的輸入處具有模擬多路復用器4268，它們兩者均由軟體控制。在優選的實施方式中，至少下列信號與多路復用器相連：(i)VDD–內核電壓和調節器輸出(ii)VBAT–電池電源(iii)VDDA–模擬電源(iv)RE–傳感器的參比電極(v)COUNTER–傳感器的對電極(vi)WORK1-WORK5—傳感器的工作電極(vii)溫度傳感器(viii)至少兩個外部管腳模擬信號輸入(ix)EIS集成輸出(x)I-V電流轉換器輸出。對於輸入COUNTER、RE、WORK1-WORK5、溫度傳感器和任何其他可受到負載的不利影響的輸入而言，ASIC被配置成ADC負載不超過±0.01nA。多路復用器包括分壓器和緩衝放大器，所述分壓器用於電壓比ADC的輸入電壓範圍更高的任何輸入，對負載靈敏輸入而言，所述緩衝放大器可使分割的輸入的輸入電阻降低至小於1nA。所述緩衝放大器進而具有至少0.8V至VDDA電壓的普通模式輸入範圍和相比0.8V至VDDA-.1V的輸入範圍小於3mV的補償。在優選的實施方式中，ASIC具有以編程的順序獲取ADC測量值的模式。因此，ASIC包括可編程的序列發生器4266，其監控對多達8個ADC測量輸入源的測量，具有下列可編程參數：(i)ADCMUX輸入(ii)ADC範圍(iii)測量之前的延遲，其中，延遲可以以0.488兆秒的節距在0至62兆秒範圍進行編程(iv)每個輸入的測量值數量為0至255(v)測量循環數：0-255，其中，測量循環是指重複多達8個輸入測量的順序多次(例如作為程序中的外環)(vi)測量循環之間的延遲，其中，所述延遲可以以0.488兆秒節距在0至62兆秒範圍進行編程序列發生器4266被配置為在接收到自動測量啟動指令之後啟動，並且測量值可存儲在ASIC中以便在SPI接口上收回。應當注意的是，序列發生器時間基礎可設計在32kHz時鐘和高速RC振蕩器4262之間。傳感器診斷方法如上文詳細描述的，本發明的實施方式涉及阻抗和阻抗相關參數在例如傳感器診斷程序和Isig/SG融合算法中的應用。為此，在優選的實施方式中，本文描述的ASIC具有在恆電位配置中測量任何WORK傳感器電極與RE和COUNTER電極之間的阻抗幅度和相位角的能力。這通過如下實現：例如，測量響應重疊於WORK電極電壓上的類似正弦波形的電流波形的振幅和相位。參見例如，圖42B中的診斷電路4255。ASIC具有通過例如電極多路復用器4250測量任何電極之間的電阻分量和電容分量的能力。應當注意的是，這種測量可受到傳感器平衡的幹擾並且可要求設定時間或傳感器初始化以記錄穩定電極電流。如前面所討論的，雖然ASIC可用於在寬頻譜範圍內的阻抗測量，但是對於本發明的實施方式的目的而言，可使用相對較窄的頻率範圍。具體而言，ASIC的正弦波測量能力可包括約0.10Hz至約8192Hz的測試頻率。在進行這些測量時，根據本發明的實施方式的最小頻率解析度可限定為下表2所示的那樣：表2正弦波振幅可以以5mV的節距在至少10mVp-p至50mVp-p之間編程以及可以10mV的節距在60mVp-p至100mVp-p之間編程。在優選的實施方式中，振幅精確度高於±5％或±5mV，以較大者為準。此外，ASIC可測量電極阻抗，精確度在下表3中規定。在本發明的實施方式中，ASIC可測量相對於時間基線的輸入波形相位，所述輸入波形相位可用於阻抗計算以提供精確度。ASIC還可具有片上電阻，用於校準上述電極阻抗電路。所述片上電阻進而可通過其與已知的1兆歐姆片外精密電阻的比較而被校準。所述波形的數據採樣還可用於確定所述阻抗。數據可傳輸至帶有串行外部接口(SPI)的外部微處理器以用於校準和處理。轉換的電流數據被充分緩存以能夠將2000ADC轉換數據通過SPI接口傳輸至外部設備，而不會損失數據。這假設最大8兆秒等待時間，以服務數據傳輸請求中斷。在本發明的實施方式中，作為替代，或者除了測量正弦波的電極阻抗之外，ASIC可測量階躍輸入的電極電流。在此，ASIC可向電極提供解析度高於5mV的10至200mV的可編程振幅節距並且採樣(測量)得到的電流波形。採樣時間可以編程為至少2秒內，0.25秒的節距，並且測量電流的採樣間隔可包括至少五個可編程二進位加權的節距，大約0.5兆秒至8兆秒。電極電壓採樣值的解析度小於1mV，範圍高達±.25伏特。這種測量可與合適的穩定電壓有關，以降低所需的數據轉換動態範圍。類似地，電極電流採樣值的解析度小於.04uA，範圍高達20uA。如果測量極性是可編程的，那麼電流測量值可以是單極的。在本發明的實施方式中，電流測量可使用I-V轉換器。而且，ASIC可具有校準電流測量值的片上電阻。所述片上電阻進而可通過其與已知的1兆歐姆片外精密電阻的比較而被校準。電流測量採樣精確度高於±3％或±10nA，以較大者為準。如前所述，轉換的電流數據可被充分緩存以能夠將2000ADC轉換數據通過SPI接口傳輸至外部設備，而不損失數據。這假設最大8毫秒的等待時間，用於數據傳輸請求中斷。校準電壓ASIC包括精確參考電壓，用來校準ADC。輸出電壓是1.000V±3％，在生產中具有小於±1.5％的變化，並且在20℃至40℃的溫度範圍內穩定性高於±3mV。該精確校準電壓可在生產過程中經由ADC通過將其與外部精密電壓的比較來校準。在生產過程中，校準因子可存儲在系統非易失性存儲器(不在該ASIC上)上以實現較高的精確度。校準電壓電路的電流消耗優選小於25uA。而且，在不使用時，校準電壓電路能夠使電力降低至小於10nA，以保存電池電量。溫度傳感器ASIC具有在-10℃至60℃範圍內靈敏度為9mV/℃至11mV/℃的溫度傳感器。溫度傳感器的輸出電壓使ADC可在0至1.22VADC輸入範圍內測量溫度相關電壓。溫度傳感器的電流消耗優選小於25uA，並且，在不使用時，溫度傳感器可使電力降低至小於10nA以保存電池電量。VDD電壓調節器ASIC具有VDD電壓調節器，其具有下列特徵：(i)最小輸入電壓範圍:2.0V–4.5V。(ii)最小輸出電壓:1.6-2.5V±5％，默認2.0V。(iii)壓差:在Iload(負載電流)＝100uA、Vin＝2.0V條件下Vin–Vout<.15V。(iv)輸出電壓是可編程的，精確度在根據下表4所示的值的2％的範圍內：表4(v)調節器可提供2.5V、1mA的輸出，其輸入電壓為2.8V。(vi)調節器還具有輸入和輸出觸片，在使用外部調節器的情形下，所述輸入和輸出觸片可斷開電路。調節器電路的電流消耗在該非運行模式下優選小於100nA。(vii)來自10uA至1mA的負載的輸出電壓的變化優選地小於25mV。(viii)除了1mA負載下的輸出電流，對電源的電流消耗小於100uA。(ix)除了0.1mA負載下的輸出電流，對電源的電流消耗小於10uA。(x)除了10uA負載下的輸出電流，對電源的電流消耗小於1uA。通用比較器ASIC包括至少兩個由VDDA供電的比較器4270、4271。比較器使用1.22V作為基準以產生閾值。比較器的輸出可通過處理器讀出並且可在通過配置寄存器確定的上升沿或下降沿產生可屏蔽中斷信號。比較器具有功率控制以在不使用時降低功率，並且電流供給小於50nA/比較器。比較器的響應時間對於20mV超速信號而言優選地小於50微秒，並且補償電壓小於±8mV。比較器還具有可編程的滯後，其中，滯後選項包括在上升輸入中的閾值＝1.22V+Vhyst、在下降輸入中的閾值＝1.22-Vhyst、或沒有滯後(Vhyst＝25±10mV)。來自任一比較器的輸出可提供至任意電源板上的任何GPIO(參見GPIO部分)。RE上的傳感器連接檢測電路模擬轉換電容器電路監測RE連接的阻抗以確定傳感器是否連接。具體而言，大約20pF的電容器在倒相器驅動下以16Hz頻率進行切換，輸出在VSS至VDD之間擺動。比較器可檢測RE觸片上的電壓擺動，如果電壓擺動小於閾值的話，比較器輸出可表示連接。上述比較可在脈衝的兩次轉變上進行。要求兩個轉變上的低於閾值的擺動表示連接，並且顯示出任一相位上的高擺動的比較可表示未連接。連接信號/未連接信號被消抖持續至少1/2秒，這樣其狀態轉換要求穩定示出新狀態。所述電路具有六個由下列與20pF電容器並聯的電阻定義的閾值：500k歐姆、1兆歐姆、2兆歐姆、4兆歐姆、8兆歐姆和16兆歐姆。該並聯等效電路位於RE觸片和虛擬接地之間，所述虛擬接地可以是電源軌線(powerrails)之間的任何電壓。閾值精確度高於±30％。傳感器連接檢測電路的輸出能夠可編程地產生中斷信號(如果傳感器未連接)或處理器啟動信號(如果傳感器連接)。該電路是有效的，無論是nPOR2_IN高電平還是存在VDD和VDDA。該電路的電流消耗平均小於100nA。WAKEUP(喚醒)觸片WAKEUP電路由VDD電源供電，具有0V至VBAT範圍的輸入。WAKEUP觸片4272具有80±40nA的弱下拉。該電流可源自BIAS_GEN4220的輸出。電路消耗的平均電流在0v輸入下小於50nA。WAKEUP輸入具有1.22±0.1V的上升輸入電壓閾值，Vih，並且相對於上升閾值，下降輸入閾值是-25mV±12mV。在優選的實施方式中，對於輸入值為-.2至VBAT伏特數(該電流不包括輸入下拉電流)的任何輸入而言，WAKEUP輸入相關的電路消耗不超過100nA。WAKEUP觸片被消抖持續至少1/2秒。WAKEUP電路的輸出能夠可編程地產生中斷信號或處理器啟動信號，如果WAKEUP觸片改變狀態的話。(參見事件處理器部分)。重要的是，應當注意到，如果電池保護電路指示低電池電量狀態，WAKEUP觸片電路被配置成採用<1nA的低電流。UARTWAKEUPASIC被配置為監控nRX_EXT觸片4274。如果nRX_EXT電平持續較高(UART中斷)長於1/2秒，那麼可產生UARTWAKEUP事件。這是由於可產生持續較高地採樣UARTWAKEUP事件，短至1/4秒。UARTWAKEUP事件可編程地產生中斷信號、WAKEUP和/或微處理器復位信號(nRESET_OD)。(參見事件處理器部分)。在優選的實施方式中，與UARTWAKEUP輸入相關的電路消耗不超過100nA，並且UARTWAKEUP觸片電路被配置成採用<1nA的低電流，如果電池保護電路指示電池電量低的狀態的話。UARTWAKEUP輸入具有1.22±0.1V的上升輸入電壓閾值Vih。相對於上升閾值，下降輸入閾值是-25mV±12mV。微處理器WAKEUP控制信號ASIC能夠產生信號以幫助控制微處理器的電源管理。具體而言，ASIC可產生下列信號：(i)nSHUTDN-nSHUTDN可控制啟用片外VDD調節器的電力。nSHUTDN觸片位於VBAT電源軌線上。如果電池保護電路指示電池電量低的狀態，那麼nSHUTDN為低，否則nSHUTDN為高。(ii)VPAD_EN-VPAD_EN可控制啟用提供VPAD電源的外部調節器的電力。響應該外部信號的內部信號確保來自VPAD觸片的輸入不會在VPAD電源禁用時由於浮置輸入而產生額外的電流。VPAD_EN觸片是VBAT電源軌線上的輸出端。如果電池保護信號表示低電池電量，那麼VPAD_EN信號為低。VPAD_EN信號可通過啟動計時器的軟體指令設定為低；計時器停止計數驅使VPAD_EN降低。如果電池保護信號示出電池良好，那麼下列事件可導致VPAD_EN信號升高(參見事件處理器部分更加詳細的描述)：nPOR2_IN從低電平轉換至高電平；SW/計時器(可編程的)；WAKEUP轉換；低至高，和/或高至低，(可編程的)；傳感器連接轉換；低至高，和/或高至低，(可編程的)；UART中斷；和RTC時間事件(可編程的)。(iii)UP_WAKEUP-UP_WAKEUP可連接至微處理器喚醒觸片。其意在從睡眠模式或類似低功率模式喚醒微處理器。UP_WAKEUP觸片是VPAD電源軌線上的輸出端。UP_WAKEUP信號可被編程為低電平有效性、高電平有效性或脈衝。UP_WAKEUP信號可通過啟動計時器的軟體指令設定成低；計時器停止計數驅動UP_WAKEUP降低。如果電池保護信號示出電池良好，那麼下列事件可導致UP_WAKEUP信號升高(參見事件處理器部分更加詳細的描述)：nPOR2_IN從低轉換至高，SW/計時器(可編程的)；WAKEUP轉換；低至高，和/或高至低，(可編程的)；傳感器連接轉換；低至高，和/或高至低，(可編程的)；UART中斷；和RTC時間事件(可編程的)。WAKEUP信號可延遲可編程的量。如果WAKEUP被編程為脈衝，那麼脈衝寬度是被編程的。(iv)CLK_32KHZ-CLK_32KHZ觸片可連接至微處理器以提供低速時鐘。所述時鐘是on-off可編程的並且可編程地開啟至喚醒事件。CLK_32KHZ觸片是VPAD電源軌線上的輸出端。如果電池保護信號示出電池電量低，那麼CLK_32KHZ信號為低。CLK_32KHZ輸出可通過可編程位被編程為off。默認是ON。CLK_32KHZ信號可通過啟動計時器的軟體指令被失效。計時器的停止計數可驅使CLK_32KHZ降低。如果電池保護信號示出電池良好，那麼下列事件可使CLK_32KHZ信號啟用(參見事件處理器部分更加詳細的描述)：nPOR2_IN從低轉換至高；SW/計時器(可編程的)；WAKEUP轉換；低至高，和/或高至低，(可編程的)；傳感器連接轉換；低至高，和/或高至低，(可編程的)；UART中斷；RTC時間事件(可編程的)；和電池保護電路對電池電量的檢測。(v)nRESET_OD-nRESET_OD可連接至微處理器以使微處理器復位。nRESET_OD可編程為喚醒事件。nRESET_OD觸片是VPAD電源軌線上的輸出端。該觸片為漏極開路(nfet輸出)。如果電池保護信號示出電池電量低，那麼nRESET_OD信號為低。nRESET_OD有效時間可編程為1兆秒至200兆秒。默認為200ms。下列事件可導致nRESET_OD信號被激活為低(參見事件控制器部分更加詳細的描述)：nPOR2_IN；SW/計時器(可編程的)；WAKEUP轉換；低至高，和/或高至低，(可編程的)；傳感器連接轉換；低至高，和/或高至低，(可編程的)；UART中斷；和RTC時間事件(可編程的)。(vi)UP_INT-UP_INT可連接至微處理器以傳輸中斷信號。UP_INT可編程為喚醒事件。UP_INT觸片是VPAD電源軌線上的輸出端。如果電池保護信號示出電池電量低，那麼UP_INT信號為低。UP_INT信號可通過啟動計時器的軟體指令而被設定為高；計時器的停止計數驅使UP_INT升高。如果電池保護信號示出電池良好，那麼下列事件可導致UP_INT信號被激活為高(參見事件控制器部分更加詳細的描述)：SW/計時器(可編程的)；WAKEUP轉換；低至高，和/或高至低，(可編程的)；傳感器連接轉換；低至高和/或高至低，(可編程的)；UART中斷；RTC時間事件(可編程的)；通過電池保護電路檢測低電池電量；以及不屏蔽時的任何ASIC中斷信號。ASIC具有GPIO1和GPIO0觸片，它們能夠充當用於微處理器的引導模式(bootmode)控制。POR2事件將重置2位計數器，該計數器的位映射至GPIO1和GPIO0(分別為MSB、LSB)。UART中斷信號的上升沿使計數逐個增加，其中，計數器計數模數為4，並且如果在狀態11中計數增加那麼計數器歸零。引導模式計數器通過SPI可預設。