具有次級電壓監測的電源裝置的製作方法
2023-12-01 10:24:16
專利名稱：具有次級電壓監測的電源裝置的製作方法
具有次級電壓監測的電源裝置電氣系統中的努力越來越關注通過提供附加冗餘來提高安全性。特別是在有爆 炸風險的地方更是如此。在這裡，應當儘可能地避免危險操作狀況。在有爆炸風險的地方，如果可產生可燃火花的電流和/或電壓在通往危險區域 的導線上出現，則危險狀況可能發生。另一方面，在相應功率的情況下，還存在組件可 能達到如下表面溫度的風險所述表面溫度又能夠引燃可燃混合物。由於汲取越來越多 電流的耗電器、諸如現代母線系統，這兩種風險上升。這就是為什麼要關注電源設備和裝置，以便保證在標準控制迴路中發生故障 時，除了正常提供的控制之外，機構能夠有效地排除危險狀況。在現有技術中公知根據阻塞變換器原理或正向變換器(Durchflusswandler)原理 工作的電源設備。這些電路使用具有電隔離繞組的變壓器，並且用於相對於輸入電壓來 提高或降低輸出電壓。這些變換器電路包括回授機構(Riickkopplungsmechanism)，以調 節次級側的電流和/或電壓。該變換器電路在初級側包括至少一個與變壓器初級繞組串聯的受控半導體開 關，以產生相應的交流電流。由此出發，本發明的任務是提供具有電隔離的電源裝置，其中該裝置具有提高 的安全性。根據本發明的一個方面，這個問題用具有權利要求1的特徵的電源裝置來解決。本新型電源裝置包括電源輸入端，通過該電源輸入端向電源裝置供應電能。在 該電源裝置中設置變壓器，該變壓器具有初級繞組和與該初級繞組電隔離的次級繞組。 受控的半導體開關與該初級繞組串聯，其中該串聯電路與電源輸入端並聯。為了在變壓器中產生需要的交流信號，設置用於半導體開關的控制電路。該控 制電路輸送周期性控制信號，該周期性控制信號在其一側被調節為使得次級線圈上的輸 出電壓保持恆定或被保持在預給定的可變額定值上。除了該調節裝置或調節電路之外，還設置電壓限制電路。該電壓限制電路在 輸入側與初級繞組並聯並且產生輸出信號，該輸出信號對半導體開關的開關狀態產生影 響，使得該半導體開關轉換到如下狀態當初級繞組上的電壓超過預定的限制電壓時， 不為初級繞組產生交流電流。
這裡，利用如下事實對於變換器電路，初級側上的電壓是次級側上的電壓的 映射，這對應於變壓器的轉化率(Obersetzungsverhaltnis)。因此，存在如下可能性通
過幹預初級側來保持次級側上的電壓恆定。藉助於該裝置並基於所述認識，從次級側到初級側的附加電隔離反饋變為多餘 的。同樣地，當必須在次級側對多個耗電器進行饋送時，成本降低，因為由於次級 側上的電壓對於所有耗電器都保持中央地和有效地穩定，所以不需要複雜的交互去耦。該電路尤其適用於如下應用其中次級電壓出於4V範圍內並且出現相應高的電流。在這個範圍內，電壓調節器難以實現。因為在初級側電壓較高，所以在該區域中更容易實現調節器。半導體開關可以是MOSFET，例如具有兩個輸入端的MOSFET，從而用於產生
交流電流信號的正常控制被通過電壓限制電路的控制以高阻抗的方式隔離。可控控制電路可具有非穩態多諧振蕩器，其中用於調節傳輸能量和/或電壓的 佔空比(Tastverhaltnis)是可調整的，因為可對佔空比進行調節，所通過的方式是時鐘頻 率是恆定的以及對佔空比進行調節，或者所通過的方式是接通時間是恆定的以及對頻率 進行改變。適宜地，電壓限制電路包括存儲環節，由此信號狀態在預定的時間跨度上保持 不變。存儲環節可由電容形成。該電容可藉助於二極體從初級繞組去耦，使得該初級 繞組在電容的反向極性時不會放電。電壓限制元件包括基準環節，該基準環節例如由分流調節器或齊納二極體或類 似元件形成。