直流偏移補償的製作方法與工藝

2023-11-03 19:28:17 2

直流偏移補償本發明涉及用於直流偏移補償的裝置和方法，特別是，在音頻電路例如音頻放大器電路中的偏移補償。已知，直流偏移電壓的存在會引起音頻放大器電路中的許多問題。在許多應用中，音頻放大器是由平衡的正電壓源和負電壓源（例如，+VDD和-VDD）驅動,使得靜態輸出電壓可以是地電位，從而當驅動接地負載時，輸出信號不需要交流耦合/直流阻塞電容器。然後，在上電時，音頻放大器輸出處存在的直流偏移電壓可引起偏移電壓突然強加於揚聲器負載上，或相反地，在斷電時偏移電壓突然移除，這都會導致音頻偽音（audioartefact），例如聽得見的「噼啪」。這樣的音頻偽音是不希望的且應該被減弱，或如果可以，優選地被避免。另外，由於合成靜態負載電流必須通過驅動放大器汲取自電源，因此直流偏移電壓的存在可導致功率浪費。該功率浪費對於電池供電的設備是一個問題，其中不必要的功耗縮短了電池壽命。直流偏移可以多種方式出現在音頻放大電路中。驅動放大器可有一個隨機的輸入偏移電壓。在諸多典型的音頻設備中，待要放大的音頻信號以數字的形式被接收，並且通過音頻數字-模擬轉換器（DAC）轉換為模擬信號用於隨後放大。所述音頻DAC也可受到隨機的直流偏移的影響。電荷注入效應（例如，在開關電容DAC中），或在電流驅動型DAC中的灌電流（sinkcurrent）和拉電流（sourcecurrent）之間的失配，都可能是直流偏移的來源。另外，DAC可在單個電壓源（例如，+AVDD）和地電位之間被驅動，因此來自所述DAC的模擬輸出信號可能需要在被輸入到放大器之前從比方說AVDD/2進行電平移位（levelshifting）。所述電平移位中的誤差也可引入直流偏移。儘管已做出努力以最小化直流偏移，但在實際的電路中完全消除直流偏移是非常困難的。因此，已知在音頻放大器的集成電路中提供額外的電路來消除或減少直流偏移，即，提供直流偏移補償電路。一個已知的直流偏移補償系統有一個包括模擬-數字轉換器（ADC）和一個數字積分器或低通濾波器的反饋通路。來自所述放大器的模擬輸出信號被與對應於所想要的靜態直流輸出電壓（比方說，地）的一個參考信號比較，所得到的輸出誤差信號通過ADC被轉換成數位訊號，隨後被數位化濾波或積分，以在直流處產生高增益，但是衰減從濾波器輸出的合成數字校正信號中的音頻帶分量。校正信號或補償信號可在音頻DAC之前與輸入數字音頻信號結合，或者替代地通過分立的DAC被轉換為模擬信號並與用於放大器的模擬輸入信號結合。不論哪種情況，任何出現在放大器輸出處的直流偏移都通過高直流增益負反饋被消除。這種偏移補償電路提供了一種用於對直流偏移補償的精確且有用的方法。然而，所述ADC是一個相對大的部件。在集成電路中，電路面積越大導致成本越高。此外，在某些應用中，可能會對晶片的尺寸有限制，例如，在晶片級封裝中會希望限制晶片的尺寸以與標準球陣列匹配，從而避免球陣列上方的矽晶粒的懸垂引起任何應變失配效應或可靠性問題。因此，在一些應用中，使用相對大的電路部件是不可取的。為多個音頻輸出提供各自的直流偏移補償的需要會使其惡化。許多典型的設備，例如可攜式音頻設備，可具有用於耳機的音頻信號輸出、用於驅動揚聲器的音頻線路輸出（例如通過擴展塢）、到內置揚聲器的音頻信號線路，以及在某種情況下，用於噪聲消除揚聲器的音頻輸出。這些輸出中的一些或者全部可以包括輸出的立體對。因此，單個晶片，即，單個集成電路，可包括多個音頻信號輸出，每個音頻信號輸出有與其自身相關的放大器電路且每個音頻輸出有其自身相關的需要補償的直流偏移。如前所述，為每個音頻信號線路提供一個分立的直流偏移補償電路將需要相當大的晶片有效面積。上述的已知直流補償電路可有利地在多個不同的音頻信號線路之間被多路復用，以依次補償對於每個信號線路的直流偏移。一旦對於一個信號線路實現了穩定的直流偏移校正，可為該信號線路鎖存校正信號的值並且使用補償電路補償另一信號線路上的直流偏移。然而，顯然，這意味著用於達到整個晶片的穩態補償的建立時間（settlingtime）等於對於音頻信號輸出中的每一個的單獨建立時間的總和。在某些應用中，可能需要相對快的建立時間，因此在多個輸出之間多路復用偏移補償電路或許是不可行的。由此，根據本發明，提供了音頻放大電路，包括：一個放大器，該放大器被配置為接收輸入信號並且提供一個經放大的輸出信號；及一個反饋通路，其中所述反饋通路包括用於輸出補償信號的補償電路，其中所述補償電路包括：至少一個電壓控制振蕩器（VCO），所述電壓控制振蕩器被配置為隨著時間的推移，基於所述經放大的輸出信號提供第一VCO輸出信號並且基於一個參考信號提供第二VCO輸出信號；以及一個計數器，該計數器被配置為基於所述第一VCO輸出信號產生第一脈衝計數並且基於所述第二VCO輸出信號產生第二脈衝計數，並且基於所述第一脈衝計數與所述第二脈衝計數的比較提供所述補償信號。根據本發明的另一方面，提供了一種用於補償音頻放大器輸出信號中的直流偏移的方法，該方法包括以下步驟：接收一個基於放大器輸出信號的信號；接收一個基於目標直流偏移的參考信號；用所述基於所述放大器輸出信號的信號驅動一個電壓控制振蕩器（VCO），以提供一個第一VCO輸出信號；用所述參考信號驅動一個電壓控制振蕩器（VCO），以提供一個第二VCO輸出信號；基於所述第一VCO輸出信號產生第一脈衝計數，以及基於所述第二VCO輸出信號產生第二脈衝計數；比較所述第一脈衝計數和所述第二脈衝計數；以及從脈衝計數的所述比較中得到直流偏移補償信號。本發明的另一方面，提供了一種直流偏移補償電路，用於補償第一信號中的直流偏移，該直流偏移補償電路包括：一個電壓控制振蕩器，該電壓控制振蕩器被配置用於基於所述第一信號提供第一輸出信號並且基於一個參考信號提供第二輸出信號；及一個計數器，被配置用於對所述第一輸出信號和所述第二輸出信號的脈衝計數並且比較所述脈衝計數。