事件處理器/監視器ASIC合併了事件處理器以定義對事件的響應，包括系統狀態的變化和輸入信號的變化。事件包括所有中斷源(例如，UART_BRK、WAKE_UP、傳感器連接等等)。對刺激的事件處理器響應通過SPI接口由軟體編程。然而，一些響應可以是固定的(不可編程的)。事件處理器作用包括啟用/禁用VPAD_EN，啟用/禁用CLK_32KHZ，激活nRESET_OD，激活UP_WAKEUP，以及激活UP_INT。事件監視計時器1至計時器5可在250兆秒至16,384秒以250兆秒的增量獨立地進行編程。事件監視器計時器6至8的超時設定是硬編碼的。計時器6和計時器7的超時設定是1分鐘，計時器8的超時設定是5分鐘。ASIC還具有監控事件觸發時的微處理器的響應的監視器功能。事件監視器可在微處理器未能應答事件誘導活動時激活。一旦激活，事件監視器執行事件監視器計時器1至5的可編程的一系列動作，隨後執行事件監視器計時器6至8的一系列固定動作，以再次獲得微處理器的響應。一系列動作包括中斷、復位、喚醒、發送32KHz時鐘、關閉和啟動微處理器。在系列動作過程中，如果微處理器重新獲得其應答已記錄的活動的能力，那麼使事件監視器復位。如果ASIC未能獲得來自微處理器的應答信息，那麼事件監測器在允許UART_BRK重啟微處理器的狀態下關閉微處理器並且將激活警報。當警報激活時，警報狀態以可編程重複模式在觸片ALARM上產生頻率大約為1kHz的方波。可編程模式具有兩個具有可編程的凸起時間和凹下時間(burstonandofftimes)的可編程序列。警報具有另一可編程模式，該模式可通過SPI埠編程。所述另一可編程模式具有兩個具可編程的凸起時間和凹下時間的可編程序列。數字-模擬(D/A)在優選的實施方式中，ASIC具有兩個8位D/A轉換器4276、4278，其具有下列特徵：(i)D/A在小於1兆秒的時間內調節，具有小於50pF的負載。(ii)D/A具有至少8位的精確度。(iii)可編程的輸出範圍是0至1.22V或0至VDDA。(iv)D/A參考電壓的溫度靈敏度小於1mV/℃。(v)DNL小於1LSB。(vi)D/A對VDDA電源的電流消耗小於2uA。(vii)每個D/A具有向觸片的輸出1。(viii)D/A的輸出具有高阻抗。負載電流必須小於1nA。(ix)D/A觸片可以是可編程的，以輸出來自寄存器的數位訊號。輸出擺幅為從VSSA至VDDA。充電器/數據下載接口TX_EXT_OD4280是漏極開路輸出，其輸入是TX_UP輸入觸片上的信號。這使得TX_EXT_OD觸片在UART空閒狀態下打開。TX_EXT_OD觸片具有監控其電壓的比較器。如果電壓高於比較器閾值電壓持續消抖時間段(1/4秒)，那麼輸出nBAT_CHRG_EN(4281)將會降低。該比較器和其他帶有這種功能的相關電路位於VBAT和/或VDDBU板上。與該功能相關的電路必須在TX_EXT_OD觸片上產生低電平而不禁用nBAT_CHRG_EN的有效性，這是由於與外部設備正常通信而導致的。如果POR1是有效的，那麼nBAT_CHRG_EN將是高電平(未激活)。比較器的閾值電壓為.50V至1.2V。比較器可具有滯後。降低閾值比升高閾值低大約25mV。nRX_EXT觸片使其上的信號反相併且將其輸出至RX_UP。這樣，nRX_EXT信號可緩慢下降。nRX_EXT必須接受高達VBAT電壓的輸入。nRX_EXT閾值是1.22V±3％。該比較器的輸出可通過SPI總線獲取以供微處理器讀取。nRX_EXT觸片還合併了可編程地獲取電流的方式，所述電流可以是80±30nA，最大電壓VBAT。ASIC布置具有屏蔽的可編程選項，以小於50nA的節距，將電流從30nA調節至200nA，帶有最小的屏蔽層變化量。可編程位可用於阻斷UART中斷檢測並使RX_UP升高。在正常運行中，該位可在啟動電流獲取至nRX_EXT之前設定高電平並且在電流獲取禁用之後設定低電平，以確保在RX_UP上不產生小故障或產生UART中斷事件。應當注意的是，使用潤溼的連接檢測器，雖然進入nRX_EXT的電流獲取是有效的，但是表示低輸入電壓的RX比較器輸出可指示漏電流。ASIC包括nRX_EXT觸片上的大約100k歐姆的下拉電阻。當電流獲取有效時不連接該下拉電阻。傳感器連接開關ASIC可具有觸片SEN_CONN_SW(4282)，其能夠檢測對VSS(4284)的低電阻。SEN_CONN_SW在SEN_CONN_SW＝0V下獲取5至25uA的電流並且具有.4V的最大開路電壓。ASIC布置具有屏蔽的可編程選項，以小於5uA的節距從1uA至20uA調節該電流，帶有最小屏蔽層變化量。SEN_CONN_SW具有檢測SEN_CONN_SW和VSSA(4234)之間的電阻存在的相關電路，該電阻的閾值為2k歐姆至15k歐姆。該電路的平均電流消耗最大為50nA。採樣必須用於實現該低電流。振蕩器校準電路ASIC具有計數器，其輸入可被引導至內部時鐘源或外部時鐘源。一個計數器產生用於其他計數器的可編程的門控間隔。根據32kHz振蕩器，門控間隔包括1秒至15秒。可引導至任一計數器的時鐘是32kHz、RC振蕩器、高速RC振蕩器和來自任何GPIO觸片的輸入。振蕩器旁路ASIC可用外部時鐘代替振蕩器的輸出中的每一個。ASIC具有僅在特定TEST_MODE起作用時可被寫入的寄存器。該寄存器具有啟動RC振蕩器的外部輸入的位，並且與其他模擬檢測控制信號可共用該寄存器。然而，如果TEST_MODE未起作用，該寄存器不會使任何振蕩器分流位起作用。ASIC還具有用於外部時鐘的輸入觸片以繞開RC振蕩器。觸片GPIO_VBAT位於VBAT電源板上。ASIC還包括用於32KHZ振蕩器的旁路使能觸片OSC32K_BYPASS。當OSC32K_BYPASS為高電平時，通過驅動OSC32KHZ_IN觸片提供32KHZ振蕩器輸出。應當注意的是，OSC32KHZ_IN觸片通常連接至晶體。ASIC具有用於外部時鐘的輸入以繞開HS_RC_OSC。分流通過可編程寄存器字節啟用。HS_RC_OSC可通過VDD板上的GPIO或通過VPAD板上的GPIO可編程地供電。SPI從埠SPI從埠包括由晶片選擇輸入(SPI_nCS)4289、時鐘輸入(SPI_CK)4286、串行數據輸入(SPI_MOSI)4287和串行數據輸出(SPI_MISO)4288構成的接口。晶片選擇輸入(SPI_nCS)是低電平有效輸入，通過片外SPI主機激活以開始和限制SPI事務。當SPI_nCS低電平激活時，SPI從埠配置其自身作為SPI從機並基於時鐘輸入(SPI_CK)進行數據處理。當SPI_nCS未激活時，SPI從埠自身復位並維持在復位模式。因為該SPI接口支持塊傳輸，所以主機應當保持SPI_nCS電平直至傳輸結束。SPI時鐘輸入(SPI_CK)可一直通過SPI主機激活。SPI從埠使用SPI_CK上升沿鎖住SPI_MOSI輸入上的輸入數據並使用SPI_CK下降沿驅動SPI_MISO輸出上的輸出數據。串行數據輸入(SPI_MOSI)用於將數據從SPI主機傳輸至SPI從機。所有數據位在SPI_CK下降沿後激活。串行數據輸出(SPI_MISO)用於將數據從SPI從機傳輸至SPI主機。所有數據位在SPI_CK下降緣後激活。SPI_nCS,SPI_CK和SPI_MOSI通常通過SPI主機驅動，除非SPI主機關閉。如果VPAD_EN為低電平，這些輸入被調節以使與這些輸入相關的電流消耗小於10nA並且SPI電路保持復位或不生效。僅僅當SPI_nCS激活時，SPI_MISO才通過SPI從埠驅動，否則SPI_MISO置為三態(tri-stated)。晶片選擇(SPI_nCS)定義並構造SPI數據處理的數據傳輸包。數據傳輸包由三個部分構成：4位命令部分，隨後是12位地址部分，隨後是任何數量的8位數據字節。命令位3用作指示位。「1」表示寫操作，「0」表示讀操作。命令位2、1和0的組合具有下列定義。未使用的組合未被定義。(i)0000：讀數據並增加地址(ii)0001：讀數據，不改變地址(iii)0010：讀數據，減少地址(iv)1000：寫數據並增加地址(v)1001：寫數據，不改變地址(vi)1010：寫數據，不增加地址(vii)x011：測試埠尋址12位地址部分定義起始字節地址。如果SPI_nCS在第一數據字節之後保持有效以表示多字節傳輸，那麼在每個字節被傳輸之後地址增加一個。地址的位(地址)表示最高地址位。地址在到達邊界之後繞回(wrapsaround)。數據是字節形式，並且可通過延伸SPI_nCS進行塊傳輸以使所有字節以一個數據包的形式傳輸。微處理器中斷ASIC具有VPAD邏輯電平下的輸出，UP_INT，用於將中斷信號發送至主微處理器。微處理器中斷模塊由中斷狀態寄存器、中斷屏蔽寄存器和將所有中斷狀態通過邏輯OR運算成為一個微處理器中斷的功能構成。執行中斷以支持邊沿敏感形式和電平敏感形式。中斷信號極性是可編程的。默認中斷極性是TBD。在優選的實施方式中，AFEASIC上的所有中斷信號源可記錄在中斷狀態寄存器中。寫入「1」至對應的中斷狀態位清除對應的等待中斷信號。AFEASIC上的所有中斷信號源是可通過中斷屏蔽寄存器屏蔽的。寫入「1」至對應的中斷信號屏蔽位以使對應的等待中斷信號的屏蔽生效。寫入「0」至對應的中斷信號屏蔽位使對應的中斷信號的屏蔽失效。中斷信號屏蔽寄存器的默認狀態是TBD。通用輸入/輸出(GPIO)/並行測試埠在本發明的實施方式中，ASIC可具有八個GPIO，其運行VPAD電平信號。ASIC具有運行VBAT電平信號的一個GPIO和運行VDD電平信號的一個GPIO。所有GPIO具有至少下列特徵：(i)寄存器位控制每個GPIO的選擇和指示。(ii)ASIC具有將GPIO配置成可通過SPI接口讀取的輸入的方式。(iii)ASIC具有將GPIO配置成產生中斷信號的輸入的方式。(iv)ASIC具有將每個GPIO配置成通過寄存器位控制的輸出的方式，所述寄存器位可通過SPI接口寫入。(v)可編程地，ASIC能夠將應用於GPIO_VBAT或GPIO_VDD的輸入信號輸出至GPIO(VPAD電源板上)。(電平位移功能)。(vi)ASIC具有將每個GIPO配置成振蕩器校準電路的輸入的方式。(vii)ASIC具有將每個通用比較器的輸出配置成每個電源板上的至少一個GIPO的方式。比較器輸出的極性是可通過可編程位進行編程的。(viii)GPIO具有微處理器中斷信號產生能力。(ix)GPIO可編程至漏極開路輸出。(x)VPAD電源板上的GPIO可配置成實施微處理器的啟動(boot)控制。並行測試埠共用VPAD電壓板上的8-位GPIO。所述測試埠可用於觀察寄存器內容和各種不同的內部信號。在正常模式下該埠的輸出由埠配置寄存器控制。將8』hFF寫入GPIO_O1S_REG&GPIO_O2S_REG寄存器中可引導GPIO輸出上的測試埠數據，而將8』h00寫入至GPIO_ON_REG寄存器可禁用測試埠數據並啟用GPIO輸出上的GPIO數據。寄存器和預分組的內部信號可通過該測試埠通過經由SPI從埠尋址目標寄存器觀察。SPI數據包具有設定為4』b0011的命令位，隨後是12位目標寄存器地址。並行測試埠連續顯示尋址寄存器的內容，直至接收到下一測試埠尋址命令。模擬測試埠IC具有多路復用器饋送觸片TP_ANAMUX(4290)，其提供對內部模擬電路節點的可見度，用於測試。IC還具有多路復用器饋送觸片TP_RES(4260)，其提供對內部模擬電路節點的可見度，用於測試。所述觸片還可容納常規應用中的精密1兆電阻，以進行各種系統校準。晶片IDASIC包括32位屏蔽可編程ID。微處理器使用SPI接口能夠讀取該ID。該ID待放置於模擬電子設備區塊中，這樣ID的改變不需要晶片重排路徑。該設計應當是要求僅僅一個金屬或一個接觸掩膜發生變化來改變ID。備用測試輸出ASIC具有16個備用數字輸出信號，其可在通過SPI接口發送的指令下被多路復用於8位GPIO。這些信號可被組織為兩個8位字節，並且如果不使用的話可與VSS連通。數字測試ASIC具有測試模式控制器，其使用兩個輸入管腳TEST_CTL0(4291)和TEST_CTL1(4292)。測試控制器通過測試控制信號的結合產生信號，所述測試控制信號具有下列功能性(TEST_CTL)：(i)0是正常運行模式；(ii)1是模擬測試模式；(iii)2是掃描模式；(iv)3是帶有由GPIO_VBAT的輸入控制的VDD_EN的模擬測試模式。測試控制器邏輯在VDD和VDDBU電源板之間分開。在掃描模式期間，測試LT_VBAT應當高電平有效以調節模擬輸出適於數字邏輯。ASIC具有在儘可能合理多的數字邏輯中執行的掃描鏈，用於快速數字測試。漏電測試管腳ASIC具有稱為LT_VBAT的管腳，當處於高電平時，所述管腳可將所有模擬區塊置於未啟動模式，這樣僅僅漏電流從電源吸出。LT_VBAT導致所有來自模擬區塊的數字輸出處於穩定的高電平或低電平狀態，這樣不影響接口邏輯電流消耗。LT_VBAT觸片位於VBAT板上，具有10k歐姆至40k歐姆之間的下拉電阻。電力需求在本發明的實施方式中，ASIC包括低功耗模式，其中，在最小程度上，微處理器時鐘關閉，32kHz實時時鐘運行，並且激活電路以檢測傳感器連接，WAKE_UP管腳的電平改變或nRX_EXT輸入BREAK(中斷)。該模式對VBAT(VDDBU)、VDD和VDDA的總電流消耗最大4.0uA。當電池保護電路檢測到低電池電量(參見電池保護電路的描述)時，ASIC進入僅VBAT和VDDBU電源板起作用的模式。這稱為低電池電量狀態。該模式中的VBAT電流小於0.3uA。在ASIC編程為下述恆電位配置的條件下，所有電源的平均電流消耗小於7uA，其中，所述恆電位配置為：任意一個WORK電極在H2O2(過氧化物)模式中有效，其電壓設定為1.535V；COUNTER放大器上電，VSET_RE設定為1.00V；在WORK和COUNTER之間連接有20MEG負載電阻；COUNTER和RE連接在一起；以及，假定每分鐘測量一個工作電極的電流。在校準之後測得的電流應當是26.75nA±3％。啟動額外的工作電極使合併的電流消耗增加小於2uA，其中工作電極的電流為25nA。就ASIC編程為恆電位配置而言，其中，啟動診斷功能測量相對於COUNTER電極的WORK電極中的一個的阻抗，ASIC被配置成符合下列特徵：(i)測試頻率：0.1、0.2、0.3、0.5Hz、1.0、2.0、5.0、10、100、1000和4000Hz。(ii)上述頻率的測量不超過50秒。(iii)提供至ASIC的總電荷小於8毫庫。環境在本發明優選的實施方式中，ASIC：(i)運行並符合0℃至70℃商用溫度範圍內的所有規定。(ii)在-20℃至80℃功能性運行，但精度下降。(iii)預期在-30℃至80℃溫度範圍存儲之後運行。(iv)預期在1％至95％的相對溼度範圍內運行。(v)ESD保護高於±2KV，除非另有規定，當包裝在TBD包裝中時，人體模式位於所有管腳上。(vi)配置為WORK1-WORK5、COUNTER、RE、TX_EXT_OD、以及nRX_EXT觸片經受高於±4KV人體模式。(vii)配置為在40℃下的WORK1-WORK5和RE觸片的漏電流小於.50nA。