電壓限制電路可包括電勢反向裝置，該電勢反向裝置具有兩個導通類型相反的 雙極電晶體。還可以設想電勢反向裝置的每個其它實現方式，只要該電勢反向裝置能夠 將未與電路地連接的電壓限制電路的信號狀態傳輸到MOSFET即可，其中該MOSFET至 少以一個電極持續地與電路地連接。 在次級側可以連接半波整流電路，該半波整流電路優選地包括濾波電容。除了電壓限制電路之外，還可實施電流限制電路。有利的是，該電路裝置根據阻塞變換器的原理來工作。電壓監測電路可包括電晶體、以及自閉鎖的半導體開關環節，如通過電晶體控 制的晶閘管。該晶閘管的工作部分與控制通道半導體開關(Steuerbahnhalbleiterschalter)的
控制部分並聯。此外，本發明的改進方案是從屬權利要求的主題。下面的
解釋用於理解本發明的部分。專業人員可以通過普通的方式得 出在電路圖中未進一步描述的細節，該電路圖在此是對
的補充。清楚的是，可 以對該電路進行一系列的改進。根據給出的功能解釋，專業人員可以很容易地實現各個組件的正確定標。此外，電路圖進行了簡化，並僅示出那些對理解本發明所需要的元件。圖示的唯一一個圖呈現出根據本發明的電路裝置的電路圖。該圖示出被提供用於在有爆炸風險的地方對耗電器供電的電路裝置的原理電路 圖。這種應用的示例是母線系統。這裡，相對高的電流在相對低電壓的情況下流動。出 於安全原因，必須要保證電流不會在通往有爆炸風險的地方的電源線上呈現不允許的高 值，即使在耗電器故障並且汲取過高電流時也是如此。另一方面，設備也不允許由於如 下事件被置於危險中在次級側由於耗電器脫落而產生過高的饋電電壓。通常地，邊界條件的遵守通過內部調節來實現。在根據圖1的本發明的電路裝 置的情況下，如果正常控制失效，則也提供進行幹預的附加冗餘。該電路裝置具有共同形成電源輸入端3的兩個輸入接線柱1和2。電能在共同表示電源輸出端6的輸出接線柱4和5上輸出。電源輸入端3通過變壓器7與電源輸出端 6電隔離，該變壓器7包括初級繞組8和次級繞組9。通過初級繞組8的所需交流電壓或 所需交流電流藉助於MOSFET 11產生。沒有空轉二極體與初級繞組8並聯。冗餘的電壓限制電路12以及電流限制電路13與初級繞組8連接。上面描述的 冗餘利用這兩個電路裝置來實現。此外，還提供振蕩器14。初級繞組8和MOSFET 11形成串聯電路，該串聯電路與輸入端1和2並聯。這 裡，源極施加在輸入接線柱2上，並且漏極與初級繞組連接。MOSFET 11提供柵極15。通過保護電阻16，柵極15施加到以具有可變佔空比 的非穩態調節的多諧振蕩器形式的振蕩器14上。繞組方向以與初級繞組8相對用圓點標明的次級繞組9與半波整流電路連接。該 半波整流電路包括將次級繞組9的一端連接到濾波電容18的整流二極體17，該濾波電容 18的另一端返回到次級繞組9。因此，濾波電容18與連接負載的兩個輸出端子4和5並聯。不難看出的是，該整流裝置涉及半波整流裝置。MOSFET 11運行為使得作為整 體產生阻塞變換器電路，即變壓器7內的能量傳輸發生在MOSFET 11的關斷階段期間。該電路裝置以可調節的方式工作，所通過的方式是控制該MOSFET 11的佔空比 被相應地重新調整。電壓監測電路12的目的是，與正常情況下的有效調節無關地負責強制性地限制 次級繞組9的輸出電壓。電壓限制電路12包括存儲電容19，該存儲電容19通過去耦二 極管21與初級繞組8並聯連接。該裝置被形成為使得二極體21的陽極與MOSFET 11的 漏極連接，而電容19以其背離二極體21的那端連接到端子1。由兩個歐姆電阻22和23組成的串聯電路與電容19並聯。另夕卜，雙極PNP晶 體管24以及雙極NPN電晶體25屬於電壓限制電路12。電晶體24的發射極連接二極體 21的陰極，同時集電極通過電阻26與電路地2連接並且齊納二極體27與電晶體25的基 極連接。