在再一方面中，提供了用於補償第一信號中的直流偏移的補償電路，所述電路包括一個電壓控制振蕩器和一個計數器。本發明的另一方面，提供了用於補償一個信號通路中的直流偏移的直流偏移補償電路，其中，所述補償電路在用於補償所述信號通路的第一部分中的偏移的第一反饋迴路和用於補償所述信號通路的第二部分中的偏移的第二反饋迴路之間被多路復用。本發明的再又一方面提供了一個音頻信號放大電路，該音頻信號放大電路具有一個輸出，所述電路包括一個反饋通路，所述反饋通路包括一個電壓控制振蕩器和一個計數器，其中所述電壓控制振蕩器響應於在所述輸出處的信號。現在僅通過實施例方式參照下面的附圖描述本發明，附圖如下：圖1示出了一個根據本發明的具有直流偏移補償的放大電路的實施方案；圖2a和2b示出了包括一個積分計數器的直流偏移補償電路的兩個實施方案；圖3示出了如圖2a示出的包括一個積分計數器的直流偏移補償電路的工作；圖4示出了如圖2b示出的包括一個加減計數器的直流偏移補償電路的工作；圖5示出了一個合適的電壓控制振蕩器的實施方案；圖6示出了具有多個音頻輸出和多個偏移補償電路的設備的音頻電路的一個實施方案；圖7示出了具有可變增益的偏移補償電路的一個實施方案；圖8示出了具有可變增益的偏移補償電路的另一個實施方案；圖9示出了具有內部反饋迴路和外部反饋迴路的偏移補償電路的一個實施方案。圖1示出了根據本發明的一個實施方案的具有直流偏移補償電路的音頻放大電路。圖1示出了一個音頻放大器電路，該音頻放大器電路在數字-模擬轉換器（DAC）101處接收一個數字輸入信號DIN。所述DAC101將輸入信號轉換成模擬信號。放大器102接收並放大該模擬信號AIN。然後將放大的輸出信號SOUT提供至負載103，例如揚聲器。所述負載103可在主設備內，例如主設備的內置揚聲器；或者可在外部，例如通過適當的連接104——例如立體聲插頭——連接的耳機揚聲器。放大器102可通常通過雙極電壓源供電，例如+VDD和-VDD，然而DAC101可通常由單極電壓源供電，例如，連接在單個正電源+AVDD（可等於或者不等於+VDD）和地電位之間。因此，靜態DAC輸出電壓可被設定為大約+AVDD/2。因此，有可能需要電平移位電路105來移位DAC101A』IN的模擬輸出，使得輸入至放大器的電平移位模擬信號AIN理論上集中於地電位。當然應理解，儘管圖1示出了一個接收數字輸入信號的實施方案，但在一些實施方案中可代替接收模擬信號，而在一些實施方案中可接收模擬信號或者數位訊號。在這種實施方案中，將不需要DAC101，或僅在需要時使用，且取決於輸入模擬信號的性質，也可能不需要電平移位電路105。放大器電路還可包括在音頻信號通路中的一個或多個前置放大器106，用於將模擬信號前置放大。所述放大器102及任何前置放大器106可有一個隨機的、或系統的但也許不可預測的直流偏移。同樣地，所述DAC101可有一個隨機的、或系統的但也許不可預測的直流偏移。電平移位中的誤差也可引入一個隨機的或系統的但也許不可預測的直流偏移。在這種電路初始上電時，這通常發生在接收任何音頻信號之前，該電路中固有的任何直流偏移將在輸出信號SOUT中引起一個直流電壓。在上電的至少初始階段，放大器電路的所述輸出可與到負載的連接隔離。在一個非常簡單的方案中，所述隔離可通過一系列開關實現，但是本領域的普通技術人員將意識到用於使放大器與負載隔離的其他更多種複雜的方法，這些方法將避免在信號通路中需要開關。無論何時，當最終連接負載時，該直流電壓將被快速地施加在揚聲器103上，這可引起一個顯著的聽得見的偽音，例如不想要的聽得見的「噼啪」。如果該電路已處於一個停用的低功率模式,並且所述放大器被禁用以節約能量，然後接下來被上電使用，則會發生類似的結果。類似地，在斷電時電壓快速下降也可引起「噼啪」聲。另外，在正常的工作條件下，由於合成的靜態負載電流必須來源於驅動放大器電源的供給，所以輸出信號中存在的直流偏移消耗功率且導致不必要的功率浪費，該功率浪費對於電池供電的設備是一個特殊問題。因此，音頻放大器包括在反饋通路中的補償電路107，用於補償輸出信號SOUT中的直流偏移電壓。所述反饋電路107包括一個電壓控制振蕩器108和一個計數器109。電壓控制振蕩器（VCO）產生一個輸出（實際上是一個脈衝序列），該輸出的頻率取決於其輸入電壓。改變輸入電壓導致輸出脈衝序列的頻率改變。VCO被配置，以隨著時間的推移基於被放大的輸出信號SOUT產生第一VCO輸出信號，並且還基於參考信號VREF產生第二VCO輸出信號。該參考信號VREF，是指示目標靜態直流電壓的電壓信號。當所希望的靜態直流輸出電壓等於地電位時，因此該參考信號可包括地電位。然而，在其他實施方案中，對於零幅度的交流信號可能要求一個特定的直流電平，並且參考信號VREF將對應於這樣的一個目標直流電平。在圖1示出的實施方案中，在不同的時間生成第一VCO輸出信號和第二VCO輸出信號，並且通過多路復用器110選擇至VCO108的有關輸入：本領域的普通技術人員將知道，多路復用器和實際上的多路分用器都是有效受控的開關。所述計數器109被布置為對於第一VCO輸出信號和第二VCO輸出信號生成脈衝計數，即，分別生成第一脈衝計數和第二脈衝計數，並比較所述脈衝計數，以確定第一VCO輸出和第二VCO輸出的頻率的任何差。設定時間段內的脈衝計數是VCO輸出的頻率的度量，所述VCO輸出的頻率依賴於VCO的輸入電壓，因此可使用脈衝計數的比較作為相應輸入電壓中的差的指示。第一VCO輸出信號和第二VCO輸出信號之間的脈衝計數的差的極性或符號（即，正或負），也即，第一VCO輸出信號中的脈衝比相同時期內第二VCO輸出信號的脈衝是多還是少，可被用於確定輸出信號電壓電平是比參考信號高還是低。