在本發明的實施方式中，可通過.25微米CMOS工藝製造ASIC並且ASIC的備用數據位於DVD光碟916-TBD上。如上文詳細描述的，ASIC提供必要的模擬電子設備來：(i)支持多種恆電位器並與基於氧或過氧化物的多端子葡萄糖傳感器連接；(ii)與微處理器連接從而形成微功率傳感器系統；以及(iii)在基於EIS的參數的測量值的基礎上執行EIS診斷。基於EIS的參數的測量和校準在本文中根據本發明的實施方式描述。如上所述，先前，在0.1Hz至8kHz範圍內的頻率下的阻抗可提供作為傳感器電極狀態的信息。AFEIC電路中併入了產生測量驅動信號的電路和進行測量的電路，該測量用來計算阻抗。該電路的設計考慮因素包括電流消耗、精確度、測量速度、處理所需的量以及控制微處理器所需的時間量。在本發明的優選的實施方式中，AFEIC用於測量電極阻抗的技術是在驅動電極的DC電壓上疊加正弦波電壓並且測量得到的AC電流的相位和振幅。為了產生正弦波，AFEIC中併入了數字合成的正弦波電流。該數位技術的使用是因頻率和相位可通過晶體產生的時間基線精確控制，並且該數位技術可容易地產生從DC至8kHz的頻率。施加正弦波電流通過與電壓源串聯的電阻，從而將AC分量加到電極電壓中。該電壓是AC驅動電壓。隨後該電壓通過驅動所選擇的傳感器電極的放大器緩衝。驅動電極的電流包含來自驅動正弦波的得到的AC電流分量並且轉換為電壓。該電壓隨後通過與方波相乘進行處理，相對於合成的正弦波，所述方波具有固定相位。對該相乘後的電壓隨後進行積分。在可編程的積分間隔數—間隔是驅動正弦波的1/2周期的積分數—結束之後，通過ADC測量電壓。通過涉及積分電壓的值計算，可獲得阻抗的實部和虛部。使用用於阻抗測量的積分器的優勢在於：相對於僅採樣波形，測得的噪聲帶寬顯著降低。而且，採樣時間的要求顯著降低，這放寬了ADC的速度要求。圖45示出了AFEIC中的EIS電路的主要框圖(由圖42B中的附圖標記4255指示)。IDAC4510產生與系統時鐘同步的步進正弦波。該系統時鐘的高頻率通過包含數字編碼的查表調節IDAC。該編碼驅動IDAC，其產生近似正弦波的輸出電流。驅動該正弦波電流通過電阻以提供AC分量Vin_ac，帶有DC補償VSET8(4520)。當IDAC電路禁用時，DC輸出電壓返回至VSET8，因此，最小化對電極平衡的幹擾。該電壓隨後通過放大器4530緩衝，該放大器4530通過串聯電阻Rsense驅動電極。Rsense兩端的電壓差與所述電流成比例。該電壓被呈遞給乘法器4540，其將該電壓乘以+1或-1。這通過開關和差分放大器(儀表放大器)完成。系統時鐘被切分以產生相位時鐘4550並且可相對於正弦波設定成0，90，180或270度，相位時鐘4550控制所述乘法功能。圖46A至圖46F和圖47A至圖47F中的曲線示出了將圖45中所示的電路的信號模擬成具有0度相位位移的電流，這代表實電阻。對於這些實例模擬而言，選擇模擬輸入值以提供等於.150V的電流檢測電壓。為了得到足以導出阻抗和相位的信息，需要兩次積分：一個是0度相位乘法(圖46A至46F)，一個是90度相位乘法(圖47A至圖47F)。計算阻抗下面提供描述積分器輸出的方程式。為了簡便起見，僅考慮1/2正弦波周期。從圖46A至圖46F和圖47A至圖47F的曲線中可以看出，積分器的總輸出大約為一個1/2正弦波周期的積分值乘以1/2周期的數目。應當注意到的是，與積分時間相關的乘法開關對積分器而言執行信號「門控」功能，這可看做是設定積分限。乘法信號相對於所產生的正弦波具有固定的相位。這可通過軟體設定為0度、90度、180度、或270度。如果正弦波相對於乘法方波處於相位(0度位移)中，那麼積分限為π(180°)和0(0°)。如果正弦波發生90度位移，積分限可看作是3/4π(270°)和1/4π(90°)。下面示出相對於驅動正弦波同相(0°)的乘法方波的公式。這將會產生與電流的實部成比例的電壓。應當注意的是，Φ是正弦波相對於乘法方波的相移。Vout是積分器輸出，Aampl是電流正弦波振幅。並且，正弦波的周期是1/f，RC是積分器的時間常數。vout0=012fVinRC∂t=AamplRC012fsin2πf∂t+φ=-Aampl2πfRCcos2πft+φ|012f]]>vout0=-Aampl2πfRCcosπ+φ-cosφ]]>cos(π+φ)＝-cos(φ)；cos(-φ)＝cos(φ)vout0=-Aampl2πfRCcos(π+φ)-cos(φ)=Aampl2πfRCcos(φ)+cos(φ)=AamplπfRCcos(φ)]]>如果Φ＝0，這相當於電流的實部。乘法方波相對於驅動正弦波正交相移(90°)，產生與電流的虛部成比例的輸出：vout90=-Aampl2πfRCcos32π+φ-cos12π+φ]]>vout90=-Aampl2πfRCsin(φ)+sin(φ)=-Aampl2πfRCsin(φ)+sin(φ)=-AamplπfRCsin(φ)]]>如果Φ＝0，這相當於電流的虛部。在圖46A至圖46F所示的第一實例曲線中，Aampl是0.150v，頻率是1kHz，Φ＝0，積分器的RC是20M歐姆和25pF，其提供RC＝.5兆秒。將那些數字代入方程中，得出.09549v，其與圖46中的曲線的積分器輸出相媲美。應當注意的是，整個積分時間段的積分器輸出是積分開始時至測量為止的δ電壓。對於90°乘法方波而言，因為sin(0)＝0，結果應為0。模擬結果接近該值。為了計算相位：因為因此得到其中，Vout90是用於乘法的90°相移的積分器輸出，Vout0是0°相移的積分器輸出。Vout90和Vout0輸出必須通過相同的1/2周期數進行積分或通過周期數歸一化。值得注意的是，在實際軟體(例如，ASIC)運行中，僅僅允許使用完整周期(360°)，因為完整的周期數抵消乘法器之前的電路中的任何偏差。電流的大小可通過和或或得到。該電流具有上面所計算的相位角。上面的分析表明本領域技術人員可確定與乘法信號有關的電流振幅及其相位。以相對於乘法信號的固定相位(0度、90度、180度或270度)產生驅動電壓—這通過數位化完成，因此可被精確控制。但是，在驅動正弦波施加於電極之前的通路中具有至少一個放大器，這會引入不想要的相移和振幅誤差。這可通過對在電極附近以電學方式獲得的驅動正弦波信號進行積分來補償。因此，驅動電壓的振幅和任何相位位移可被確定。因為電流和電壓波形的路徑可通過相同的電路處理，所以任何模擬電路增益和相位誤差可被抵消。因為目標變量是阻抗，所以不需要實際計算Aampl。因為電流波形和電壓波形通過相同的路徑積分，所以，電流和電壓的比值之間存在簡單聯繫。將積分的電流檢測電壓稱為VI_out，積分的電極電壓稱為VV_out，額外的下標描述乘法函數的相位：I=AI_amplRsenseφ=VI_out_0πfRCcos(φ)Rsenseφ;]]>V=AV_amplθ=VV_out_0πfRCcos(θ)θ]]>阻抗是電壓除以電流。因此，Z=|V|θ|I|φ=VV_out_0πfRCθcos(θ)VI_out_0πfRCφcos(φ)Rsense=Rsense*VV_out_0cos(φ)VI_out_0cos(θ)(θ-φ)]]>電壓和電流的幅度還可通過0度和90度相位積分電壓的平方的平方根獲得。這樣，可使用如下公式：Z=|V|θ|I|φ=VV_out_02+VV_out_902θVI_out_02+VI_out_902φ=Rsense*VV_out_02+VV_out_902VI_out_02+VI_out_902(θ-φ)]]>對於相對較高的頻率(例如高於約256Hz的那些頻率)，波形的積分可通過一個硬體積分器完成。高頻率需要四個測量循環：(i)一個用於同相(in-phase)傳感器電流；(ii)一個用於90度異相(outofphase)傳感器電流；(iii)一個用於同相驅動電壓；(iv)一個用於90度異相驅動電壓。對於相對較低的頻率，例如低於約256Hz的那些頻率，可使用兩個積分器，其中，積分值由系統微處理器中的積分器結果數字合併構成。已知每個循環中存在多少個積分，那麼允許微處理器適當地計算0度和90度分量。將積分與驅動AC波形同步並在較低頻率條件下將積分分成至少四個部分可消除對硬體乘法器的需求，因為微處理器中積分部件的合併可實現乘法功能。因此，只需要一個積分過程來獲得實電流信息和虛電流信息。對於較低頻率而言，放大器相位誤差可變得較小，這樣在頻率之下，例如1Hz至50Hz，並且優選地在約1Hz之下，無需確定驅動電壓相位。而且，振幅可假定為較低頻率下恆定，這樣穩定之後只需要一個測量循環來確定阻抗。如上所述，儘管對於相對較高的頻率使用一個硬體積分器，但是對於相對較低的頻率而言，可使用兩個積分器。就這點而言，圖45中的示意圖示出了用於相對較高的EIS頻率的AFEIC中的EIS電路。在這些頻率下，當在循環內進行積分時，積分器不飽和。事實上，對於最高頻率，多個循環被積分，因為這可提供產生較大信噪比的較大的輸出信號。對於相對較低的頻率而言，例如，低於約500Hz的頻率而言，積分器輸出通過常用參數飽和。因此，對於這些頻率而言，使用兩個積分器，交替地切換。也就是說，第一積分器進行積分，而第二積分器由ADC讀取並且隨後復位(歸零)以使其易於在第一積分器的積分時間結束之後進行積分。這樣，信號可被積分而在積分中沒有間隙。這可向圖45中所示的EIS電路添加第二積分器以及相關計時控制。穩定循環考慮因素上述分析是就穩定狀態情況而言的，在所述穩定狀態情況下，電流波形不會隨不同的循環而發生改變。由於電容器的初始狀態，這種情況在將正弦波應用於電阻—電容器(RC)網絡之後不會立刻滿足。電流相位在0度開始並且發展至穩定狀態值。然而，理想的是，消耗最少的時間進行測量，從而降低電流消耗並且有充足的時間獲取DC傳感器測量值(Isig)。因此，需要確定獲得充分精確測量值所必需的循環數。簡單RC電路——具有串聯的電阻和電容器——的方程是：vac=R*I(t)+1CI(t)∂t]]>計算上述方程的I(t)是：I(t)=-1RCVc0C+ωVmRω2+1R2C2e-tRC+VmR1ω2+1R2C2ω2sin(ωt)+ωRCcosωt]]>其中，Vc0是電容器電壓的初始值，Vm是驅動正弦波的幅度，ω是弧度頻率(2πf)。第一項包含定義非穩定狀態情況的項。加速穩定系統的一種方式是使第一項等於0，其可通過如下設定完成：或雖然這在實際操作中不是必需的，但是可設置驅動正弦波的初始相位直接從DC穩定狀態點跳躍至Vcinit。該技術可根據特定頻率和預期相位角進行評估，從而發現可能的時間減少。非穩定狀態項乘以時間指數函數。這可確定多快達到穩定狀態條件。RC值可通過阻抗計算信息確定為一階近似值。條件如下：和R＝Zcosφ，隨後對於具有5度相位角的100Hz下的傳感器而言，這可意味著18.2兆秒的時間常數。對於穩定小於1％而言，這可意味著大約85兆秒的穩定時間或8.5個循環。另一方面，對於具有65度相位角的0.10Hz下的傳感器而言，這可意味著0.75秒的時間常數。對於穩定少於1％而言，這可意味著大約3.4秒的穩定時間。因此，在上面詳細描述的本發明的實施方式中，ASIC包括(至少)7個電極觸片，其中五個被指定為WORK電極(即，檢測電極或工作電極或WE)，其中一個被標成COUNTER(即，對電極或CE)，一個被標成REFERENCE(即，參比電極或RE)。計數器放大器4321(參見圖42B)可與COUNTER、REFERENCE和/或WORK指定的觸片中的任一個，以及它們的任何組合可編程地連接。如本文所述，本發明的實施方式可包括，例如多於五個WE。就這點而言，本發明的實施方式還可涉及與多於5個工作電極連接的ASIC。值得注意的是，在本文所述的ASIC中，上述五個工作電極，對電極以及參比電極中的每一個可單獨地且獨立地可尋址。這樣，五個工作電極中的任一個可接通並且測量Isig(電極電流)，並且任何一個可斷開。而且，五個工作電極中的任一個可被可操作地連接至/耦合至用於測量EIS相關參數(例如，阻抗和相位)的EIS電路。換言之，EIS可選擇性地在工作電極中的任何一個或多於一個上運行。此外，五個工作電極中的每一個的各自的電壓電平可相對於參比電極在振幅和信號方面被獨立地編程。這具有多種應用，例如，改變一個或多於一個電極上的電壓，從而使電極對幹擾的靈敏度較低。在使用兩個或多於兩個工作電極作為冗餘電極的實施方式中，可使用本文描述的EIS技術以例如，確定多個冗餘電極中的哪一個最佳運行(例如，在快速啟動、最小或沒有下降、最小或沒有靈敏度損失等等方面)，這樣，僅僅最優工作電極可被尋址以獲得葡萄糖測量值。後者進而可顯著降低對連續校準的需求，如果沒有消除連續校準的話。同時，其他(冗餘)工作電極可以：(i)關閉，其可有利於電源管理，因為EIS可不為了「關閉」電極運行；(ii)斷電；和/或(iii)通過EIS定期監控以確定它們是否已恢復，這樣它們可在線恢復。另一方面，非最優電極可觸發校準請求。ASIC還能夠製作電極中的任一個—包括，例如，故障或離線工作電極—對電極。因此，在本發明的實施方式中，ASIC可具有多於一個對電極。雖然上述內容總體上解決了簡單冗餘，其中，冗餘電極的尺寸相同，具有相同的化學物質，相同的設計，等等，但是上述診斷算法、融合方法以及相關ASIC還可與空間分布的、尺寸類似或不類似的工作電極聯合使用，作為評價作為植入時間的函數的傳感器植入物完整性的方式。因此，在本發明的實施方式中，可使用包含具有相同彎曲度的電極的傳感器，所述電極可具有不同的形狀、尺寸和/或配置，或包括相同或不同的化學物質，用於目標特定環境。例如，在一種實施方式中，一個或兩個工作電極可被設計為具有例如，顯著較好的水合作用，但是可能不能持續2天或3天。另一方面，其他工作電極可具有長期耐久性，但是較低的初始水合作用。在這種情況下，可設計算法，由此，第一組工作電極用於在早期佩戴期間產生葡萄糖數據，此後，在中期佩戴期間，(例如通過ASIC)切換至第二組電極。在這種情況下，融合算法，例如可能不需要「融合」所有WE的數據，並且使用者/患者未察覺到檢測組件在中期佩戴期間轉換。在又一實施方式中，整個傳感器設計可包括不同尺寸的WE。這些較小的WE通常輸出較低的Isig(較小的幾何面積)並且可特別用於低血糖檢測/精確度，而較大的WE—其輸出較大的Isig—可特別用於正常血糖和高血糖精確度。在尺寸不同的條件下，不同的EIS閾值和/或頻率必須用於這些電極中的診斷。上文所述的ASIC通過啟用可編程的電極專用EIS標準而符合這些要求。如前面實施例所述，信號不是必須融合以產生SG輸出(即，不同的WE可在不同的時間捕獲)。如前所述，ASIC包括可編程的序列發生器4266，其指示刺激的啟動和停止並且調整高於約100Hz的頻率下的基於EIS的參數的測量。在序列結束時，數據位於緩存中，並且可用於微處理器以快速獲得所需的參數(值)。這節約了時間並且還因需要較少的微處理器介入而降低了系統電力需求。對於低於約100Hz的頻率而言，可編程的序列發生器4266調節EIS刺激的開啟和停止，並且調節緩存數據。在測量循環結束之後或如果緩存快填滿，ASIC可中斷微處理器以指示需要收集可用數據。在收集基於EIS的參數時，緩存的深度可決定微處理器有多長時間進行其他任務或休眠。