分流調節器28的主部分端子(Hauptstreckenanschluss)位於電晶體24的基極與 初級繞組8的高電位端或輸入端子1之間。分流調節器28的控制端子連接到位於兩個歐 姆電阻22與23之間的連接點上。通過這種方式，兩個電阻22和23限定開關閾值，當 超過該開關閾值時，該分流調節器28導通。電晶體25的集電極最後連接到柵極15，同時發射極施加到MOSFET 11的源極 或輸入端子2上。電流限制設備13包括與MOSFET 11的功率部分並聯的電容28，即電容29 —端 施加到源極，另一端施加到漏極。此外，由電阻30和電容31組成的RC環節與電容28並聯。雙極PNP電晶體32的控制部分與電阻30並聯，該PNP電晶體32的發射極與 MOSFET 11的漏極連接。通過電晶體32的集電極控制晶閘管33，該晶閘管33的控制端子與電晶體32的 集電極連接。晶閘管33的陽極施加在柵極15上，並且陰極與MOSFET 11的源極連接。 因此，晶閘管33與MOSFET 11的功率部分並聯。到目前為止所描述的電路如下工作
在正常運行中，用於MOSFET 11的控制電路負責利用矩形脈衝來對該MOSFET 11供電，由此MOSFET 11通過柵極14被周期性地接通和關斷。在導通狀態下， MOSFET 11產生通過初級繞組8的電流。在關斷狀態下，在MOSFET11導通期間存儲 在初級繞組8中的磁能被傳輸到次級繞組9，從而所連接的負載被供給電流。通過改變通往柵極15的脈衝的佔空比，可以保證濾波電容18兩端的電壓對於輸 出端子6上的給定或可變負載保持恆定。在空轉階段期間，即當MOSFET 11關斷時，流過初級繞組8的電流和那裡產生 的電壓反映次級繞組9上的電流和電壓狀況。在正常運行中，在空轉階段期間在初級繞組8上產生電壓，該電壓導致充當積 分器的濾波電容19通過二極體21被充電。在電容19上產生的電壓通過分壓電阻22、23 被降低到相應值，如從下面的功能描述中得出的那樣。在正常運行中，該電壓足夠高， 由此分流調節器28導通，並且因此產生用於電晶體24的基極電流。通過這種方式接通 的電晶體24在電阻26上產生電壓降，該電壓降是變壓器7次級側上的電壓的映射。在 正常運行中，齊納二極體27保持阻塞。僅當由於次級側上的幹擾以及振蕩器14的幹擾 而使該電壓過高並且齊納二極體27的開關閾值被超過時，才附加地產生用於電晶體25的 基極電流。電晶體25被接通，並且MOSFET 11的柵極15與地短路。MOSFET 11因此 被阻塞。這種阻塞狀態一直保持，直到電容19上的電壓與輸入端子1、2上的電壓共同 達到小於齊納二極體27的閾值電壓的值為止。從附圖中可以不難地看出，電晶體24的接通與接線柱1、2上的輸入電壓無關。 電晶體24的導通狀態僅受與分流調節器28連接的積分電容19上的電壓的控制。然而， 輸入電壓結合到用於控制電晶體25的控制電壓中。如果沒有從電晶體24輸送的電流中導出用于振蕩器14的控制電壓，則齊納二 極管27可以被省略，並且分壓電阻22、23可被設計為使得分流調節器28僅在初級繞組 9上的允許電壓的閾值被向上超過時才接通，這對應於空轉狀態下在次級繞組8上的相應 過電壓。在最終從時間常數中得出的預給定時間之後——其中該時間常數由電容19結合 兩個電阻22、23以及電晶體24的集電極電流得出，電壓降到齊納二極體27的閾值電壓 之下並且電晶體25過渡到阻塞狀態，使得時鐘脈衝又可被輸入到MOSFET 11中。阻塞 振蕩器又恢復其功能。如果過電壓再次出現，之前描述的交互過程將會重複。在電晶體24控制側的相應較小的時間常數情況下，這種幹預也可在脈衝中消 失，其中利用該脈衝MOSFET 11可以轉換到導通狀態。