此外，脈衝計數的差給出了兩個信號之間的電壓電平的差的指示（脈衝計數的差越大，輸出信號和參考信號的電壓電平之間的差就越大）。因此，該脈衝計數的差可被用作產生補償信號的基礎，如將在下面更詳細描述的。因此，VCO108和計數器109的使用可提供一個精確的直流偏移補償電路107，這避免了在反饋通路中使用常規ADC的必要。有利的是，這減少了與反饋通路的ADC相關的偏移誤差的一個可能來源。此外，所述VCO明顯比所述ADC小，如將在下面描述的，允許顯著節省電路所消耗的矽面積。與標準ADC相比，此處所用的VCO/計數器組合不需要匹配的有源或無源部件，因此是小的模擬電路，隨著矽製造技術向著更小的幾何節點發展，這將是越來越有利的。所述VCO108和計數器109被布置以提供想要的補償準確度。例如，所述直流偏移可被消除達100μV左右的準確度。在許多應用中，待要消除的所述直流偏移可能相對小，比方說±10mV左右。而且，在許多應用中，上行信號在初始化過程中可被消減。可能會存在一些熱噪聲或靜態噪聲（例如，來自delta-sigma類型的音頻數模轉換器DAC101），但是這些噪聲通常將在音頻信號通路中被濾掉，使得將達到毫伏級。因此，所述VCO108的線性和範圍要求可相對適度。當然會意識到VCO傳遞函數——即，輸入電壓和輸出頻率之間的關係——會隨著時間變化，例如根據溫漂等變化。因此，可能並不知道在任何給定時間的輸入電壓和頻率之間的確切關係。然而，這並不是問題，因為如上述實施方案中所述的，補償電路提供了一個相對度量。輸出信號SOUT中的直流偏移與參考信號VREF之間的任何電壓差都將導致第一VCO輸出信號和第二VCO輸出信號的頻率差，而第一VCO輸出信號和第二VCO輸出信號的頻率差則將導致脈衝計數差。在工作中，補償電路107形成的補償信號將使直流偏移信號更接近參考信號，直到當它們相等時，在第一VCO輸出信號和第二VCO輸出信號中產生相同的頻率並且沒有脈衝計數差。因此，VCO傳遞函數中的任何變化，諸如由於溫度變化等引起的，不會影響校正電路107的工作。圖1示出的實施方案使用單VCO108來產生第一VCO輸出信號和第二VCO輸出信號，然而人們將會注意到如果二者精確匹配，或被精確校準，將提供多個VCO，即兩個VCO，對於一組給定的工作條件，所述兩個VCO將具有相同的傳遞函數，第一VCO輸出信號可僅由接收基於輸出信號SOUT的一個信號的一個VCO產生，而第二VCO輸出信號可僅由接收參考信號的第二獨立的VCO產生。因此，可同時生成第一VCO輸出信號和第二VCO輸出信號。VCO相對小的事實，意味著它們可一起緊湊布置在一個集成電路內。這意味著兩個獨立的VCO可由此經歷基本相同的環境條件。然而，所述兩個VCO的VCO傳遞函數中的任何差（或其中的變化）可導致補償電路中的誤差。即使傳遞函數中的一個小差異也會導致一個相當大的誤差，因此圖1中示出的實施方案使用了一個單VCO108來產生第一VCO輸出信號和第二VCO輸出信號以避免這種可能的誤差來源。通過這種方式，傳遞函數到底是多少或者傳遞函數是否隨著時間略微變化已無關緊要，因為兩個輸出都是使用相同的VCO108產生的。為了基於輸出信號SOUT提供第一VCO輸出信號，以及基於參考信號提供第二VCO輸出信號，VCO108的輸入由此通過多路復用器110在輸出信號SOUT和參考信號VREF之間被多路復用。所述多路復用器110可以是任意類型的合適的受控開關元件,其可以受控於時鐘控制信號CLK以提供相繼的時期，在這些相繼的時期中輸出音頻信號SOUT或參考信號VREF輸入至VCO108。所述時鐘控制信號CLK也可被供應至計數器109，使得其可確定關於脈衝計數的相關時期。為了簡便起見，這些時期被布置為具有相等的持續時間，使得所述計數器本身對於第一VCO輸出和第二VCO輸出的相同時期計數，但是其他布置也是可能的。例如，所述參考電壓VREF將通常是清晰和穩定的電壓信號，然而輸出信號SOUT可能有一些噪聲分量。如稍後將要描述，來自VCO的輸出可以在幾個周期上被有效地取平均，以提高準確度。因此，與為第二VCO輸出信號提供的用於生成第二脈衝計數的計數時期相比，為第一VCO輸出信號提供一個更長的計數時期來生成第一脈衝計數，可有助於提高準確度。如果計數周期不相等，根據需要可以給一個或兩個脈衝計數應用一個比例因子。應注意，儘管圖1示出了一個輸入至多路復用器110的信號被耦合至經放大的輸出信號SOUT，將認識到所述信號SOUT在被輸入至VCO108之前可被電平移位或適當縮放。如果輸入至VCO108的信號代表輸出信號SOUT的直流偏移，則補償電路107將校正輸出信號中的偏移。當然還應認識到，所述補償電路107本身中生成的任何直流偏移可將導致補償中的誤差，因此只要有可能，補償電路107中的直流偏移的潛在來源也應被消除。如果有任何電平移位或縮放電路，則參考信號也可同樣地或是通過相同的電路以多路復用方式、或是通過匹配或校準電平移位電路來被縮放和/或電平移位。計數器的輸出可被用作補償信號的基礎。所述計數器可提供一個代表脈衝計數的差的輸出，該輸出是正或負，指示電流輸出信號是在目標直流電平之上還是之下並且也是直流電平之間的相對差。在每個周期，即，CLK的時期，可用計數器的輸出提供補償信號的調節。該計數信號值可被加到數字補償信號值或從數字補償信號值中被減去，和/或被用來調節模擬電壓電平。將認識到，取決於VCO108的靜態頻率以及時鐘控制信號CLK的頻率，在單個周期中可能有相當大的靜態誤差。然而，經過在一系列接連周期內調整每個周期，靜態誤差可被有效地平均掉。例如，設想所述VCO108在200MHz（即，在參考電平VREF——比方說，地——的VCO輸入的振蕩頻率）的靜態頻率運行。