例如，在一種優選的實施方式中，緩存是64-測量值深度。而且，這節省了能量，因為微處理器不需要逐個收集數據。還應當注意的是，序列發生器4266還具有在相位不同於0時啟動刺激的能力，這具有快速穩定的潛力。如上所述，ASIC可控制微處理器的電力。因此，例如，ASIC可基於傳感器連接/分離(例如，使用機械開關)檢測或者電容或電阻檢測完全關閉電源、啟動微處理器。而且，ASIC可控制微處理器的喚醒。例如，微處理器可使其自身進入低功耗模式。ASIC隨後可發送信號至微處理器，如果例如ASIC進行了傳感器連接/分離檢測，那麼ASIC的信號喚醒處理器。這可包括使用諸如機械開關或基於電容的檢測方案之類的技術響應ASIC產生的信號。這允許微處理器休眠一段較長的時間，從而顯著降低電力消耗。值得重申的是，如上所述，通過ASIC可同時進行氧檢測和過氧化物檢測，因為五個(或更多)工作電極都是獨立的，並且可獨立尋址，並且由此可以任何期望的方式配置工作電極。此外，ASIC允許多個閾值用於多個標誌，這樣，EIS可通過各種不同的因素觸發—例如Vcntr電平、電容改變、信號噪聲、Isig較大的改變、漂移檢測等等—每個因素具有其自身的閾值。此外，對於每個這樣的因素而言，ASIC啟用多個閾值水平。本發明的另一實施方式，EIS可用作可選的電鍍測量工具，其中，相對於參比電極，傳感器基板的工作電極和對電極的阻抗可在電鍍後進行檢測。更加具體而言，用於進行傳感器基板測量的已有系統提供每個電極的小區域的電極表面樣本的平均粗糙度，從而確定那個小區域的平均粗糙度(Ra)。例如，目前，Zygo非接觸幹涉儀用於量化和評估電極表面區域。Zygo幹涉儀測量對電極和工作電極的小區域並且提供平均粗糙度值。該測量將每個傳感器電極的粗糙度與其實際電化學表面積相關聯。由於目前使用的系統的限制，從生產吞吐量的角度看，不可能測量整個電極表面，因為這是非常耗時的工作。為了以有意義的且定量的方式測量整個電極，本文已開發了用於測量表面積的基於EIS的方法，其比目前的例如基於Zygo的測試更加快速並且從傳感器性能角度而言更加有意義。具體而言，EIS在電極表面表徵方面的使用在多個方面有優勢。首先，通過允許同時測量多個板，EIS提供較快地測試電極的方法，從而提供較高的效率和吞吐量，同時節約成本並維持品質。其次，EIS在測試過程中對電極進行直接電化學測量，即，EIS允許測量電極的基於EIS的參數並且使測量值與電極的真實電化學表面積相關聯。因此，EIS技術測量整個電極表面上的雙層電容(其與表面積直接相關)，而非測量電極的一小部分上的平均高度差，這樣，更加能夠代表電極的性能，包括實際表面積。第三，EIS測試是非破壞性的，並且因此，EIS測試不會影響將來的傳感器性能。第四，EIS在待測量的表面積易碎或難以簡單操作的情況下特別有用。對於本發明的實施方式的目的而言，有用的基於EIS的參數是虛阻抗(Zim)，如前所述，可基於浸沒在電解液中的電極的以歐姆為單位的阻抗幅度(|Z|)和以度數為單位的相位角(Ф)的測量獲得所述虛阻抗。已經發現，除了高速處理之外，使用對電極(CE)和WE的電化學阻抗的測試是測量每個電極表面積的精確方法。這也是非常重要的，因為，雖然電極尺寸在葡萄糖傳感器性能方面的作用至少部分受到葡萄糖與GOX的酶反應產生的過氧化氫的氧化作用的支配，但是，實驗表明WE表面積的增加降低了低啟動事件的數量並且改善了傳感器反應性—這兩者在一定程度上涉及前面討論的潛在故障模式。再回到關注的作為基於EIS的參數的虛阻抗，影響電極表面積及其虛阻抗值的關鍵參數被發現是：(i)電鍍條件(以秒為單位的時間和以微安培為單位的電流)；(ii)與表面積最相關的EIS頻率；(iii)在與EIS系統所使用的電解液相關的單個電極上進行的測量的次數；以及(iv)DC偏壓。關於上述參數，實驗表明使用鉑電鍍溶液作為電解液在整個譜中在虛阻抗和表面積之間表現出弱相關。然而，在虛阻抗和表面積比例(SAR)之間，尤其是相對較低的100Hz和5Hz的頻率之間，使用硫酸(H2SO4)作為電解液表現出良好的相關數據，並且使用具有0mg/ml葡萄糖(PBS-0)的磷酸鹽緩衝鹽水溶液甚至表現出更好的相關數據。而且，在本發明的實施方式中，使用立方回歸模型(cubicregressionmodel)的擬合回歸分析表明可在10Hz頻率條件下出現最佳相關性。此外，已被發現將偏壓電壓從535mV降低至0顯著降低虛阻抗測量中逐日的變化。使用上述參數，對於給定的傳感器設計，可定義虛阻抗值的可接受的限制。因此，例如，對於MedtronicMinimed生產的Comfor傳感器而言，在WE和RE(鉑網)之間測得的虛阻抗必須大於或等於-100歐姆。換言之，虛阻抗值(對於WE而言)小於-100歐姆的傳感器不能使用。對於WE而言，大於或等於-100歐姆的阻抗值對應於如下表面積，該表面積等於或大於由大於0.55um的等同Ra測量指定的表面積。類似地，在CE和RE(鉑網)之間測得的虛阻抗必須大於或等於-60歐姆，這樣虛阻抗值(對於CE而言)小於-60歐姆的傳感器不能使用。對於CE而言，大於或等於-60歐姆的阻抗值對應於如下表面積：該表面積等於或大於由大於0.50um的等同Ra測量指定的表面積。根據本發明的實施方式，如圖48所示的等效電路模型可以用於模擬在工作電極WE和參比電極RE之間測得的EIS。圖48中所示的電路總共具有6個元件，它們可以被劃分為三大類：(i)反應相關元件；(ii)膜相關元件；和(iii)溶液相關元件。在最後一類中，Rsol是溶液電阻，並且其對應傳感器系統的外部環境(例如，體內組織液)的特性。反應相關元件包括Rp和Cdl，Rp是極化電阻(即，針對電極和電解液之間的偏壓和電荷轉移的電阻)，Cdl是在電極-電解液接觸面的雙層電容。需要注意的是，儘管在該模型中，由於接觸面的不均勻性，雙層電容表示為常相位角元件(constantphaseelement，CPE)，但是其也可以被建模為純電容。作為CPE，雙層電容具有兩個參數：Cdl和α，CPE表示導納；α表示CPE的常相位角(即，電容的漏電情況)。CPE的依賴於頻率的阻抗可如下計算：ZCPE=1Cdl(jω)α]]>因此，模型包括2個(2)反應相關元件——Rp和Cdl——它們由總共3個(3)參數Rp、Cdl和α表示。膜相關元件包括Rmem和Cmem，Rmem是膜電阻(或者由化學層產生的電阻)，Cmem是膜電容(或者由化學層產生的電容)。儘管Cmem在圖48中顯示為純電容，但是在特殊情況下Cmem還可以被建模為CPE。如圖所示，W是有限的Warburg元件，並且具有兩個參數：Y0和λ，其中Y0表示由化學層內的葡萄糖/H2O2擴散引起的Warburg元件的導納，λ表示Warburg元件的擴散時間常數。應當注意，Warburg還可以其他方式建模(例如，無限的)。有限的Warburg元件的依賴頻率的阻抗可以如下計算：ZW=1Y0jω×coth(λjω)]]>因此，模型包括三個(3)膜相關元件——Rmem、Cmem和W——它們由總共四個(4)參數Rmem、Cmem、Y0和λ表示。圖48的上部示出了根據本發明的實施方式的傳感器的整體架構，其中，鉑黑指的是電極。這裡，需要重點注意的是，儘管描述了單個電極，但這僅僅是舉例說明並不構成限制，因為相比於圖48中舉例說明的3層、單電極結構，模型可以適用於具有更多層數以及更多電極數量的傳感器。如前文所述，GLM是傳感器的葡萄糖限制膜、HAS是人血清白蛋白、GOX是葡萄糖氧化酶(用作催化劑)、溶液指的是電極所處的環境，例如，用戶的體液。在接下來的討論中，圖48的等效電路模型將被用於解釋傳感器行為的一些物理特性。儘管如此，應當提及的是，基於對葡萄糖擴散進行建模的方式，其它電路結構也是可能的。就這一點而言，圖49A至圖49C示出了一些其它電路模型的示例，其中一些示例包括更多的元件和/或參數。然而，出於本發明的目的，已發現圖48的電路模型提供最適配的相對(vis-à-vis)經驗數據，在該電路模型中，傳質限制——即，Warburg分量——歸因於葡萄糖的過膜擴散。圖50A是Nyquist曲線，其顯示出等效電路模擬5020與經驗數據5010非常匹配。圖50B是圖50A的高頻部分的放大圖，其顯示出在該區域所述模擬同樣也相當精確地跟隨實際傳感器數據。上述電路元件和參數中的每一者均以不同的方式影響EIS輸出。圖51示出Nyquist曲線，其中，Cdl沿著箭頭A的方向增大。可見，隨著Cdl值的增加，(較低頻率)Nyquist曲線的長度減小並且斜率增大。因此，從曲線5031至曲線5039，Nyquist曲線的長度減小，曲線5033、5035和5037中的每一個的各自的長度隨著Cdl從曲線5031至曲線5039增大而逐漸減小。相反地，從曲線5031至曲線5039，Nyquist曲線的斜率增大，曲線5033、5035和5037中的每一個的各自的斜率隨著Cdl從曲線5031至曲線5039增大而逐漸增大。但是，Nyquist曲線的較高頻率區域一般不受影響。圖52示出了Nyquist曲線，其中，α沿著箭頭A的方向增大。在此，隨著α增大，Nyquist曲線在較低頻率區域的斜率增大。在圖53中，隨著Rp沿著箭頭A的方向增大，較低頻率Nyquist曲線的長度和斜率增大。Rp越高，化學反應的電阻的量越大，從而，電子及離子的交換速率越慢。因此，從這個現象上來看，圖53示出了較低頻率Nyquist曲線的長度和斜率隨著電子-離子交換速率的減小(即，隨著化學反應的電阻的增大)而增大，這進而意味著較低的電流(Isig)輸出。此外，對Nyquist曲線的較高頻區域具有極小的影響甚至沒有影響。圖54示出了Warburg導納改變的影響。隨著Warburg導納沿箭頭A的方向增大，較低頻率Nyquist曲線的長度和斜率均增大。從這個現象上來看，這意味著較低頻率Nyquist曲線的長度和斜率趨向於隨著反應物的流入的增加而增大。在圖55中，隨著λ沿著箭頭A的方向增大，Nyquist曲線的斜率減小。與上述元件和參數形成對照的是，膜相關元件和參數通常影響Nyquist曲線的較高頻率區域。圖56示出了膜電容對Nyquist曲線的影響。從圖56可見，Cmem的改變影響了高頻區域的半圓有多少是可見的。因此，隨著膜電容沿著箭頭A的方向增大，可看到半圓逐漸減少。類似地，如圖57所示，隨著膜電阻沿著箭頭A的方向增大，更多的高頻區域半圓變得可見。此外，隨著Rmem增大，整個Nyquist曲線從左向右位移。平行位移現象同樣適用於Rsol，如圖58所示。關於圖48的等效電路模型的上述討論內容可以概括如下。首先，Cdl、α、Rp、Warburg和λ通常控制低頻響應。更具體而言，較低頻率Nyquist斜率/Zimag主要取決於Cdl、α、Rp和λ，較低頻率長度/Zmagnitude主要取決於Cdl、Rp和Warburg導納。第二，Rmem和Cmem控制較高頻率響應。具體而言，Rmem決定高頻半圓的直徑，Cmem決定拐點頻率，對Nyquist曲線的整體影響最小。最後，Rmem和Rsol的變化引起Nyquist曲線的平行位移。圖59A至圖59C、圖60A至圖60C以及圖61A至圖61C示出了在傳感器啟動和校準期間改變前述電路元件的體外實驗結果。圖59A、圖60A和圖61A是相同的。如圖59A所示，實驗一般以兩個冗餘工作電極5050、5060進行並持續9天(或持續7天至9天)。使用100mg/dL的基線血糖量，儘管在整個實驗過程中的不同點，基線血糖量在0和400mg/dL之間發生改變(5070)。另外，探究了32℃至42℃的(溶液)溫度變化(5080)和0.1mg/dL的對乙醯氨基酚響應(5085)的影響。最後，實驗包括氧壓力測試，其中，溶解於溶液中的氧氣的供應在0.1％和5％之間變化(即，受限)(5075)。出於這些實驗的目的，運行完整的EIS掃頻(即，從0.1HZ-8kHZ)，並且大約每30分鐘記錄(並標繪)一次輸出數據。但是，可以使用更短或更長的間隔。在圖59C中，Rsol和Rmem之和——其還可以通過在Nyquist曲線的拐點的實阻抗的幅度估算——作為時間的函數呈現總體下降趨勢。這主要是由於如下事實：膜需要花費時間進行水合，這樣，隨著時間流逝，膜對電荷產生電阻變小。在Isig的曲線(圖59A)和Rsol+Rmem的曲線(圖59C)之間還可以看出輕微的相關性。圖60B示出了Cdl的EIS輸出。在此，在數個小時的時間內，由於傳感器的激活過程/傳感器的充電過程，初始，Cdl相對快速的下降(5087)。但是，隨後，Cdl保持相當的穩定，表現出與Isig(圖60A)的強相關。考慮到所述強相關，Cdl數據作為EIS參數，在期望葡萄糖獨立性的應用中可能不那麼有用。如圖60C所示，Rp的趨勢總體上可被描述為Cdl的曲線的鏡像圖。隨著膜變得更加水合，流入增加，這反映在圖61B的Warburg導納曲線中。如圖61C所示，整個過程λ保持大體恆定。圖62至圖65示出了對上述實驗的各個不同部分的實際EIS響應。具體而言，在最初3天期間產生的變化(即，葡萄糖變化、氧氣壓力和溫度變化，如圖59A、圖60A和圖61A所示)集中在圖62中，並且Vcntr響應5093顯示在該圖的底部和圖59B中。圖63顯示通過增加葡萄糖使得Nyquist曲線的斜率和長度減小的Isig校準。在圖64中，在第2天示出了氧(或Vcntr)響應，其中，Vcntr隨著氧含量降低變得更負。這裡，Nyquist曲線長度變得更短並且其斜率減小(5094)，這表明虛阻抗的大幅減小。曲線長度主要取決於Cdl和Rp，並且與Vcntr強相關，Vcntr進而響應葡萄糖和氧的變化。在圖65中，Isig從第2天至第3天的變化可忽略。儘管如此，對於在32℃取得的數據(5095)和在42℃取得的數據(5097)而言，Nyquist曲線水平位移(從在37℃的曲線)。但是，對Nyquist曲線的長度、斜率或Isig沒有顯著影響。將上述EIS輸出和標誌信息放在一起，發現，在傳感器啟動期間，Rmem+Rsol的幅度隨著時間而減小，對應於Nyquist曲線中從右向左的位移。在這期間，Cdl減小並且Rp增大，Nyquist斜率相應增大。最終，Warburg導納也增大。如前文所述，上述內容與水合過程一致，EIS曲線以及參數值需要大約1-2天(例如，24-36小時)來穩定。本發明的實施方式涉及實時自校準，更具體而言，涉及基於EIS數據的葡萄糖傳感器的體內自校準。任何校準算法包括自校準算法，其必須解決靈敏度損失。如前文所述，可能發生兩種類型的靈敏度損失：(1)Isig下降，這是靈敏度的暫時性損失，通常發生在傳感器運行的前幾天；和(2)永久性靈敏度損失，通常發生在傳感器壽命結束時，有時與Vcntr軌(Vcntrrail)的存在相關。已經發現靈敏度損失可以自身體現為Rsol或Rmem(或二者)的增大，這可以在Nyquist曲線中表現為向右的平行位移，或者，如果Rmem改變，在較高頻率的半圓開始變得更加明顯(導致高頻虛阻抗的增大)。除了Rsol和Rmem之外，或者，代替Rsol和Rmem，還可僅有Cmem的增大。這可被觀察為高頻半圓發生變化。靈敏度損失會伴隨Cdl的變化(表現為在Nyquist曲線的較低頻率段中的較長尾)。前述標誌提供了用於確定EIS輸出的不同變化可如何用於補償靈敏度的變化的方式。