在這種情況下，非穩態多諧振蕩器14可具有恆定的頻率和恆定的佔空比，其中 利用該多諧振蕩器14為MOSFET 11產生輸入信號。脈衝長度最終由電壓限制電路12來 確定，所通過的方式是通過電壓限制電路12周期性地抑制正在等候的脈衝。如上面已經表明的那樣，在阻塞階段期間，初級繞組處的電壓變化表示次級側 上流動的電流的度量。在流過初級繞組8的電流的接通階段期間，磁能饋入變壓器7中。該饋入能量 與初級繞組的電感和MOSFET 11的接通持續時間成比例。在關斷階段期間，能量被傳輸到次級線圈中，其中次級線圈輸出到耗電器的電流在與串聯電容觀相關聯的空轉時間期間呈現特徵性的時間變化。
在MOSFET 11又過渡到導通狀態之前，該電流越大，電容觀上的充電終止電 壓就越大。如果出現過渡的電流汲取，則電容觀上的電壓將變得如此大，使得該電壓大 於電晶體32的基極發射極電壓加上晶閘管33控制部分上的電壓之和。因此，電晶體32 將導通，並且晶閘管33也將因此導通。因為晶閘管33與場效應電晶體11的控制部分並 聯，柵極15在這裡與源極短路並且關斷電晶體11。由此，給MOSFET11通過初級繞組 8再次接通電流的可能性。
此外，電阻四與電容31相聯結作為低通濾波器工作，以形成在電容28上出現 的電壓變化的平均值，因為該電容28在MOSFET 11接通時立即突然地放電。
振蕩器14作為電壓控制的非穩態多諧振蕩器工作。作為有源組件，振蕩器14 包括具有反相輸入端和非反相輸入端的差動放大器35。該非反相輸入端通過回授電阻36 與差動放大器35的輸出端連接，以便產生施密特觸發器行為。負反饋電阻37將輸出端 與反相輸入端連接，該反向輸入端此外進一步地通過濾波電容38與對應於端子2的電路 地連接。差動放大器35的輸出端連接到MOSFET11的柵極15。振蕩器14接收到控制 電壓，所通過的方式是差動放大器35的非反相輸入端通過電阻39與電晶體M的集電極 連接。
因此，電阻39上的電壓對應於施加到輸入端3上的電壓加上電容19上的電壓之 和，其中該電阻39連接到電晶體M的集電極。
這樣的非穩態多諧振蕩器14的工作原理是公知的，因此僅需要在總體上進行解 釋
在振蕩狀態下，當差動放大器35導通時，電容38通過電阻37充電。一旦超過 控制電壓的該電壓被施加到非反相輸入端，差動放大器35就被關斷，該差動放大器35借 助於電阻36產生施密特觸發器特性。當差動放大器35關斷時，電容38通過電阻37從 差動放大器35的輸出端放電。一旦電容38上的電壓跌落得足夠多時，輸入一輸出電壓 再次進行切換。
該過程周期地重複。
因為由電阻37和電容38組成的積分環節是恆定的，佔空比根據施加到非反相輸 入端上的輸入電壓而變化。
顯然，控制功率半導體以周期性地接通和關斷流入變壓器7中的初級電流的振 蕩器14藉助於同樣從初級繞組8獲得其控制電壓的振蕩器14來控制。因此，變壓器7 上的第三繞組可以被省略，以通過這樣的現有技術中所熟知的回授繞組來控制阻塞振蕩 器。在根據本發明的阻塞振蕩器的情況下，該控制電壓直接從該電壓中導出。
根據本發明所述的電路總體上包括以電壓監測設備12、電流監測設備13和非穩 態多諧振動器14形式的三個組件。只要該電路可只利用振蕩器14而不利用電流監測設 備13和電壓監測設備12來實施，則這些單元組件是彼此獨立的。
另一方面，振蕩器14可由與變壓器7上的回授繞組一起工作的振蕩器所代替。 在這樣的振蕩器電路上，電壓監測電路12和/或電流監測電路13可以彼此之間獨立地被 使用。使用這些電路中的哪個可根據希望的安全度來調整。
阻塞變換器電路與變壓器一起工作，其中該變壓器僅具有初級繞組和次級繞組。該變壓器不包括用於阻塞振蕩器的回授繞組。
用于振蕩器的控制電壓從變壓器的初級電壓中、更確切地說在空轉階段期間導出ο