還設想時鐘信號的時鐘速度是1.5MHz。第一脈衝計數和第二脈衝計數中的每一個都基於半個時鐘周期（因為VCO具有參考信號VREF作為對於半個時鐘周期的輸入，並且具有輸出信號SOUT作為對於另外半個時鐘周期的輸入）。因此，在控制信號CLK的半個周期內，脈衝的數目等於（200MHz/1.5MHz）×0.5，這等於66.66的循環。但是計數器僅計算有限數的脈衝，所以脈衝計數要麼是66要麼是67，這取決於相關脈衝邊緣落在計算窗口內的位置。對於單個周期，這會是一個相當顯著的誤差。顯然，單個周期中的脈衝計數中的最小可檢測差是一個脈衝。設想所述VCO具有1GHz/1V（相當於1MHz/1mV）的電壓頻率增益係數。因此，1個脈衝計數差相當於（1×1.5MHz）/0.5=3MHz的頻率差，該3MHz的頻率差則相當於3mV的偏移電壓電平。因此，在任意一個周期內，達到3mV的偏移差可能不會導致可檢測的脈衝計數差。然而，通過對接連不同的周期計數，且有效地將它們平均，可以提高補償電路的解析度。例如，設想在20個周期內合併脈衝計數（或脈衝計數差）的影響。簡單地，最小的計數差是單個脈衝，但是在上面的實施例中，在所述20個周期內的1個脈衝計數差相當於大約0.15MHz（在1GHz/1V時，0.15MHz相當於0.15mV的差）的頻率變化。在一個實施方案中，所述計數器109包括一個積分計數器，該積分計數器對接連的周期中的脈衝計數的差進行積分（或是通過對每個周期確定的差進行積分，或是替代地通過對每個周期的脈衝計數進行積分然後確定積分的脈衝計數之間的差）。圖2a示出了補償電路107的一個實施方案，在反饋通路內，該補償電路包括一個積分計數器109。圖2a示出了一個接收輸出信號SOUT和參考信號VREF並且能將每個輸入分別傳送至VCO108的模擬多路復用器110。在圖2示出的實施方案中，所述多路復用器110基於前述的控制信號CLK被控制，從而提供每個輸入交替的相等時期，但是其他布置也是可能的。VCO108的脈衝序列輸出被輸入至計數器201，該計數器的輸出通過多路分用器202傳送至求和塊203。該求和塊被布置為在交替相位接收各自的計數，並且在控制信號CLK的每個周期的末尾，將兩個計數相減以提供一個計數差。該計數差（一個數字值）在一階反饋迴路204中被積分以平均掉有限的計數誤差。為了實施該積分，在每個輸出被加回至該信號之前，該一階反饋迴路204被設置一個延時（通常是一個周期）。該延時可隱含在求和塊203的工作中，但是在一些實施方案中，為了提供該延時可包括一個延時元件205。所得到的積分計數值COUT可被用作一個數字補償信號。在該實施方案中，為了為兩個VCO輸出提供分立的計數，計數器將每半個周期復位。在所述計數器被布置為對於每個VCO輸出的相等時期計數的實施方案中，提供至該計數器的時鐘的佔空比優選地應是50:50。當該電路包括一個音頻DAC時，將通常存在為該DAC計時的高質量的時鐘信號（通常是3MHz）。該音頻DAC時鐘信號可被用於生成計數器使用的時鐘信號CLK，並且可在計數器之內或在非常接近計數器的地方分頻以避免引入任何邊緣之間的失配，所述失配例如由於在集成電路內的可能的失配傳輸延時引起。圖3示出了在圖2a中示出的補償電路的多個部分處的信號。所述控制信號CLK是二相時鐘信號並且控制補償電路107的時序，特別是控制多路復用器110的工作，控制對計數器復位和採樣，及控制加法器和延時元件。在第一相位301，輸出信號SOUT被提供至VCO，這將在第一頻率引起一個第一VCO輸出信號303。在第二相位302，參考信號VREF被輸入至VCO，在不同頻率引起一個第二VCO輸出信號304。在每一相位期間，計數器計算脈衝數目，即，基於第一VCO輸出信號生成第一脈衝計數並且基於第二VCO輸出信號生成第二脈衝計數。在每個相位的末尾，總計數被所述求和塊存儲並且計數器復位。在該周期末尾，即，兩個相位的末尾，從第一相位期間的計數中減去在第二相位期間的計數（或者相反，從第二相位期間的計數中減去在第一相位期間的計數）。該值305代表前一周期的計數差，但是如上所述，還遭受有限計數誤差。因此，該計數差被在多個接連的周期上積分以提供一個可用作補償信號的積分計數值306。在一個替代實施方案中，所述積分計數器的功能由一個加/減計數器提供。參照圖2b，計數器109可由此包括一個加/減計數器206。所述加/減計數器206接收控制信號CLK，從而在第一VCO輸出信號（由於輸出信號SOUT）的時期內加計數（生成第一脈衝計數），並且在第二VCO輸出信號（由於參考信號VREF）的時期內減計數（生成第二脈衝計數）。因此，在控制信號的一個周期末尾，所得到的計數值增加或減少的量等於第一脈衝計數和第二脈衝計數的差。此外，如果在每個周期的末尾該加/減計數器未復位，該計數器將提供非相干積分。因此，在每個周期的末尾，來自該加/減計數器206的計數值可被採樣，例如通過一個鎖存器207。圖4示出了這種加/減計數器的工作。如上所述，控制信號在相位401和402交替引起不同頻率403、404的第一VCO輸出信號和第二VCO輸出信號。然而，在該布置中，所述加/減計數器在第一相位401內加計數並且在第二相位內減計數。因此，在一個周期過程中，總的計數變化的量等於第一相位內的脈衝數減去第二相位內的脈衝數。在第二相位的末尾，該加/減計數器開始再次加計數，但是前次計數值不復位。在每個周期的末尾，當前的計數值405被採樣以提供積分值406。積分計數值（無論如何產生）可以形成補償信號的基礎。該積分計數值是一個可被用於以多種方式校正輸入信號的數字值。返回參照圖1，從計數器109輸出的積分計數值可通過補償信號DAC112被轉換成模擬信號，並且在傳至放大器102之前在模擬求和節點113與模擬輸入信號AIN合併。