對於正常運行的葡萄糖傳感器而言，血糖(BG)和傳感器電流輸出(Isig)之間存在線性關係，如下：BG＝CF×(Isig+c)其中，「CF」是Cal因子，「c」是補償。這在圖66中示出，其中，校準曲線由線6005表示，「c」是基線補償6007(單位nA)。然而，當Rmem增大和/或Cmem減小時，c會被影響。因此，線6009描繪了Rmem增大並且Cmem減小的情況——這表示膜性能的改變——從而導致補償「c」移至6011，即，校準曲線下移。類似地，當Cdl改變(非葡萄糖相關的改變)以及Rp增大時——導致(較低頻率)Nyquist曲線的長度的增大——然後斜率會被影響，其中，斜率＝1/CF。因此，在圖66中，線6013具有與線6005不同(較小)的斜率。還可發生組合的變化，這通過線6015舉例說明，表示靈敏度損失。Nyquist曲線的較低頻率段的長度(Lnyquist)與葡萄糖變化高度相關，為簡單起見，該長度可以被示例性地估計為在128Hz和0.105Hz的(實)阻抗之間的長度。已經發現，通過模型擬合，只在葡萄糖發生變化期間變化的參數是雙層電容Cdl，特別是雙層導納。因此，在圖48的等效電路模型中，只有依賴Isig——擴展來說，葡萄糖依賴性參數——是Cdl，而其他所有參數基本上是獨立於Isig的。根據上文，在本發明的一種實施方式中，可以追蹤Rmem和Cmem的變化以達成Cal因子(BG/Isig)的重新調整，從而在無需連續手指穿刺測試的條件下能夠進行傳感器的實時自校準。這在某種程度上是可能的，因為Rmem和Cmem的變化導致校準曲線的補償(c)發生變化，而不是校準曲線的斜率發生變化。換言之，模型的膜相關參數的這種變化通常表明傳感器仍然能夠正常運行。通過圖表，圖67A示出了正在被記錄的實際血糖(BG)數據6055，該數據被來自工作電極的Isig輸出6060重疊。將來自包含大約1-4天(6051)的第一時間段(或時間窗)的數據與來自包含大約6-9天(6053)的第二時間段的數據進行比較，圖67A顯示傳感器在第二時間段期間總體上發生下移，這表明在傳感器中也許產生了中等靈敏度損失。如圖67B所示，在第二時間段期間還產生Vcntr的增大。參照圖68和圖69，能夠發現，在6天和9天之間的第二時間段期間，靈敏度損失清楚地表現為膜電阻6061的相當顯著的增大以及Warburg導納6063的相應下降。相應地，圖70顯示，第二時間段6053的校準曲線6073相對於第一時間段6051的校準曲線6071是平行的，但下移。而且，如在上文根據圖57所討論的，隨著膜電阻(Rmem)增大，整個Nyqusit曲線從左向右位移，並且更大程度的高頻區域半圓變得可見。對於圖67A至圖70的數據而言，這種現象在圖71中示出，其中，Nyquist曲線的放大的較高頻率區域顯示：與來自第一時間段6051的數據相比，來自第二時間段6053的數據將所述曲線從左向右位移，並且隨著Nyquist曲線從左向右位移，半圓變得越來越明顯(6080)。此外，所述曲線的放大的較低頻率區域顯示Lnyquist沒有顯著變化。另一方面，Cdl和Rp的變化通常表示電極可能已經被損害，以至於也許不再可能恢復。但是，Cdl和Rp的變化也可以被追蹤，例如，作為診斷工具，基於這些參數中的變化的方向/趨勢，確定所述位移或靈敏度損失是否事實上已經達到了正常傳感器運行無法再恢復或再實現的點。就這一點而言，在本發明的實施方式中，可以計算Cdl和Rp中的每一個的，或者斜率變化的，各自的較低和/或較高閾值或者閾值範圍，這樣落在各自閾值(範圍)之外的這些參數的EIS輸出值可以，例如，觸發由於不可恢復的靈敏度損失引起的傳感器的停止和/或更換。在特定實施方式中，傳感器設計和/或患者指定的範圍或閾值可以被計算，其中，範圍/閾值可以是，例如，與Cdl、Rp和/或斜率的變化相關。通過圖表，圖72A示出了正在被記錄的實際血糖(BG)數據6155，其被來自兩個工作電極WE1(6160)和WE2(6162)的Isig輸出重疊。圖表示出了來自第1天的第一時間窗(6170)、第3-5天的第二時間窗(6172)、第3天的第三時間窗(6174)以及第51/2至91/2的第四時間窗(6176)的數據。從第3天開始，圖72B顯示出Vcntr達到1.2伏特的電壓軌。但是，大約第5天開始(6180)發生靈敏度下降。一旦發生Vcntr達到電壓軌，Cdl顯著增大，Rp相應地減小，這代表著整個電化學反應的電阻升高。正如所預期的，校準曲線的斜率也發生改變(降低)並且Lnyquist變短(參照圖73至圖75)。應當注意的是，在本發明的實施方式中，Vcntr-軌的出現可以被用於觸發不可恢復的傳感器的停止。圖76A至圖76B和圖77至圖80示出了膜電阻增大、Cdl減小和Vcnr-電壓軌的聯合作用。在圖76A中，實際血糖(BG)數據6210被來自兩個工作電極WE1(6203)和WE2(6205)的Isig輸出重疊。可見，WE1大體跟隨實際BG數據6210——即，WE1正常運行。另一方面，來自WE2的Isig看起來在較低點開始，並且從開始到第10天自始至終持續下降趨勢，這代表靈敏度的逐漸損失。如圖77所示，這與WE2(6215)的Cdl比WE1(6213)的Cdl低一致，儘管兩個工作電極的Cdl大體均顯示出下降趨勢。圖79示出了對校準曲線的聯合作用，其中，靈敏度損失期間的線性擬合(6235)的補償和斜率均相對於正常運行時間窗的校準曲線6231發生改變。另外，圖80的Nyquist曲線顯示，在較低頻率區域，與傳感器正常運行的情況(6241)相比，在存在靈敏度損失的情況下(6245)Nyquist曲線的長度較長。而且，在拐點附近，半圓(6255)在存在靈敏度損失的情況下變得越來越明顯。重要地，在靈敏度損失的情況下，圖80的Nyquist曲線作為時間的函數從左向右水平位移。在本發明的實施方式中，所述位移可以被用作對傳感器中的補償或自校準的測量。因此，已經發現，作為EIS標誌，可由增大的膜電阻(Rmem)和/或局部Rsol增大引起暫時的下降。Rmem的增大進而由增大的較高頻率虛阻抗反映。這種增大可以由高頻處的斜率來表徵，簡言之，所述在高頻處的斜率(Snyquist)可以被示例性地估計為在8kHz和128Hz之間的斜率。另外，Vcntr-軌使Cdl增大並使Rp減小，這樣長度和斜率減小；此後可發生與靈敏度損失相關聯的Cdl的逐漸減小和Rp的逐漸增大。通常，Cdl減小連同Rp的增大(長度增大)和Rmem的增大，可以足以引起靈敏度損失。根據本發明的實施方式，圖81示出了用於基於靈敏度變化和/或損失的檢測的傳感器自校準的算法。在框6305和6315，分別設置基線Nyquist曲線長度(Lnyquist)和基線較高頻率斜率，以便反映在傳感器壽命開始時的EIS狀態。正如所指出的，Nyquist曲線長度與Cdl相關，較高頻率Nyquist斜率與膜電阻相關。隨後，通過監測Nyquist曲線長度(6335)和較高頻率斜率(6345)以及Vcntr值(6325)繼續進行本過程。當Vcntr達到電壓軌時，在Vcntr達到電壓軌而使Cdl顯著改變時，基線Lnyquist被調整或重置6355。因此，通過反饋迴路6358來調整受到監測的EIS參數的實時變化。如框6375所示，在Nyquist曲線的長度受到監測時，Nyquist曲線長度的顯著增大表示靈敏度的降低。在特定實施方式中，傳感器設計和/或患者指定的範圍或閾值可以被計算，其中，所述範圍/閾值可以是，例如，與Nyquist曲線的長度的變化相關。類似地，更加負的較高頻率斜率Snyquist與高頻半圓的出現增加對應，並且表示可能的下降6365。Lnyquist和Snyquist的任何這些變化均被監測，例如，持續地或定期地監測，並且，基於靈敏度降低的持續時間和趨勢，確定整體(即，嚴重的)靈敏度損失是否發生，這樣特定的傳感器葡萄糖(SG)值應當被丟棄(6385)。在框6395，可以基於監測的參數調整Cal因子，以便提供「免於校準」的CGM傳感器。應當注意的是，在本發明的內容中，術語「免於校準」並不意味著特定傳感器完全不需要校準。實際上，它是指傳感器可基於EIS輸出數據實時地自校準，而不需要另外的手指穿刺或計量數據。在這個意義上，自校準還可以被稱作「智能」校準，因為所述校準並不基於預定的時間安排執行，而是基於需要實時執行。在本發明的實施方式中，用於調整Cal因子(CF)和/或補償的算法可以基於膜電阻，所述膜電阻進而可以通過Rmem和Rsol之和估算。因為膜電阻代表傳感器的物理特性，其通常不能根據以單個頻率運行的EIS數據估算。換言之，尚未觀察到單個頻率可始終如一地代表膜電阻，因為頻率根據傳感器狀態而變化。因此，例如，圖82顯示，當存在部分靈敏度損失時，Nyquist曲線發生水平位移，並且因此估算Rmem+Rsol的值的拐點發生位移。在這種情況下，在阻抗的實部的位移實際上相當大。但是，如果僅高頻(例如，在8kHz)實阻抗受到監測，則幾乎根本沒有位移，如圖82中的圈出的區域所示。因此，需要以物理意義的方式追蹤膜電阻。理想地，這可以通過模型擬合實現，其中，Rmem和Rsol通過模型擬合得到，Rm計算為Rm＝Rmem+Rsol。但是，實際上，這種方法不僅因其可能需要花費不可預見的較長時間而在計算上非常昂貴，而且在一些情況下容易受根本不收斂的影響。因此，可以開發探究式指標(Heuristicmetrics)以近似或估算Rm＝Rmem+Rsol的值。在一種這樣的指標中，Rmem+Rsol通過在相當穩定的虛阻抗值下的實阻抗截距的值近似。因此，如圖83所示，例如，可以識別虛阻抗(在Y軸)的大體穩定的區域在2000Ω附近。將這作為參考值，平行於X軸行進，然後與Rm成比例的值可以近似為參考線與Nyquist曲線相交處的實阻抗值。可以在頻率之間執行內插法以估算ΔRm∝Δ(Rmem+Rsol)。如上所述，在具有估算的Rm的值的條件下，隨後可以探究Rm和Cal因子(CF)和/或Isig之間的關係。具體而言，圖84示出了估算的Rm和CF之間的關係，其中，前者與後者成正比。就圖84而言，獲得用於穩態傳感器的運行的數據點。圖85示出了歸一化(normalized)的Isig相對於1/Rm的圖，其中，Isig通過(Isig的)BG範圍被歸一化。正如能夠從圖中看出的那樣，Isig可基於Rm的變化進行調整。具體而言，1/Rm的增大(即，降低的膜電阻)會導致Isig成比例的增大，因為Isig和1/Rm之間存在線性關係。因此，在一種實施方式中，用於調整Cal因子的算法需要基於參考Cal因子監測膜電阻的變化，然後基於Rm和CF之間的關係成比例的修改Cal因子。換言之：在另一實施方式中，Cal因子調整算法可需要基於1/Rm的成比例的變化修改Isig，以及需要CF計算的獨立性。因此，就這種算法而言，調整的Isig導出為：實驗表明，大多數急劇的CF變化發生在傳感器壽命的前8個小時。具體而言，在一套體外實驗中，在使各種葡萄糖值隨傳感器的壽命保持恆定的同時，Isig被標繪為時間的函數。在前2個小時，每3分鐘運行EIS，同時所有模型參數根據時間被估算和追蹤。如前文所指出的，給定有限譜EIS，Rmem和Rsol不能被準確的(獨立)估算。但是，Rm＝Rmem+Rsol可以被估算。圖86示出了各種葡萄糖水平條件下的Isig-時間曲線，所述各種葡萄糖水平包括400mg/dL(6410)、200mg/dL(6420)、100mg/dL(6430)、60mg/dL(6440)和0mg/dL(6450)。在啟動時，一般所有參數都會發生急劇變化。圖87示出了一種實施例，其中，Cdl被繪製為時間的函數，曲線6415對應於400mg/dL的葡萄糖，曲線6425對應於200mg/dL的葡萄糖，曲線6435對應100mg/dL的葡萄糖，曲線6445對應60mg/dL的葡萄糖，曲線6455對應0mg/dL的葡萄糖。就像圖87的示例性的實施例中所示的情況，大多數參數與之前0.5個小時的變化很好地關聯，但是通常不能解釋在＞0.5小時的時間範圍內的變化。但是，已經發現，Rm＝Rmem+Rsol是能夠解釋在類似的啟動時間內的Isig的變化的唯一參數。具體而言，圖88示出了與圖86相同的圖，除了在大約T＝1小時，特別是在低葡萄糖水平例如100mg/dL以及更低條件下，出現了峰值或者第二拐點的情況。然而，在所研究的所有的EIS參數中，膜電阻是唯一能夠展示出與Isig的這種變化的關係的參數，其它參數通常趨向於相當平穩地進入穩態。因此，如圖89中所示，在大約T＝1小時，Rm同時還展示出對應於Isig的峰值的第二拐點。圖90示出了在傳感器運行的前8個小時期間體內數據的Cal因子和Rm之間的關係。這裡，EIS在啟動階段大約每30分鐘運行一次，並且對於兩次EIS之間的時間段使用內插法。如所能看到的，在傳感器運行的前8個小時期間，Rm＝Rmem+Rsol與Cal因子相關。就圖90中的圖而言，基線補償被假定為3nA。如上文根據圖83至圖85所指出的，在本發明的一種實施方式中，用於在啟動階段調整Cal因子的算法可以包括：選擇校準係數(CFreference)的參考值，在CF＝CFreference的條件下估算膜電阻(Rreference)的值，監測膜電阻(Rm＝Rmem+Rsol)的變化，以及基於所述變化的大小，根據圖90所示的關係調整校準係數。這樣，CF(t)＝CFreference-m(Rreference-Rm(t))其中，m是圖90中的相關性梯度。應當指出的是，就上述算法而言，CFreference的值是傳感器特定的，用於解釋傳感器之間的區別。在另一的實施方式中，可以通過使用Rm的有限範圍修改Cal因子調整算法，在所述有限範圍進行所述調整。一旦由於噪聲而使Rm小於～7000Ω，這種算法在微小差別的情形下有幫助。由於非常低的傳感器水合/穩定可發生Rm非常大的情況，所述有限的Rm範圍在Rm非常大時也有幫助。在又一的實施方式中，可以限制允許的CF的範圍，例如，設定CF的下限為4.5。圖91A是示出了在傳感器壽命的大約前8個小時中基於所有有效的BG的MARD的體內結果的圖表。以在啟動之後的1小時、1.5小時或2小時的第一BG執行單次(第一次)校準。如所能看到的，在沒有任何Cal因子調整的情況下，在1小時時用於校準的MARD比在2小時時執行的用於校準的MARD高得多(22.23vs.19.34)。但是，在進行調整或改良的調整的情況下，如上文所述，各MARD數之間的區別變得更小。因此，例如，在調整的情況下，與在2小時時執行的用於校準的15.42相比，在1小時時用於校準的MARD為16.98。另外，在1小時時調整了的用於校準的MARD比在2小時時執行的未調整的用於校準的MARD小得多(16.98vs.19.34)。這樣，根據本發明的實施方式，Cal因子調整(以及改良的調整)可以被用於延長傳感器的可用壽命——例如，通過早一個小時啟動傳感器，在該實施例中——同時維持或改善MARD。圖91B中的圖表提供了在大約前8個小時內的所有有效BG的中值ARD。圖92A至圖92C、圖93A至圖93C和圖94A至圖94C示出了當上述Cal因子調整算法比一些現有的非基於EIS的方法更好地工作時的實施例。