此外提供與振蕩器無關地工作的電壓監測電路，從而當阻塞變換器輸出端上的 電壓過大時抑制該振蕩器的輸出電壓。
電流監測電路與振蕩器和電壓監測電路無關地工作，並且當輸出側的電流超過 預給定的量時抑制用於功率電晶體的脈衝。
實際上，這些監測電路無功地工作，使得不需要特殊的冷卻措施。
權利要求
1.一種尤其在防爆保護實施方式中的具有電隔離的電源裝置，具有電源輸入端(3)，具有變壓器(7)，所述變壓器(7)具有初級繞組(8)和與初級繞組(8)電隔離的次級 繞組(9)，具有受控半導體開關(11)，所述半導體開關(11)具有至少一個控制輸入端(15)，並 且所述半導體開關(11)與初級繞組⑶形成與電源輸入端⑶並聯的串聯電路，具有用於半導體開關(11)的可控控制電路(14)，所述控制電路(14)為半導體開關 (11)輸送周期性的控制信號，所述控制信號被控制為使得次級繞組(9)上的輸出電壓與 負載無關地保持在預給定的額定值，具有電壓限制電路(12)，所述電壓限制電路(12)在輸入側與初級繞組(8)並聯並且 所述電壓限制電路(12)的輸出信號對半導體開關(11)的開關狀態產生影響，使得半導體 開關(11)轉換到固定狀態，在該狀態下，當初級繞組(8)上的電壓超過預給定的限制值 時半導體開關(11)不在該初級繞組(8)上產生交流電流。
2.根據權利要求1的電源裝置，其特徵在於，初級繞組(8)具有比次級繞組(9)更多 的或更少的繞組。
3.根據權利要求1的電源裝置，其特徵在於，受控半導體開關(11)是MOSFET。
4.根據權利要求1的電源裝置，其特徵在於，可控控制電路(14)具有非穩態多諧振 蕩器。
5.根據權利要求4的電源裝置，其特徵在於，多諧振蕩器(14)具有恆定的時鐘頻 率，並且能夠在佔空比方面進行調節。
6.根據權利要求4的電源裝置，其特徵在於，多諧振蕩器(14)具有變化的頻率，並 且佔空比能夠被調節。
7.根據權利要求1的電源裝置，其特徵在於，電壓限制電路(12)具有存儲環節 (19)。
8.根據權利要求7的電源裝置，其特徵在於，存儲環節(19)由電容形成。
9.根據權利要求1的電源裝置，其特徵在於，電壓限制電路(12)通過二極體(21)與 初級繞組(8)連接。
10.根據權利要求1的電源裝置，其特徵在於，電壓限制電路(12)包括基準環節 (28)。
11.根據權利要求10的電源裝置，其特徵在於，基準環節(28)由分流調節器形成。
12.根據權利要求1的電源裝置，其特徵在於，電壓限制電路(12)包括電勢反向裝置 (24、25)，所述電勢反向裝置(24、25)具有兩個導通類型相反的雙極電晶體。
13.根據權利要求1的電源裝置，其特徵在於，優選包括至少一個濾波電容(18)的半 波整流電路(17)連接到次級側(9)。
14.根據權利要求1的電源裝置，其特徵在於，還提供針對電流的限制電路(13)。
15.根據權利要求1的電源裝置，其特徵在於，所述電源裝置根據阻塞變換器的原理 來工作。
全文摘要
一種與變壓器一起工作的阻塞變換器，其中該變壓器僅具有一個初級繞組和一個次級繞組。該變壓器不包括用於阻塞振蕩器的回授繞組。用于振蕩器的控制電壓從該變壓器的初級電壓中、也就是在空轉階段期間導出。此外提供獨立于振蕩器工作的電壓監測電路，當阻塞變換器輸出端上的電壓過高時，其抑制該振蕩器的輸出電壓。電流監測電路獨立於該振蕩器和該電壓監測電路工作，並且當輸出側的電流超過預給定值時抑制用於功率電晶體的脈衝。
文檔編號H02M3/335GK102027665SQ200880118991
公開日2011年4月20日 申請日期2008年11月14日 優先權日2007年12月4日
發明者F·弗雷 申請人:R.施塔爾開關設備有限責任公司