補償信號DAC112可以是sigma-delta型DAC以減少該DAC所需的位數並且使其變得更簡單和更小。代替所述補償信號被直接注入到信號通路中，該補償信號可通過通路114被施加於放大器102的一個偏移輸入，從而調製放大器102（和/或信號通路中的任何其他放大器）的輸入偏移電壓。該補償信號可被用於通過本領域中所公知的各種方式來直接修整在放大器102的輸入階段的任何失配。直接調整放大器102的輸入階段的好處是，與放大器102周圍可能存在的任何增益設置無關，就可消除任何偏移，或最起碼將任何偏移最小化。或者，在接收數字輸入信號的情況中，數字補償信號可與數字輸入信號DIN數字地合併，例如在音頻通路的DAC101之前的節點115處。這裡，注意在本說明書中使用了術語：信號通路、反饋迴路、反饋通路和前饋（或正向）通路。將參照圖1解釋這些術語所指的通路或迴路。該信號通路是音頻信號從輸入至輸出所用的通路。因此，如圖1中所示，該信號通路從左延伸至右，從DIN延伸至輸出連接器104（當連接時，最終延伸至負載103）。該反饋通路包括從信號通路中的抽頭節點（tapnode）116經由補償電路107返回至求和節點113的通路。正向通路或前饋通路對應於求和節點113和抽頭節點116之間的信號通路部分。反饋通路和前饋通路一起組成反饋迴路。當然將明了，圖1示出了多種替代方案，相反，如果補償信號被反饋回至求和節點115，則該節點115代表反饋通路的結尾和前饋通路的開始。如果補償信號被直接提供用於調製放大器，則通路114可包括反饋通路的一部分並且前饋通路始於該放大器。如上所述，使用VCO108和計數器109提供了一個面積相對小的精確的偏移校正電路。所述VCO108自身可相對非常小。普通技術人員將非常明了可使用的合適的VCO。例如，諸如圖5中所示，VCO可包括一系列N個小型反相器501a-c。在一些實施方案中，VCO還可包括一個用於電源波紋抑制（PSRR）的去耦電容器502。另一變型是當在任一階段出現一個邊緣時，使用每個階段的輸出和時鐘後續電路來增加VCO的有效頻率從而提高解析度。因此，本發明的這個實施方案的偏移補償電路可顯著小於現有技術的需要大面積ADC的偏移補償電路。例如，在單矽加工尺寸方面，常規的用於音頻放大器的偏移補償中使用的一個ADC包括的矽面積超過根據本發明的實施方案的VCO和計數器所需矽面積的七倍。所需矽面積的這種減少提供了相當大的成本節省。所述補償反饋電路所消耗的相對小的面積，意味著減少了大量的不同音頻信號通路之間多路復用偏移補償電路的需要。因此，對於具有多個不同音頻輸出的電路，可提供不止一個直流偏移補償電路以減少或消除對多路復用的需要，而不會過度增加所需的晶片面積。例如，可給每個單獨的音頻信號輸出線路提供其自身專用的偏移校準電路，和/或少量音頻信號線路可共用一個直流偏移補償電路，這樣也可以避免對用於連接至一個共用補償電路的長互聯線路的需要而由此減弱了信號拾取問題。圖6示出了具有四個音頻信號通路600a-d的電路620的一個實施例，每個音頻信號通路具有DAC601a-d、放大器606a-d和輸出端子604a-d。信號通路600a和600b可例如形成用於耳機輸出630的一個立體對，並且信號通路600c和600d可例如包括用於主設備650的內置揚聲器640的一個立體對。所述信號通路可由音頻處理電路625提供，所述音頻處理電路可以如信號通路一樣是同一集成電路620的一部分，或可包含一個分立的電路。信號通路的每一個立體對——即，600a和600b、或600c和600d——都設有偏移補償電路607-1、607-2，所述偏移補償電路通過多路復用器620-1、620-2和多路分用器621-1、621-2在相關的兩個信號通路之間被多路復用（即切換）：本領域的普通技術人員將知道多路復用器和多路分用器是開關的實施例。在工作中，例如在上電時，多路復用器620-1將來自信號通路之一（例如600a）的輸出提供給補償電路607-1。所得到的補償信號被多路分用器621-1回傳至相關的信號通路，660a。所述反饋迴路工作直到在相關信號的輸出中形成一個用於補償直流偏移的穩定的補償信號。獲得一個穩定的補償信號可發生在某一設定的時間段之後，或替代地可通過檢測該補償信號是不再改變還是僅改變少於一個閾值量來確定。然後這個補償信號的穩定值被鎖存在合適的鎖存器（例如622a）中。在圖6示出的實施方案中，該補償信號被鎖存在一個饋送入相關信號通路的數字輸入的數字鎖存器中，但替代地一個模擬信號值可被鎖存並且饋送入模擬信號通路或實際上可被施加於放大器606a的一個偏移輸入，從而調製放大器606a（和/或信號通路中的任意其他放大器）的輸入偏移電壓。一旦對於第一信號通路（例如600a）的校正被鎖存，將對另一個信號通路（即，600b）重複該過程，且多路復用器620-1和多路分用器621-1將給信號通路600b提供一個通路。然後信號通路600b將執行該補償過程並且在鎖存器622b中鎖存該穩定的補償信號值。與對信號通路600a和600b的補償並行，補償電路607-2將為信號通路600c和600d中的一個以及另一個執行類似的直流偏移補償。由於對於信號通路600a和600b的直流偏移的補償與對信號通路600c和600d的補償並行發生，將明了與使用單個補償電路並且依次補償每個信號通路相比，用於實施補償的總時間被縮短。儘管在圖6中僅示出了四個信號通路，一些音頻電路可包括更多的信號通路。例如可有附加的用於引出線信號的立體對輸出，以及還有用於噪聲消除揚聲器的一個立體對輸出。如果製造具有四個立體對輸出的音頻電路，然後使用已知的具有ADC的偏移補償電路，由於晶片空間的原因，可能需要在全部八個輸出之間對補償電路進行多路復用。