在一種現有的方法中，通常稱作「首日補償」(FirstDayCompensation，FDC)，測量第一Cal因子。如果測得的Cal因子落在預定範圍之外，則採用常數線性衰減函數在由所述衰減的速率決定的預計時間將Cal因子回復至正常範圍之內。如能從圖92A至圖94C看到的那樣，本發明的Cal因子調整算法(在圖中稱作「補償」)6701、6711、6721產生的結果相比於通過FDC方法6703、6713、6723獲得的結果更接近實際血糖(BG)測量結果6707、6717、6727。考慮到估算EIS相關參數的值的複雜性，一些現有方法，包括FDC，相比本文描述的EIS的Cal因子調整算法可能具有較小的計算複雜度。但是，這兩種方法也可以互補的方式實施。具體而言，可能存在如下情況：FDC可通過即時Cal因子調整算法而被加強。例如，後者可用於界定FDC的變化速率，或者用於識別FDC應當適用的範圍(即，不同於僅使用CF)，或者用於在特定情形逆轉FDC的方向。在其他實施方式中，可以調整所述補償，而不是所述Cal因子。另外，或者代替地，可以為Rm和CF的適用範圍施加限制。在特定實施方式中，可以使用絕對值而不是相對值。而且，Cal因子和膜之間的關係可以表示為乘法而不是加法。因此：CF(t)CFreference=-m(R(t)Rreference)]]>在使用基於EIS的動態補償的實施方式中，被測量的總電流可以被定義為法拉第電流和非法拉第電流的總和。其中，前者是依賴於葡萄糖的而後者是獨立於葡萄糖的。因此，數學上為：itotal＝iFaradaic+inon-Faradaic理想地，非法拉第電流應當為0，伴隨固定的工作電勢，這樣：itotal=iFaradaic=A×Diffusivity×∂Cperoxide∂n]]>其中，A是表面面積，是過氧化物的梯度。但是，當雙層電容變化時，非法拉第電流不能被忽略。具體而言，非法拉第電流可以被計算為：qnon-Faradaic=V×C=t0t0+Δtinon-Faradaicdt]]>ddtqnon-Faradaic=inon-Faradaic=d(V×C)dt=CdVdt+VdCdt]]>其中，q是電荷，V是電壓，C是(雙層)電容。由上述可知，當電壓(V)和電容(C)二者恆定時，在方程式的右手邊的兩個時間導數值等於0，這樣inon-Faradaic＝0。在這種理想情況下，關注點可轉向擴散和反應。當V和C都是時間的函數時(例如，在傳感器初始化階段)，inon-Faradaic=d(V×C)dt=CdVdt+VdCdt]]>另一方面，當V恆定並且C是時間的函數時，inon-Faradaic=VdCdt]]>這種狀況存在於，例如，傳感器運行的第1天。圖95示出了在第一天期間(在該實例中是在傳感器插入後的前6個小時)雙層電容中的典型的(最初的)衰減的實施例。如圖所示，曲線6805示出了基於在半小時間隔獲得的EIS數據的原始Cdl數據，曲線6810示出對了5分鐘時間間隔的原始Cdl數據的樣條擬合，曲線6815示出了5分鐘時間間隔的平滑曲線，曲線6820示出了對5分鐘時間間隔的平滑Cdl數據的多項式擬合。應當注意，Cdl衰減不是指數式的。因此，不能以指數函數模擬所述衰減。反之，發現6階多項式擬合(6820)提供了合理的模擬。因此，對於上述情形，其中V恆定而C是時間函數，如果已知多項式係數，則可以計算inon-Faradaic。具體而言，C＝P(1)t6+P(2)t5+P(3)t4+P(4)t3+P(5)t2+P(6)t1+P(7)其中，P是多項式係數陣列，t是時間。於是非法拉第電流可以被計算為：inon-Faradaic=VdCdt=V(6P(1)t5+5P(2)t4+4P(3)t3+3P(4)t2+2P(5)t1+P(6))]]>最終，因為itotal＝iFaradaic+inon-Faradaic，電流的非法拉第成分可以通過重新排列而被去除，這樣iFaradaic＝itotal-inon-Faradaic圖96示出了作為時間函數的基於總電流(6840)的Isig，以及在基於電容衰減移除非法拉第電流之後的Isig(6850)。電流的非法拉第分量可以高達10-15nA。由圖可知，在傳感器壽命開始時，移除非法拉第電流有助於移除低啟動Isig數據中的絕大部分。已經發現上述方法可以用於降低MARD，以及在傳感器壽命開始時調整Cal因子。關於後者，圖97A示出了在移除非法拉第電流之前第一工作電極(WE1)的Cal因子6860，以及第二工作電極(WE2)的Cal因子6870。另一方面，圖97B示出了在移除非法拉第電流之後的WE1的Cal因子(6862)和WE2的Cal因子(6872)。將圖97A中的WE1的Cal因子(6860)與圖97B中的WE1的Cal因子(6862)相比，能夠發現，在移除非法拉第電流的情況下，Cal因子(6862)更接近於預期的範圍。另外，在圖98A和圖98B所示的實施例中可以看出MARD的降低，其中，隨時間標繪傳感器葡萄糖值。如圖98A所示，在移除非法拉第電流之前，低啟動時的校準導致WE1(6880)傳感器明顯過度讀數，具有11.23％的MARD。在移除非法拉第電流之後，WE1實現了10.53％的MARD。應當注意，就圖97A至圖98B的舉例說明而言，在預處理中使用如下關係計算和移除非法拉第電流：其中，P是用於擬合雙層電容曲線的多項式係數(陣列)。實時地，法拉第電流和非法拉第電流的分離可以被用於自動確定進行第一次校準的時間。圖99示出了雙層電容隨著時間的衰減。具體而言，經過恆定的時間間隔ΔT，雙層電容經歷從第一值(7005)到第二值CT(7010)的改變，例如，一階時間差分法隨後可用於計算非法拉第電流：inon-Faradaic=VdCdtVCT0+ΔT-CTΔT]]>其他方法也可用於計算導數例如，二階精確的有限值方法(finitevaluemethod，FVM)、Savitzky-Golay等。接下來，總電流(即Isig)中非法拉第電流所佔的百分比可以被簡單地計算為比率inon-Faradaic/Isig。一旦該比率達到下限閾值，則可以實時作出關於傳感器是否準備好校準的決定。這樣，在本發明的實施方式中，閾值可以為5％至10％。在另一實施方式中，上述算法可以用於計算實時補償值，即，基於EIS的動態補償算法。回顧：inon-Faradaic=VdCdt=V(6P(1)t5+5P(2)t4+4P(3)t3+3P(4)t2+2P(5)t1+P(6))]]>並且傳感器電流Isig是總電流，包括法拉第成分和非法拉第成分：itotal＝iFaradaic+inon-Faradaic法拉第成分被計算為：iFaradaic＝itotal-inon-Faradaic因此，在本發明的實施方式中，非法拉第電流inon-Faradaic可被視作對Isig的額外補償。實際上，當雙層電容減小時，例如，在傳感器壽命的第一天期間，inon-Faradaic是負的，並且作為時間函數而減小。因此，根據本發明的該實施方式，較大的補償——即，用電流方法計算的通用補償，加上inon-Faradaic——可在傳感器壽命剛開始時加到Isig中，並允許該較大的補償遵循5階多項式曲線而衰減。也就是說，額外補償inon-Faradaic遵循5階多項式，必須確定所述5階多項式的係數。基於雙層電容如何動態變化，根據本發明的實施方式的算法可以適用於傳感器壽命的前幾個小時，例如，前6-12小時。多項式擬合可以各種方式計算。例如，在本發明的實施方式中，係數P可以根據現有數據預先確定。然後，應用上文討論的動態補償，但僅在第一Cal因子在正常範圍之上時，例如，～7時。實驗表明，通常，當實時雙層電容測量結果不如期望的那麼可靠時，這種方法效果最好。在可選的實施方式中，採用線性擬合算法。具體而言，在時刻T創建線性(in-line)雙層電容緩存。然後，在時刻T使用多項式擬合基於所述緩存計算P。最後，使用在時刻T的P計算在時刻T+ΔT的非法拉第電流(動態補償)。應當注意的是，相對於現有算法對雙層電容測量值的需要頻率(每30分鐘)，這種算法更加頻繁地需要雙層電容測量值，並且所述測量值是可靠的(即，真實)。例如，在傳感器壽命的前2-3個小時，可以每5分鐘或者每10分鐘獲取一次EIS測量值。在開發實時的、自校準的傳感器時，最終目的是最小化或者完全消除對BG儀的依賴。但是，此外，這要求理解EIS相關參數和Isig、Cal因子(CF)以及補償之間的關係。例如，體內實驗顯示，在Isig與Cdl和Warburg導納二者中每一者之間存在關聯，以至於後者中的每一者可以是依賴於Isig的(至少一定程度上)。另外，已經發現，在傳感器的工廠校準方面，Isig和Rm(＝Rmen+Rsol)是Cal因子的最重要的參數(即，影響因素)，而Warburg導納、Cdl和Vcntr是補償的最重要參數。在體外研究中，從EIS提取的指標(metric)(例如，Rmem)趨向於表現出與Cal因子的強相關性。但是，在體內，相同的相關性可能弱一些。在某種程度上，這是因為如下事實：患者的具體特性或者(傳感器)插入位置的具體特性掩蓋了傳感器會允許使用EIS進行自校準或工廠校準的一些方面。就這一點而言，在本發明的實施方式中，冗餘傳感器可用於參考點，該參考點可用於估算患者的具體響應。這進而會允許更加穩固的係數校準，以及幫助識別傳感器故障模式起源是傳感器內部還是傳感器外部。通常，EIS是形成於傳感器電極之間的電場的函數。所述電場可延伸超出傳感器膜，並且可在傳感器插入位置探測(患者)體內特性。因此，如果傳感器插入/安置的環境在所有測試中是統一的，即，如果在體內的組織成分總是相同的(或者，如果體外緩衝液總是相同的)，那麼EIS可與傳感器的唯一特性相關。換言之，可以假設傳感器的變化直接導致EIS的變化，所述EIS的變化可與例如Cal因子相關。然而，眾所周知，體內環境是高度可變的，因為患者的具體組織特性依賴於插入位置的成分。例如，傳感器周圍的組織的導電性依賴於其周圍的脂肪的量。本領域技術人員知道，脂肪的導電性比純間質流體(interstitialfluid，ISF)的導電性低得多，並且局部脂肪與ISF的比值可發生顯著變化。插入位置的成分依賴於插入的位置、插入的深度、患者的具體身體成分等。因此，即使傳感器是相同的，但從EIS研究中觀察到的Rmem變化顯著得多，因為參考環境極少，即使有也相同。也就是說，插入位置的導電性影響傳感器/系統的Rmem。因此，可能不能統一地或一致地使用Rmem作為可靠的校準工具。如前文所述，EIS還可用作診斷工具。因此，在本發明的實施方式中，EIS可以被用於總故障分析。例如，EIS可用於檢測嚴重的靈敏度損失，這進而用於確定是否以及何時阻斷傳感器數據、決定最佳校準時間以及確定是否以及何時停止傳感器。就這一點而言，值得重複的是，在連續葡萄糖監測和分析中，通常考慮兩種主要類型的嚴重的靈敏度損失：(1)暫時性靈敏度損失(即，Isig下降)，其通常發生在傳感器壽命的早期並且通常被認為是外部傳感器閉塞的結果；和(2)永久性靈敏度損失，其通常發生在傳感器壽命結束時並且無法恢復，由此迫使傳感器停止。體內和體外數據都顯示，在靈敏度損失和Isig下降期間，發生變化的EIS參數可以是Rmem、Rsol和Cmem中的任意一個或多個。後者的變化進而體現為Nyquist曲線的較高頻率區域的平行位移和/或高頻半圓的出現增多。通常，靈敏度損失越嚴重，這些特徵越顯著。圖100示出Nyquist曲線的較高頻率區域在2.6天(7050)、3.5天(7055)、6天(7060)、和6.5天(7065)的數據。可見，在靈敏度損失(7070)期間，可能有水平位移，即，Rmem+Rsol位移，從左向右，表示膜電阻的增大。另外，6天的曲線特別是6.5天(7065)的曲線，清楚地示出在靈敏度損失(7075)期間較高頻率半圓的出現，這表明膜電容發生變化。根據靈敏度損失的情況和嚴重程度，上述表現中的一者或者兩者可以在Nyquist曲線上顯現出來。特別針對Isig下降的檢測，與永久性靈敏度損失相反，一些現有方法僅使用Isig僅僅檢測Isig下降，例如，監測Isig可能下降的速率，或者隨著時間推移Isig的增量變化的程度/缺乏，從而表示或許傳感器不響應葡萄糖。但是，這樣可能並不十分可靠，因為存在即使在有實際下降時Isig保持在正常BG範圍內的實例。在這種情況下，靈敏度損失(即，Isig下降)不能與低血糖情況相區別。因此，在本發明的實施方式中，EIS可用於補充從Isig得到的信息，從而增加檢測方法的特異性和靈敏性。永久性靈敏度損失通常可以與Vcntr軌相關。這裡，一些現有傳感器停止的方法僅僅依賴於Vcntr軌數據，以至於，例如，當Vcntr軌持續一天時，傳感器可被停止。但是，根據本發明的實施方式，一種確定何時由於靈敏度損失停止傳感器的方法需要使用EIS數據確認在Vcntr達到電壓軌之後是否發生以及何時發生靈敏度損失。具體而言，一旦觀察到Vcntr達到電壓軌，在Nyquist曲線的較高頻率區域的水平位移可被用於確定是否真的發生永久性靈敏度損失。就這一點而言，存在在傳感器壽命的5天時Vcnrt達到電壓軌但是EIS數據顯示Nyquist曲線幾乎根本沒有位移的情況。在這種情況下，通常地，傳感器會在5-6天被停止。但是，在EIS數據表明事實上沒有永久性靈敏度損失的情況下，傳感器不會被停止，從而節約(即，使用)剩餘的傳感器使用壽命。如前文所述，靈敏度損失的檢測可以基於一個或多個EIS參數的變化或多種變化。因此，例如，膜電阻(Rm＝Rmem+Rsol)的變化可以體現在中頻(～1kHz)實阻抗區域。對於膜電容(Cmem)而言，因為半圓增大，變化可以體現在較高頻率(～8kHz)虛阻抗。雙層電容(Cdl)與平均Isig成比例。這樣，它可以被近似為較低頻率Nyquist斜率的Lnyquist的長度。因為Vcntr與氧水平相關，正常的傳感器行為通常使Vcntr的減小並伴隨Isig的減小。因此，Vcntr的增大(即，更負)與Isig的減小的結合也可以是靈敏度損失的標誌。另外，可以監測平均Isig電平、變化速率、或低的或生理學方面不太可能的信號的可變性。儘管如此，EIS參數必須首先被確定。如前文與Cal因子調整以及相關公開內容有關的描述，估算EIS參數的最穩固的方式是執行模型擬合，其中在模型方程式中的參數被改變直到測得的EIS和模型輸出之間的誤差最小化。存在很多執行這種估算的方法。但是，對於實時應用而言，因為計算的負荷、估算時間的可變性以及收斂很差的情況，模型擬合可能不是最佳的。通常，可行性取決於硬體。當上述完整模型擬合不可能時，在本發明的一種實施方式中，一種實時應用的方法通過使用探究式方法(heuristicmethodologies)完成。目的是以適用於測得的EIS的簡單的探究式方法近似真實的參數值(或與通過各參數示出的趨勢成比例的相應的指標)。就這一點而言，下文是用於估算各參數的變化的實現方式。雙層電容(Cdl)通常來講，可以從測量較低頻率Nyquist斜率(例如，低於～128Hz的頻率)的長度的任何統計數據獲得Cdl的粗略估計。例如，這可以通過測量Lnyquist(在Nyquist曲線中128Hz的EIS和0.1Hz的EIS之間的笛卡爾距離)完成。也可以使用其他頻率範圍。