這還將導致ADC消耗大量的矽面積。然而，如果如上所描述的偏移補償電路與每個立體對相關聯，該偏移補償電路的VCO和計數器所消耗的晶片面積仍將比由單個常規ADC所消耗的晶片面積小（在一個具體尺寸方面，單個常規ADC所消耗的晶片面積為本發明的偏移補償電路的VCO和計數器所消耗的晶片面積的約1.8倍），而且可允許對於全部八個輸出的補償實現得比常規ADC快約四倍。在某些應用中，可能有一個相對短的時期可供用於多個音頻信號通路的直流偏置補償。例如，上電後，在全部音頻信號通路將要工作之前，或在沒有音頻輸入的時期關閉音頻放大器鏈以節約能量的情況下，允許一個短時間。因此這要求用於對每個信號通路的直流偏移進行補償的總時間必須短。本發明的實施方案的優點在於能為每個信號通路、或每對信號通路提供偏移補償電路，而不大幅增加晶片面積。然而，即使對於單信號通路，本發明也可有利地能夠保證在短時間內精確補償。實現精確補償信號所花的時間顯然依賴於開始直流偏移的電平和所要求的準確度。這還取決於反饋迴路的閉環帶寬。該帶寬等於開環的單位增益帶寬（unitygainbandwidth），該單位增益帶寬由反饋迴路中的多個級聯的元件的傳遞函數限定。這些因素包括：i）VCO的變頻增益，即，對於VCO輸入的給定變化，每個周期的脈衝計數（例如表示為位數）的差（在上述的實施例中，VCO的變頻增益為1bit/3mV）；ii）計數器的傳遞函數：對於與採樣時期T（該實施例中T=1/（1.5MHz））相比的低頻信號，可近似為一個理想積分1/sT，其中s是拉普拉斯變量；iii）以每最低有效位（LSB）的電壓輸出為單位的DAC101或112的變頻增益；iv）前饋通路中的元件（DAC、放大器）的增益；以及v）與多路復用器、任何電平移位、或反饋通路中的任何其他元件相關的任何增益或損耗（為了簡單起見，這些在以下討論中將被忽略）。考慮反饋迴路帶寬對達到精確補償信號所花的時間（建立時間）的影響，假定前饋通路中元件的增益是一，且VCO和DAC的變頻增益抵消（即生成VCO輸出的脈衝計數的單個位差的電壓等於DAC的每最低有效位的電壓）。在這種情況下，開環迴路傳遞函數被簡化為一個簡單積分，頻幅響應為1/(2.π.f.T),其中f是信號頻率。該傳遞函數具有單位增益的帶寬為1/(2.π.T)，該帶寬也是閉環的-3dB帶寬。換言之，閉環響應將是一階的，時間常數等於T。在採樣時期T=1/1.5MHz=0.66μs的實施例中，帶寬將會是1.5MHz/(2.π)=250kHz，並且從初始10mV的直流偏移線性落至經校正的大約100uV的直流偏移的閉環迴路建立時間常數0.66μsTO將需要In（100）=4.6時間常數，或大約3μs。實際上，由於有限的解析度，建立的動態過程將由於非線性被減弱，但是希望仍快速地建立到100uV，少於比方說20μs。在校準期間，通過前饋通路的有限帶寬消除在輸出SOUT處出現的DAC靜態噪聲量，可稍微減輕DAC的低解析度的影響。然而，在校準完成後，一個固定的數字代碼將輸入至DAC。如果其解析度僅是3mV/LSB,則從該電路輸出的直流電壓將通常會大於100μV非常多。實際上，低於100uV的DAC解析度將是必要的，比方說在10uV至50uV的範圍內，以允許在反饋迴路關閉並且存儲校正碼時的少量LSB誤差。如果DAC解析度被從3mV降低到比方說30uV，則積分反饋迴路的增益、以及單位增益帶寬也會減小100倍，例如在上述實施例中減小至2.5kHz。這可允許從10mV的初始誤差理想線性建立至100uV的最終誤差，名義上大約是4.6/(2.π.2.5kHz)=300us，但是實際上在建立過程中的非線性、其他誤差源、以及簡單VCO的增益的生產和工藝偏差(可是-50%，+100%)，使得很難保證即使1ms建立至測量的100μV的準確度。對於某些應用1ms建立時間可能太長。因此，在一個實施方案中，所述反饋迴路有一個可變增益，使得可改變反饋迴路的電壓解析度。在偏移補償的初始階段，反饋迴路的電壓解析度可相對粗略，但是帶寬相對大，使得快速進行相對大的調整。在稍後階段，反饋迴路的解析度可被增加，使得進行更精細的調整並且迴路補償達更高準確度，雖然時間常數較長。在某些實施方案中，反饋迴路的增益可相繼在多個階段中被增加。這樣，可改變補償電路的帶寬。將理解，如在此使用的，術語帶寬在關於反饋（即，補償）電路使用時指的是反饋迴路的單位增益帶寬。反饋迴路的電壓解析度可通過改變DAC的增益被改變，比方說通過改變供給至DAC的元件的參考電壓或電流，例如通過為一個電阻器串或其他簡單的已知ADC編程。然而，具體地，在補償信號通過音頻DAC101被施加至信號通路（即，前饋通路）的情況下，所述音頻DAC101可以是比方說20位或24位解析度的delta-sigma型DAC，優選的是通過數字增益元件（例如可是一個乘法器）調整反饋迴路的增益。例如，該乘法器可以是以2為冪變到給定增益的一個簡單的移位器。所述增益元件可最初被設定以提供一個高乘數值並且在補償過程中降低該乘數值。增益元件可被設置為作用於積分計數器的輸出，所述增益元件的輸出被用作補償信號，但在這種情況下，乘數值的變化會導致補償信號的值的一個顯著的階躍變化。這會將另外的延時引入到建立時間中。因此，增益元件可被實施使得保持補償信號的當前值（在增益中有任何改變時），但是減小補償信號的最小變化。這可在積分之前通過將一個增益係數施加至每周期計數差的值來實現。例如，圖7示出了類似於圖2示出的反饋通路的一個反饋通路的實施方案，其中類似的部件有類似的編號。但是在該實施方案中，增益元件701（是一個乘法器）被設置在計數器201的輸出處。增益元件701被一個位加權控制信號702控制，以施加一個想要的位加權。例如，如果位加權係數1提供迴路的基本反饋解析度，每一LSB可代表DAC輸出的比方說30uV：可施加一個初始加權係數10，使得最小調整等於300uV。這會導致一些相對大的調整被相對快地進行。在一個相對短的時間後，當直流偏移將被校正至比方說1mV內時，位加權可被改變至比方說1的係數以提供30μV的最小階躍。將位加權施加於計數器201的輸出，由此僅改變在每個周期中對積分補償信號COUT所作的調整量並且不會導致積分補償信號自身的階躍變化。然而，在某些實施方案中，所述計數器201可被替換為積分計數器，例如上述的每個周期不復位的加減計數器206。在這種情況下，該計數器的輸出可內在地包括一個積分計數值。位加權仍可通過如下方式施加：對計數器的輸出求微分，通過一個增益元件施加位加權，對該增益元件的輸出重新積分。圖8示出了根據本發明的該實施方案的另一個反饋通路。乘法器110和VCO108如上所述工作，加/減計數器206如上所述在時鐘信號CLK的一個相位內計數加並且在另一個相位內計數減，以提供積分差計數。微分器801將該輸出求微分以確定每周期變化，並且按照上文關於圖7所述的相同方式，該微分器的輸出響應於位加權信號803通過增益元件802相乘。然後相乘後的位加權信號通過諸如圖2a中所示的積分迴路203被重新積分。存在用於施加可變增益的其他布置，並且這些其他布置可用在其他實施方案中，例如，積分加/減計數器的輸出可被分為兩個通路，一個通路被求微分以提供每周期差，該每周期差然後則可被乘以一個增益係數並且被添加至另一個通路。上述補償電路的實施方案可被用在存在或不存在音頻信號時。然而，在許多應用中，在音頻信號不存在的情況下，可能僅需要直流偏移校正。例如，音頻設備上電時，需要運行所述補償以補償任何內在的直流偏移。這種補償通常發生在音頻信號被供應至放電器電路之前。因此，輸出信號SOUT將基本上完全對應於直流偏移。一旦直流補償已經使校正值（即補償）穩定，信號被鎖存並且不再需要進一步補償。在工作期間，直流偏移電平中可能有小的漂移，這些漂移可導致稍微增加的功率消耗，但是這種小的漂移通常不顯著並且不會引起任何聽得見的影響。斷電時（或功率降到低功率模式），音頻輸入可能會被減弱，有時逐漸地減弱，然後將放大器與負載斷開。此時，突然移除在工作期間形成的任何直流偏移會導致一個音頻的偽音。因此，可應用直流補償，但要有一個適當長的時間常數，例如為增益元件701的增益設置一個低值，以在負載與放大器斷開連接之前逐漸減少直流補償。因此，在某些實施方案中，偏移補償電路可被設計僅在不存在音頻信號的情況下工作。在這種情況下，在放大器電路保持通電時校準仍是可能的，但應該優選在沒有輸入音頻信號的時期進行校準。可通過多種方式檢測到不存在輸入音頻信號。設計只在不存在音頻信號時工作的偏移補償電路，降低了對VCO的範圍和線性要求，從而簡化了電路設計並且潛在地降低了成本。然而，上述的偏移補償電路的實施方案即使在輸入音頻信號存在的情況下也能正確工作，只要VCO具有在存在信號時所希望的輸入電壓範圍內所要求的線性。音頻信號的存在將意味著在任何時間的輸出信號SOUT的瞬時電壓值可能不會準確反映直流偏移電平。然而在建立過程期間，音頻相關變化將平均掉，隨著偏移補償電路對相對大量周期進行積分，由於輸出信號SOUT和參考信號VREF產生的脈衝計數差將由直流偏移中的任何差造成。因此，不需要明確的濾波，儘管在某些實施方案中，輸出信號可被濾波以提供在音頻帶寬中的更強衰減，或是在模擬輸入至多路復用器之前或在計數器之後數位化進行。因此，所述補償電路在音頻信號存在時仍可工作，以提供對於直流偏移的持續不斷的或定期的校正。本發明的實施方案將能補償音頻信號通路中的所有偏移來源。準確度僅由通過DAC施加的補償信號的電壓解析度（包括不管是DAC的還是其他的任意比例因子）和反饋通路自身的任何直流偏移限制。然而，VCO引入非常少的偏移，並且對常規ADC的需要的消除導致反饋迴路有非常少的誤差，這是非常有利的。反饋通路中的誤差來源原則上包括：a.多路復用器引入的任何偏移，例如CMOS傳輸門之間的電荷注入失配造成的；b.計數器的工作周期中的常差（consistenterror）。如前所述，通過產生物理上接近計數器邏輯電路的一個匹配的二分頻時鐘信號，可使計數器工作周期中的任何誤差減到最小。因此，本發明的實施方案可包括一個時鐘分頻器，用於將主時鐘信號二分頻以提供為計數器計時的信號，其中該時鐘分頻器被配置為物理上鄰近計數器邏輯電路，即，距離該計數器為短距離，例如少於約100μm，並且可能在10-20μm以內。正如上文所提到的，補償信號可在音頻DAC101（如果存在）之前被供應，或者補償信號與模擬輸入信號結合，以補償在音頻信號通路中的全部偏移。然而，在某些實施方案中，音頻信號通路中的可變增益（例如音量信號）的變化可導致直流偏移中的階躍變化。例如，設想音頻信號通路由一個音頻DAC、一個可變增益元件和一個放大器組成。對於可變增益元件的第一增益設置，在沒有任何校正的情況下，如果DAC有某一等於+2mV的有效偏移的直流偏移並且放大器有+3mV的有效直流偏移，則出現在該放大器輸出的總偏移將是+5mV（為了簡單起見，忽略掉源於可變增益元件自身的任何偏移）。對於第二增益設置，如果可變增益元件的增益改變，這將會對DAC貢獻的直流偏移有很明顯的影響，但是可能對放大器貢獻的直流增益沒有影響。因此，例如，經過第一增益設置後，如果第二增益設置代表1.5倍的增益增加，DAC貢獻的名義上的直流偏移將增加到+3mV。因此，在沒有任何校正的情況下，從第一增益設置至第二增益設置的變化將導致直流偏移從5mV跳至6mV。