在另一實施方式中，可以通過使用較低頻率的阻抗(例如，在0.1Hz)來估算Cdl。膜電阻(Rmem)和溶液電阻(Rsol)如前文所述，在Nyquist曲線上，Rmem+Rsol對應在較低頻率和較高頻率的半圓之間的拐點。因此，在一種實施方式中，可以通過檢測Nyquist斜率的方向性的變化(例如，通過使用導數和/或差分)將拐點局部化來估算Rmem+Rsol。可選地，可以通過測量Nyquist斜率的位移估算Rmem+Rsol的相對變化。為了這樣做，可以選擇在虛軸的參考點(參照圖83)並且可以使用內插法來確定在實軸上的對應點。該內插值可被用於追蹤Rmem+Rsol隨著時間的變化。選擇的參考值應當在如下這樣的值的範圍內：對於給定的傳感器配置而言，所述值不受在Nyquist曲線的較低頻率部分的較大變化(例如，因為Vcntr軌)的過度影響。典型值可以為1kΩ至3kΩ。在另一實施方式中，使用單個高頻EIS(例如，1kHz，8kHz)的實部是可能的。在一些傳感器配置中，在大多數時間這可以模仿Rmem，儘管已經指出單個頻率可能不能在所有狀況下精確代表Rmem。膜電容(Cmem)Cmem的增大體現為更加顯著的(或更明顯可見的)較高頻率的半圓。因此，能夠通過估算半圓的呈現檢測Cmem的變化。因此，在一種實施方式中，可以通過追蹤阻抗的較高頻率的虛部估算Cmem。就這一點而言，更加負的值對應於半圓的呈現增加。可選地，Cmem可以通過追蹤在頻率範圍內(例如，1kHz-8kHz)半圓的最高點來估算。該頻率範圍還可以通過識別拐點發生的頻率以及獲得比識別的頻率更高的所有頻率的最大虛阻抗來確定。就這一點而言，更負的值對應於半圓的呈現增加。在第三實施方式中，Cmem可以通過測量Nyquist曲線中的兩個較高頻率點(例如，8kHz和1kHz)之間的笛卡爾距離估算。這是先前在本發明的中定義的高頻斜率(Snyquist)。這裡，較大的絕對值對應於半圓增大，負的斜率(具有y軸上的負的虛阻抗和x軸上的正的實阻抗)對應於半圓缺失。應當注意的是，在上述方法中存在一些檢測到的在半圓的變化還可以歸因於Rmem的變化的情況。但是，因為任一變化均是靈敏度損失的指示，所以認為重疊是可以接受的。非EIS相關的指標在本文中，應當注意的是，EIS指標可適用之前，靈敏度損失大體上根據數個非EIS標準檢測。就這些指標自身而言，這些指標通常不足夠可靠實現檢測的完美的靈敏度和特異性。但是，它們可與EIS相關的指標結合以對靈敏度損失的存在提供支持證據。這些指標中的一些包括：(1)Isig在一定閾值(單位nA)以下的時間量，即，「低Isig」的時間段；(2)導致「低Isig」狀態的Isig的一階或二階導數，用作指示Isig的變化是否為生理學原因或是否是由靈敏度損失導致；以及(3)在「低Isig」時間段內Isig的可變性/變化，其可以表示傳感器是否響應葡萄糖或是否是停滯(flatlining)。靈敏度損失檢測算法本發明的實施方式涉及用於檢測靈敏度損失的算法。該算法通常使用根據EIS測量結果(例如，如前文所述)和根據非EIS相關指標估算的參數的矢量。因此，例如，所述矢量可以包含Rmem和/或沿(Nyquist曲線的)橫軸的位移、Cmem的變化和Cdl的變化。類似地，所述矢量可以包含在Isig處於「低」狀態的時間段的數據、Isig的可變性、Isig的變化速率。可隨時間追蹤該參數的矢量，其中，所述算法的目的是收集靈敏度損失的有力證據。在本文中，「有力證據」可以由例如表決系統、組合加權指標、聚類和/或機器學習來確定。具體而言，表決系統可能需要監測EIS參數中的一個或多於一個。例如，在一種實施方式中，這涉及確定何時參數矢量中的多於預定數量的或多於計算出的數量的要素與絕對閾值相交。在可選實施方式中，閾值可以是相對(％)閾值。類似地，所述矢量要素可以被監測以確定何時矢量中的參數的特定組合與絕對閾值或相對閾值交叉。在另一實施方式中，當矢量中的要素的任何子集與絕對閾值或相對閾值交叉時，可以觸發對其餘參數的檢查以確定是否能獲得靈敏度損失的足夠證據。當參數的子集中的至少一個是待被可靠地檢測的靈敏度損失的必要條件(但也許不是充分條件)時，這是有用的。組合的權重指標需要根據例如矢量中的要素與預定閾值交叉的量來為矢量中的要素加權。然後，當合計的加權指標與絕對閾值或相對閾值交叉時，可檢測到靈敏度損失(即，確定發生)。機器學習可用作更加複雜的「黑盒子」分類器。例如，從現實的體內實驗提取的參數矢量可用於訓練人工神經網絡(artificialneuralnetworks，ANN)、支持矢量機(supportvectormachines，SVM)或遺傳算法以檢測靈敏度損失。然後，訓練的網絡可以極具時效性的方式實時應用。圖101A和圖101B示出了用於使用組合邏輯檢測靈敏度損失的流程圖的兩種示例性例子。如圖所示，在兩種方法中，可以監測一個或多個指標1-N。在圖101A的方法中，如前文所述，追蹤每個指標以確定指標是否以及何時與閾值交叉。然後通過組合邏輯合計閾值確定步驟的輸出，並基於組合邏輯的輸出作出關於靈敏度損失的決定。在圖101B中，首先通過組合邏輯處理監測的指標1-N的值，然後將後者的合計輸出與閾值比較以確定靈敏度損失是否已發生。本發明的其他實施方式還涉及在智能診斷算法中使用EIS。因此，在一種實施方式中，EIS數據可用於確定傳感器是否是新的或者傳感器是否被重新使用(除了前文提及的與患者重新使用傳感器相關的方法之外)。關於後者，知道傳感器是否是新的或者是否被重新使用是重要的，因為該信息幫助確定應該使用什麼類型的初始化序列(如果有的話)。另外，這些信息允許防止傳感器的無核准(off-label)使用以及防止由於多次重新初始化(即，每一次傳感器被斷開並且之後重新連接，傳感器「認為」其是新的傳感器，因此試圖通過重新連接來重新啟動)引起的傳感器損害。這些信息還有助於收集的傳感器數據的後續處理。與傳感器重新使用和/或重新連接有關，已經發現在初始化之前的新傳感器的較低頻率的Nyquist斜率不同於(即，低於)已被斷開然後又重新連接的傳感器的較低頻率的Nyquist斜率。具體而言，體外實驗顯示，與新插入的傳感器相反，重新使用的傳感器的Nyquist斜率較高。因此，Nyquist斜率可被用作區分新傳感器和使用過的(或重新使用的)傳感器的標誌。在一種實施方式中，基於Nyquist斜率，可以使用閾值來確定特定傳感器是否被重新使用。在本發明的實施方式中，閾值可以是Nyquist斜率＝3。圖102示出了參考斜率＝3(8030)的低頻Nyquist曲線，以及新傳感器(初始化前)8010的曲線、新傳感器(初始化後)8015的曲線、重新連接的傳感器(初始化前)8020的曲線和重新連接的傳感器(初始化後)8025的曲線。如所指出的，新傳感器(初始化前)8010的斜率低於參考值或閾值(8030)，而重新連接的傳感器(初始化前)8020的斜率高於閾值(8030)。同樣地，較低頻率相位測量值可用於檢測先前已被初始化的傳感器。在此，例如，0.105Hz條件下的預先初始化相位角可用於區分新傳感器和使用過的(或再次使用的)傳感器。具體而言，閾值可設定在約-70°的相位角。因此，如果0.105Hz條件下的預先初始化相位角小於所述閾值，那麼傳感器被認為是舊傳感器(即，先前初始化過的傳感器)。這樣，無需再對所述傳感器施加初始化脈衝。在另一實施方式中，EIS數據可以被用於確定正在使用的傳感器的類型。這裡，已經發現，如果傳感器設計是顯著不同的，那麼平均而言各EIS輸出也應該是顯著不同的。不同的傳感器配置具有不同的模型參數。因此，在傳感器壽命期間的任何點利用這些參數的識別信息來確定當前插入的傳感器類型是可能的。所述參數可以被估算，例如，基於前文描述的與總損壞/靈敏度損失分析相關的方法。識別信息可基於一般方法來分離值，例如，針對特定(單個或多個)參數、機器學習(ANN、SVM)或這兩種方法的結合設定閾值。這些信息可以被用於，例如，改變算法參數以及初始化序列。因此，在傳感器壽命的開始，這可用於使單個處理單元(GST、GSR)為校準算法設置最優參數。線下地(非實時地)，傳感器類型的識別可用於幫助在用的傳感器性能的分析/評價。還發現，較低頻率Nyquist曲線的長度可以被用於區分不同的傳感器類型。圖103A至圖103C示出了三種不同傳感器(即，不同傳感器配置)的Nyquist曲線，標為Enlite(8050)、Enlite2(即，「增強的Enlite」)(8060)和Enlite3(8070)，它們都由MedtronicMinimed(Northridge，CA)製造。如所能看到的，對於包括預先初始化、初始化之後以及再初始化之後(分別對應圖103A至圖103C)在內的各個不同階段而言，所述Enlite傳感器具有最短的較低頻率Nyquist斜率長度(8050)，接著是Enlite2(8060)和具有最大長度的Enlite3(8070)。上述較低頻率Nyquist斜率長度也在圖104中示出，其中，相對於時間標繪Nyquist(斜率)長度，該Nyquist(斜率)長度被計算為在0.105Hz條件下的EIS和在1Hz條件下的EIS之間的笛卡爾距離。本發明的實施方式還涉及將診斷法EIS測量值用作確定應當被執行的初始化的類型的指導。如前文所述，初始化序列可基於所檢測的傳感器類型(基於EIS的或者其它)和/或所插入的傳感器(基於EIS的)是新還是舊的檢測而發生改變。但是，另外，基於EIS的診斷法還可以被用於確定初始化之前的最低水合狀態(例如，通過追蹤Warburg阻抗)，或者被用於確定何時停止初始化(例如，通過追蹤反應依賴性參數，例如，Rp、Cdl、Alpha等)，以便適當地最小化傳感器初始化時間。更具體而言，為了最小化初始化響應時間，需要其他診斷法來控制在初始化期間發生的進程。就這一點而言，EIS可以提供所需要的另外的診斷法。因此，例如，EIS可以在各初始化脈衝之間測量以確定是否需要進一步的脈衝。可選地，或此外，EIS可以在高脈衝期間測量，並與最優初始化狀態的EIS比較，從而確定何時傳感器被充分初始化。最後，如前文指出的，EIS可以被用於估算特定的模型參數——最可能地，一個或多於一個反應依賴性參數，例如Rp、Cdl、Alpha等。如已經注意到的，總體上的傳感器校準以及具體的實時傳感器校準是穩固的連續葡萄糖監測(CGM)系統的核心。就這點而言，校準算法通常被設計成一旦通過手指穿刺接收到了BG，那麼新的BG值用於產生誤差信息或用於更新校準因子，所述校準因子進而用於校準傳感器葡萄糖。然而，在一些先前的算法中，10分鐘至20分鐘的延遲可存在於開始進行手指穿刺的時間和通知用戶手指穿刺被接受或需要進行新的手指穿刺以用於校準的時間之間。這是非常惱人的，因為用戶不知道他/她在幾分鐘之內是否再次需要他/她的BG儀。此外，在一些情況下，由於最新的BG值攜帶少於100％的權重，校準緩存中更舊的BG值的存在導致感知系統延遲，或者導致計算的SG不精確(由於更舊的BG值不再代表系統的當前狀態)。而且，有時輸入了錯誤的BG值，但其並未被系統捕獲到，這可在下次校準之前導致較大的不精確性。鑑於上述內容，本發明的實施方式探究解決現有技術的方法中的潛在缺陷，尤其是與使用閉環系統的傳感器性能有關的缺陷。例如，為了使系統更加可預測，校準誤差可只在傳送器接收到手指穿刺(BG值)時(即開始進行手指穿刺)就通知，而非例如10-15分鐘之後。此外，與一些使用恆定校準誤差(CE)閾值的現有系統相反，在預見到較高誤差時(例如，由於傳感器的可靠性較低，或變化率較高)，本發明的實施方式可使用可變校準誤差閾值，從而避免不必要的校準誤差警報和手指穿刺需求。因此，一方面，當傳感器處於FDC模式，Isig下降校準模式或經歷較高的變化率(例如，2-數據包變化率xCF>1.5mg/dL/min)時，可使用對50％或50mg/dL的有限響應。另一方面，當預見到較低誤差時，系統可使用更嚴格的校準誤差限制，例如，40％或40mg/dL。這降低了將錯誤BG值用於校準的可能性，同時也允許立即發出校準嘗試狀態(即，接受校準或校準誤差)。而且，為了處理較新的Isig值引起校準誤差的情況，在校準時間點(例如，手指穿刺後5分鐘至10分鐘)的檢查可選擇最合適的濾波後的Isig值(fIsig)用於校準。與上述涉及BG值和BG緩存問題相關聯的，本發明的實施方式目的在於降低延遲並且通過給較新的BG值分配比先前算法中分配的權重更高的權重以及通過確保更加頻繁地進行早期校準更新來感知延遲。此外，在確認靈敏度改變(例如，通過先前提到的且待下文探究的智能校準邏輯確認，以及通過新近的校準BG/Isig比確認)的情況下，校準緩存被部分清除。最後，相反，先前算法可使用期望校準因子(CF)權重，其是恆定的，本發明的實施方式提供基於傳感器年齡的可變CF值。簡言之，本發明的實施方式基於在校準嘗試過程中預見到的誤差提供可變校準誤差閾值並且在無需等待額外的傳感器數據的條件下發出校準誤差信息，在校準過程中產生較少的延遲(例如，5分鐘至10分鐘)，基於傳感器年齡更新期望校準因子，並且根據需要清除部分校準緩存。具體而言，與首日補償(FDC)相關，本發明的實施方式在為了更加迅速地校準傳感器性能而觸發更高的Cal因子閾值時需要額外的校準。在本發明的實施方式中，所述更高的CF閾值在稍後將其用作指示校準誤差的閾值的條件下可設置為7-16mg/dL/nA。因此，一方面，如果高CF閾值在第一校準之後被觸發，那麼系統需要在3小時內進行下一校準。然而，如果高CF閾值在第二或隨後的校準之後被觸發，那麼系統需要在6小時內進行下一校準。上述程序可自傳感器連接起的12小時周期內執行。另一方面，在為了計算Cal因子的校準過程中使用的預期的Cal因子隨時間增大，從而降低讀數不足(under-reading)的可能性。在背景部分，現有方法可在整個傳感器壽命中使用固定的預期Cal因子，無需計算傳感器靈敏度可能的改變。在這種方法中，預期的Cal因子可在計算最終Cal因子中加權，並且用於降低噪聲。然而，在本發明的實施方式中，期望CF計算為時間的函數，以傳感器年齡的方式表達，具體而言，其中，傳感器年齡以天為單位表示。在進一步的實施方式中，預期的Cal因子可計算為已有的CF和阻抗的函數，這樣靈敏度的任何變化可在期望CF中反映出來。此外，在本發明的多個方面，期望CF可在每個Isig數據包上計算，而非只在輸入BG時計算，這樣逐步調節校準之間的Cal因子。與校準緩存和校準誤差計算相關，本發明的實施方式用於修改校準緩存權重和/或校準緩存清除。具體而言，當阻抗測量值(例如，通過EIS測量)顯示Cal因子可能發生改變並且校準嘗試顯示可能發生的改變時，通過將當前BG的CR與校準緩存中最鄰近的CR進行比較來檢查Cal比例(CR)的改變。在此，這種改變可通過例如1kHz阻抗的值進行驗證，如前文結合相關EIS程序所詳細描述的。此外，權重可基於可靠性指數、Cal因子預期發生改變的方向和/或校準變化率添加至校準緩存計算中。在後一種情況下，如果校準處於高變化率，那麼可分配較低的權重，或僅僅暫時更新CF。在本發明的實施方式中，用於校準緩存的濾波後的Isig(fIsig)值的選擇可在輸入BG之後的第二個Isig數據包上啟動。具體而言，可選擇不會產生校準誤差的過去三個(3)fIsig值中的最鄰近的fIsig值。