如果將補償（即校正）信號施加於信號通路，則儘管可變增益元件的增益位於第一增益設置，經過一段時間，該補償信號將建立至導致-5mV補償的穩定狀態值，使得在沒有任何信號存在的情況下放大器產生的輸出是0V。如果在可變增益元件之後該補償信號被施加於信號通路，則對於第二增益設置，可變增益元件的增益的突然變化將不會改變由放大器接收的補償信號值。因此，緊跟在增益設置變化之後，補償信號將繼續補償5mV偏移，然而名義上需要的補償電平是6mV。因此，輸出信號將從被校正的電平0V跳至有實際1mV偏移的電平。如果所述補償信號替代地在所述可變增益元件之前被施加於信號通路，則增益的突然變化還將導致放大器處的補償信號值的突然變化。在該簡化的實施例中，補償信號的值將有效地變到名義上7.5mV的校正。這實際上比所需要的大，且因此將會導致放大器輸出下跳1.5mV。因此，在該簡單的實施例中，即使在一個增益設置處任何直流偏移已經被完全校正，增益設置中的一個變化（例如，由於音量設置中的變化引起）仍可導致輸出信號的電壓電平的突然變化。當然，補償電路可隨後開始調節至新的設置並且作用於減少產生的偏移，但是關於增益設置的變化的突然跳動可能導致一個聽得見的偽音，例如「噼啪」。還會明了，上述實施例討論了DAC和放大器之間的一個分立的可變增益元件。然而，類似考慮還適用於其中放大器自身的增益可變的情況，例如通過可變電阻器反饋。圖9示出了本發明的具有分別用於補償音頻信號通路的不同部分的直流偏移的兩個反饋通路（形成兩個反饋迴路）的一個實施方案。所述信號通路包括一個數字輸入DIN、一個如上描述的DAC101和一個可變增益放大器901。所述信號通路包括一個連接器，例如一個插座，如果使用時，該插座被連接至一個連接器（諸如插口）和一個負載908。該電路具有配有開關或多路復用器的偏移補償電路107，以及裝置902用於提供兩個供選擇的反饋通路：一個內部反饋通路903和一個外部反饋通路904。所述內部通路903包括另一個DAC905和一個鎖存器906並且給可變增益放大器901反饋回一個模擬補償信號。外部通路904反饋回一個DAC101的數字補償信號上行流。工作中，內部通路903定義的內部迴路首先工作以補償可變增益放大器901中出現的偏移。DAC101將與放大器901的輸入隔離並且該放大器（通常是輸入電阻器而不是運算放大器端子）短路至地。DAC101可被一系列的開關907隔離，但在某些實施方案中可通過聲明一個禁用信號禁用該DAC。處于禁用狀態時，DAC101的輸出將是高阻抗。這樣可避免在音頻信號通路中對開關的需要。在DAC101斷開或禁用時，所述內部迴路903的工作是補償放大器901中出現的任何偏移。一旦達到穩定偏移值，該偏移值被存儲於鎖存器906內，補償電路107可被復位並且開關902將補償電路的輸出切換至外部迴路904。隨著由於所述放大器引起的任何偏移通過鎖存在鎖存器906內的值校正，將補償由於DAC引起的信號線路中的偏移。結果是，使用上述數值，通路903定義的內部迴路將為放大器生成一個3mV的補償值。通路904定義的外部迴路的接下來的工作，將為DAC生成一個確保DAC的輸出有0偏移或非常小的偏移的補償信號。因此即使放大器901的增益得到調整，DAC貢獻的偏移將會是小的。結果是對於所施加的增益值的變化，直流偏移中沒有顯著的跳變。因此，具有限定不同反饋迴路的多個反饋通路的本實施方案，分別調整了可變增益的上行流引入的偏移和可變增益的下行流引入的偏移，使得增益的任何變化都不會導致直流偏移電平和補償信號電平之間的突然失配。圖9示出了兩個反饋迴路，但是如果需要，在其他應用中可使用更多反饋迴路。也應該知道，在某些實施方案中，在音頻信號通路中可包括一個分立的可變增益元件，例如前置放大器。所述內部反饋迴路和外部反饋迴路可被布置以分別調整可變增益的上行流或下行流的任何偏移。要注意的是，有用於分別補償可變增益元件的上行流或下行流的偏移的多個反饋迴路的構思代表本發明的另一方面，但是有利地，同時可由在此描述的新型直流偏移補償電路實施，也可由其他類型的直流偏移補償電路實施，例如已知的基於ADC的偏移補償電路。總之，因此本發明的實施方案允許使用相對小且便宜的偏移補償電路，對信號線路中的直流偏移進行快速並且精確的補償。所述偏移補償電路可有一個可變增益，以允許快速補償至初始的相對粗略的準確度，隨後進行更加精確的補償，以最大化建立時間。所述偏移補償電路可被布置作為一個音頻放大器和/或信號處理電路的一部分，例如可設置於主設備中的音頻電路，以充當處理該設備生成的或接收到的各種音頻信號的集線器。專用偏移補償電路可被設置用於每個音頻信號輸出或被多路復用在少量多個輸出之間。包括偏移補償電路的實施方案的一個音頻電路可被實施為：一個主設備，特別是一個便攜的和/或電池供電的主設備，例如行動電話、音頻播放器、視頻播放器、個人數字助理（PDA）、移動計算平臺和/或例如遊戲機。在這種應用中，小的電路尺寸很重要，並且通過降低直流偏移能耗所增加的效益可帶來系統級的好處，例如增加了在電池需要充電之前的工作時間。已就音頻電路方面描述了本發明的多個實施方案。然而，總之，本發明的多方面涉及對任何信號線路和各種傳感器或其他信號線路中的不希望的直流偏移的補償，這種視頻信號線路例如會有不希望的直流偏移，這些不希望的直流偏移可受益於本文描述的直流偏移校正。應注意的是，上述的實施方案僅是示例而不是限制本發明，且在不脫離隨附的權利要求的範圍的情況下，本領域的普通技術人員將能設計多種替代實施方案。詞語「包括」不排除在權利要求中列出的那些元件或步驟之外存在的元件或步驟；「一（a）」或「一個（an）」不排除多個;單個特徵或其他單元可實現權利要求中列舉的數個單元的功能。詞語「放大」除了增加（即放大）之外，還意味著「衰減」（即減少）。權利要求內的任何參考數字或標註不應該被解釋為限制它們的範圍。