隨後，一旦接受校準，那麼進行校準過程，無需發出校準誤差。這種校準誤差可能由例如無效Isig值、Cal比範圍檢查、百分比誤差檢查等引起。在其他實施方式中，fIsig值可被插入以導出一分鐘解析度。可選地，fIsig值可基於值的變化率(以及延遲所佔的比例)選自鄰近值。在又一可選的實施方式中，fIsig值可基於與預期的CR值最接近的CR值進行選擇。進而，預期的CR值與Cal因子的當前值最接近，除非後者或EIS數據顯示CF應當改變。如前文所述，結合圖24和圖34，例如，1kHz實阻抗的值提供可存在於傳感器膜表面上的潛在閉塞的信息，所述閉塞可暫時阻斷葡萄糖進入傳感器的通路並且由此導致信號下降。更加廣泛而言，1kHz實阻抗測量值可用於檢測典型突發的傳感器事件並且可顯示傳感器不再完全插入。就這點而言，圖105顯示了根據本發明的實施方式清空傳感器數據或停止傳感器的方法的流程圖。方法在框9005開始，其中，使用例如移動平均濾波器(movingaveragefilter)過濾1kHz實阻抗值，並且在此基礎上確定EIS衍生值是否穩定(9010)。如果確定EIS衍生值不穩定，方法進行至框9015，其中，基於1kHz阻抗的幅度進行進一步確定。具體而言，如果1kHz實阻抗的過濾值和未過濾值均小於7,000Ω，那麼EIS設定為穩定(9020)。另一方面，如果1kHz實阻抗的過濾值和未過濾值均不小於7,000Ω，那麼EIS設定為不穩定(9025)。應當注意的是，對於尚未穩定的傳感器而言，上述7,000Ω閾值防止數據清空(blanking)或傳感器停止。當EIS穩定時，算法進行至框9030。在此，如果1kHz實阻抗小於12,000Ω(9030)並且也小於10,000Ω(9040)，那麼算法確定傳感器處於正常運行範圍內，這樣允許傳感器數據繼續顯示(9045)。另一方面，如果1kHz實阻抗值大於10,000Ω(即，當1kHz實阻抗為10kΩ至12kΩ時)，邏輯確定1kHz實阻抗值是否在過去的3個小時內較高(即，大於10kΩ)(9050)。如果確定1kHz實阻抗值在過去的3個小時內較高，那麼，在9060，傳感器停止，因為假定傳感器已拔出，導致傳感器數據失效。否則，傳感器未被停止，因為傳感器信號可能簡單漂移，如前文所討論的，傳感器信號可能是可恢復現象。儘管如此，傳感器數據被清空(9055)，同時給予傳感器恢復的機會。應當注意的是，在進一步的實施方式中，在確定數據是否應當被清空或傳感器是否停止時，除了上述閾值之外，邏輯還可通過比較阻抗衍生值和歷史衍生值來考慮阻抗的突然增加。而且，算法可合併基於噪聲的清空或停止，這取決於高噪聲-低傳感器信號組合的持續時間。就這點而言，現有的方法包括在3個(3)連續2小時的高噪聲和低傳感器信號窗口之後停止傳感器。然而，為了防止向用戶顯示不可靠數據，本發明的實施方式採用基於噪聲的清空，其中，算法在涉及高噪聲和低信號的兩個連續的2小時窗口(即，在第三個連續窗口開始時)之後停止計算SG值。在其他方面，算法可進一步允許在一小時而非兩小時清空之後再計算和顯示計算的SG值，其中，傳感器信號看起來已經恢復。這是對清空方法的改進，否則可靠數據需要更長時間。然而，1kHz實阻抗可用於檢測突發傳感器故障，在高頻(例如，8kHz)條件下的虛阻抗的測量值可用於檢測更加平緩的改變，其中，傳感器靈敏度相對於其典型靈敏度已發生顯著漂移。就這點而言，已發現8kHz虛阻抗中的較大位移通常標誌著傳感器在葡萄糖靈敏度方面發生了很大改變，或者傳感器不再穩定。圖106顯示了根據本發明的實施方式的傳感器停止的方法的流程圖。如圖106所示，算法使用第1.5天(自傳感器啟動開始)的參比，由此提供更強的邏輯，並且確保邏輯關注長期靈敏度變化。因此，如果傳感器尚未運行至少1.5天(9002)，那麼不進行任何操作，並且算法「等待」(9012)，即，算法定期循環回到步驟9002。一旦符合框9002中的條件，那麼確定是否設定(9022)參比虛阻抗值。如果參比值先前未設定，那麼算法通過如下方式設定參比值：自傳感器初始化後，分配最小8kHz虛阻抗值作為參比值(9032)，所述參比值被剪切或限制在-1,000Ω至800Ω範圍內。隨著參比值設定，變化值計算為8kHz虛阻抗的參比值和當前值之間的差值的絕對值(9052)。在框9062，對於兩個連續的測量，算法確定變化值是否大於1,200Ω，以及Cal比例是否大於14。如果後者查詢中的至少一個的答案為否，那麼允許傳感器繼續運行並顯示SG值(9072)。然而，如果變化值大於1,200Ω持續兩個連續的測量，並且Cal比例大於14，那麼傳感器在框9082停止。為了向用戶以及自動胰島素遞送系統—包括在閉環系統中的那些遞送系統—提供在向用戶顯示SG時系統的可靠性如何的指示，本發明的實施方式還涉及傳感器葡萄糖值的可靠性的評價以及傳感器-數據誤差趨勢的評估。基於傳感器數據的可靠性，這些自動系統隨後能夠將相應的權重分配給SG並且確定應當怎樣向用戶提供積極治療。此外，誤差趨勢還可用於通知用戶和/或與SG相關的胰島素遞送系統「錯誤低」值或「錯誤高」值。上述這些內容通過例如在第一天檢測傳感器數據中的下降(EIS下降檢測)，檢測傳感器延遲和較低頻率(例如，10Hz)的阻抗變化來實現。具體而言，根據本發明的實施方式，已經發現高於約9mg/dL/nA的Cal因子(CF)可以是低傳感器可靠性的標誌，並且這樣，可以是較高誤差的預測指標。因此，在該範圍之外的CF值通常可以是下述現象中的一個或一個以上的標誌：異常葡萄糖靈敏度；信號下降過程中發生的校準；輸入BG信息的延遲，或校準時的高變化率；校準時的BG錯誤；以及具有葡萄糖靈敏度瞬時變化的傳感器。圖107顯示了根據本發明的實施方式的信號下降檢測方法的流程圖，其中，未過濾的實時1kHz阻抗的增加可與低Isig值聯合使用以識別下降的開始。如圖所示，在框9102，邏輯確定傳感器數據目前是否由於信號下降而被清空。如果數據沒有被清空，那麼邏輯確定自傳感器啟動是否已經過去了不到4個小時(9104)。如果自傳感器啟動已經過去了超過4個小時，那麼邏輯確定自傳感器啟動是否已經過去了超過12個小時(9106)，在這種情況下，沒有下降檢測或數據清空(9108)。因此，就這點而言，方法涉及識別在傳感器數據的第一個12小時過程中的瞬間下降。回到框9106，如果自傳感器啟動已經過去了不到12個小時，那麼詢問最近EIS，Isig和SG值。具體而言，在框9110，如果兩個最鄰近的實阻抗值(在1kHz條件下)已經增加，Isig<18nA，SG<80mg/dL，那麼算法確定已經檢測到下降開始，並且通知系統停止顯示SG值(9112)。另一方面，如果上述條件均未被滿足，那麼不發生下降檢測或數據清空(9108)。當在框9104確定了自傳感器啟動已經過去了不到4個小時，之後仍然可能遇到傳感器下降事件。具體而言，如果兩個最鄰近的EIS(即，1kHz阻抗)值增加，並且Isig<25nA，那麼算法確定已經檢測到下降開始，並且通知系統停止顯示SG值(9114，9116)。然而，如果兩個最鄰近的1kHz阻抗值沒有增加或Isig不小於25nA，那麼如前所述，不進行下降檢測或數據清空(9108)。回到框9102，如果確定數據目前由於下降而被清空，那麼，儘管如此數據仍然有可能被顯示。也就是說，如果Isig高於下降事件開始時的Isig的大約1.2倍(9118)，那麼確定Isig已經恢復，即下降事件結束，數據顯示將重新開始(9122)。另一方面，如果Isig未高於下降事件開始時的Isig的1.2倍(9118)，那麼確定Isig尚未被恢復，即下降事件沒有結束，系統將繼續清空傳感器數據(9120)。根據本發明的實施方式，總體而言，SG的誤差趨勢(讀數不足或過度讀數)可通過考慮與讀數不足或過度讀數相關的一個或多於一個因素來確定。因此，已經發現傳感器的讀數不足可發生在：(1)Vcntr極低(例如，Vcntr9)時；(3)低頻阻抗(例如，10Hz條件下)較高(例如，實時10Hz阻抗>10.2kΩ)時；(4)FDC處於低CF模式時；(5)傳感器延遲表明讀數不足時；(6)低頻阻抗(例如，10Hz條件下)增加(例如，10Hz阻抗增加超過700Ω)；和/或(7)EIS已經檢測到下降時。另一方面，過度讀數可發生在：(1)低頻阻抗(例如10Hz條件下)降低(例如，低頻阻抗<-200Ω)時；(2)傳感器延遲表明過度讀數；和/或(3)當CF處於極限模式時的FDC。這些讀數不足或過度讀數，尤其是在閉環系統中，可對患者安全具有極大的影響。例如，在低血糖範圍(即，10kΩ)和高Vcntr(例如，Vcntr<-1.0V)，這兩者總體上是靈敏度損失的指示。圖108A顯示了Vcntr9130逐漸增加(即，變得更加負)作為時間的函數的實例。在大約115小時，由線9135顯示的，Vcntr跨過-1.0V，如線9137所示，Vcntr繼續增加(即，Vcntr<-1.0V)至約-1.2V。如圖所示，在約115小時之前，Isig的走勢9132逐漸跟隨Vcntr的走勢。然而，一旦Vcntr超過閾值(即，達到線9135的右側)，Isig從Vcntr中分離出來並且繼續下降。同時，如圖108B所示，葡萄糖9134也具有逐漸下降的趨勢，並且在約130小時和約165小時顯示出Cal錯誤9136。如前面所討論的，(EIS)傳感器下降也是瞬時靈敏度損失的指示。類似地，高Cal因子是傳感器嘗試補償降低的靈敏度的指示。在圖109A和圖109B所示的一個實例中，Cal因子9140穩定增加作為時間的函數。在約120小時(9145)，Cal因子9140跨過9的閾值(9147)。如圖109B所示，一旦Cal因子跨過閾值，那麼葡萄糖值9142顯示出更加頻繁地偏離BG值，並且在約135小時至170小時之間發生若干誤差9144。如前所述，傳感器延遲是誤差趨勢的指標。因此，在本發明的實施方式中，由傳感器延遲導致的誤差通過對葡萄糖值的近似來補償。具體而言，在本發明的實施方式中，傳感器延遲產生的誤差可通過如下界定進行近似：其中，sg(t)是傳感器葡萄糖函數，並且，「h」是傳感器延遲。誤差可隨後計算為：或第一天校準(FDC)發生在Cal因子(CF)不在預期範圍內時。例如，圖110A和圖110B中所示，CF被設定為由校準所顯示的值，並且隨後升高或降低至預期的範圍。在該時間內，CF通常較高，但是總體上是可預測的，可能存在誤差，導致潛在的過度讀數或讀數不足。從圖110A和110B中可以看出，CF在增加或降低時以總體恆定的斜率變化，並且隨後穩定，在這種情況下，穩定在4.5或5.5。最後，校準後靈敏度改變，即，自校準起靈敏度的損失/獲得，也是誤差/誤差趨勢的指標。在通常情況下，除了上文所討論的第一天校準之外，Cal因子通常保持恆定，直至進行新的校準。因此，校準後靈敏度的位移可導致過度讀數和讀數不足，其進而可由低頻(例如，10Hz)實阻抗反應。具體而言，已經發現低頻實阻抗的降低導致過度讀數，由實阻抗曲線表示誤差趨勢。相反，低頻實阻抗增加導致讀數不足，也由實阻抗曲線表示誤差趨勢。然而，當前方向性測試可能無法容易地解釋葡萄糖曲線的波峰點和波谷點。因此，在一種實施方式中，這些波峰和波谷的尖銳程度可通過濾波(例如通過帶有低通濾波的反卷積)降低。如前文結合圖81所述，例如，靈敏度改變和/或損失可用於通知合適的傳感器校準。就這點而言，在本發明的進一步的方面，傳感器靈敏度的改變可基於先前校準因子或阻抗預測，從而能夠實現「智能校準」，這有助於解決在例如傳感器靈敏度已經發生變化時不精確的葡萄糖數據連續產生和/或顯示。已知在一些已有的連續葡萄糖監測系統(CGMS)中，每12小時需要校準指尖穿刺。該校準使CGMS更新用於將測量的傳感器當前值轉化成顯示的葡萄糖濃度值的函數。在該系統中，選擇12小時校準間隔作為減少用戶負擔(進行太多的指尖穿刺)和使用足以在不精確性可導致太大的問題之前調節傳感器靈敏度變化的間隔指尖的平衡。然而，雖然這種間隔總體上可以是合適的，但是如果傳感器靈敏度已發生變化，若期望高水平的精確性(支持閉環胰島素遞送)，那麼12小時可能太長以至於無法等待。因此，本發明的實施方式通過使用前述校準因子(參見下文FDC的討論)或阻抗(參見下文基於EIS的「智能校準」)解決了上述問題，從而預測靈敏度是否已發生改變。本發明的各個方面還使用時間限制以維持用戶的可預測性，並且包括多個步驟(與方法有關)以確保檢測對於傳感器之間的改變是穩固的。圖111顯示了根據本發明的實施方式的第一天校準(FDC)的流程圖。在9150開始，如果FDC未在成功校準之後啟動，那麼僅僅不需要智能校準請求(9151)。然而，如果FDC啟動，那麼在框9153確定這是否是第一次校準，如果不是，那麼發出智能校準請求，並帶有設定為6小時的計時器，即，要求在6小時內進行額外的校準(9155)。另一方面，如果這是第一次校準，那麼框9157確定Cal比例是否小於4或大於7。如果不滿足框9157中的條件，那麼邏輯繼續進行至框9155，在該框中，如上所述，發出智能校準請求，並帶有設定為6小時的計時器。然而，如果未滿足框9157中的標準，那麼發出智能校準請求，並帶有設定為3小時的計時器，即，要求在3小時內進行額外的校準(9159)。因此，為了改善需要調節校準的傳感器的精確度，需要額外的(智能)校準，該額外的校準進而限制了不精確調節的時間量。與FDC模式相反，如果阻抗發生變化，基於EIS的智能校對模式提供額外的校準。因此，在圖112所示的本發明的實施方式中，在校準之後按小時設定與阻抗值(並且如下文所定義的)相關的允許的範圍，並且在校準之後，如果阻抗超出範圍，發出額外校準請求。因此，如果不是在自校準起的一小時內，那麼確定過濾的1kHz虛阻抗值是否超出範圍(9160，9162)。如果阻抗值沒有超出範圍，那麼不發生改變(9164)。然而，如果過濾的1kHz虛阻抗值超出範圍，那麼校準計時器被更新，這樣要求校準在自前次校準起6小時進行(9168)。應當注意的是，雖然高頻虛阻抗易於較好地識別葡萄糖靈敏度的變化，但是朝向頻譜的較高端，測量值通常有更多的噪聲，因此可能需要濾波處理。回到框9160，如果確定自校準起過去不到一小時，那麼可更新阻抗值的範圍(9166)。具體而言，在一種實施方式中，在校準後一小時基於最後EIS測量值進行阻抗範圍的計算。在優選的實施方式中，範圍如下定義：範圍＝3×中間值(|xi-xj|)其中，j是當前測量值，i是最近兩小時的值。此外，範圍可被限制為50Ω至100Ω之間的值。應當注意的是，如上所定義的範圍考慮到了3倍的中間值。已發現後者相對於一些現有算法中使用的2-標準偏差方法更加穩定，其允許導致不一致性的噪聲和異常值。雖然上述內容涉及本發明的具體實施方式，但是應當理解的是，在不背離本發明的實質的條件下可作出許多改變。可進行額外的步驟並可對算法的次序進行改變，而同時仍然執行本發明的關鍵教導。因此，後附的權利要求書意在覆蓋這些改變，因為這些改變落入本發明的真實範圍和實質內。因此，目前公開的實施方式可被認為是在所有方面進行舉例說明，但不限於此，本發明的範圍由所附的權利要求書顯示，而非上述內容。在權利要求書的含義之中、範圍之內的所有改變以及權利要求書的等同物的範圍之內的所有改變意在被包含在權利要求書中。當前第1頁1&nbsp2&nbsp3&nbsp