次諧波混頻器的製作方法

2023-12-01 09:08:06 2

專利名稱：次諧波混頻器的製作方法
背景技術：
發明領域本發明涉及混頻器，以及更具體地，涉及次諧波混頻器。
現有技術混頻器的主要原理是在將多個電信號混合在一起的過程中，它將多個頻率相加和相減，以產生新的頻率。在信號處理領域，在時域中的乘法過程被認為相當於在頻域中的卷積過程。混頻器產生失真或者乘法積，它們降低或減少了輸出信號質量。在混頻過程中，充分利用乘法的科學技術，使得這些不需要的乘法積(或它們的影響)最小化，以及使得乘法器儘可能有效地進行它們的頻率轉換。
混頻器也可以產生非線性失真。非線性失真可以是諧波失真或者互調失真(IMD)的形式，其中在諧波失真中，出現整數倍的輸入頻率，而在互調失真中，不同的分量相乘，形成新的分量。與絕對線性的任何偏離都會導致某種形式的非線性失真。
標準的混頻器設計涉及明顯的非線性乘法。通常，混頻器的轉換操作使得本機振蕩器信號(「LO」)有效地用作方波。這種轉換操作具有幾個優勢包括降低的噪聲、提高的增益、對設備失配和變化的不敏感、對精確的LO強度的不敏感、以及簡化的設計。然而，一個缺點是產生了若干奇數序混合積(「OMP」)。OMP通常被定義為一個輸入與另一個輸入之奇數諧波的乘積。
通過使用次諧波混頻器(SHM)，極大地推進了高級接收器結構的發展，尤其是直接轉換接收器(DRC)。雖然SHM在某些對DCR很重要的參數上表現的好於標準的混頻器，但是它通常在至少一些更標準品質因數(例如，噪聲係數(NF))上不如標準的混頻器。
對用於DRC的SHM感興趣的原因是由於射頻(RF)與LO路徑之間有限的隔離。SHM同時存在LO自混頻信號和閉塞信號耦合的問題。RF路逕到LO路徑上存在的大量閉塞信號的不必要耦合使得在基帶信號之輸出上產生直流(DC)偏移。LO自混頻和未調製的阻斷器(blocker)耦合引起DC偏移，其在某些調製方案中使數據出錯，例如在全球移動通信系統(GSM)中使用的調製方案。
因為SHM使用的頻率是期望的RF信號頻率的一半()，所以極大地減少了使用SHM的接收器中的寄生耦合問題。忽略二階效應，到LO路徑的大量閉塞信號的耦合不再影響混頻器的操作。這是對SHM有很大興趣的主要原因，即使與傳統的混頻器相比，它趨向於有多的噪聲。
用於構建次諧波混頻器以及尤其是在LO的一半()進行操作的次諧波混頻器的兩個已知技術具有幾個缺點。眾所周知的技術是在2000年09月的IEEE Journal of Solid-State Circuits第35卷第9期L.Sheng等人的論文「A wide-Bandwidth Si/SiGe HBT DirectConversion Sub-Harmonic Mixer/Downconverter」中所描述的。這個技術涉及層疊兩個標準，由分開成90°的1/2 LO信號驅動的雙平衡混頻器內核。由分開成90°的1/2 LO信號驅動的兩組硬轉換雙極性電晶體對提供一功能相當的下變頻器，它可以通過等式BB＝RF*sin(flo*t)cos(flo*)＝RF*sin(2*flo*t)表示，其中BB是基帶信號，RFin是射頻輸入信號，flo是本機振蕩器頻率。該方法與標準(Gilbert型)混頻器相比，具有幾個問題。一個問題是兩個層疊內核的使用比單內核需要更大的淨空(headroom)。淨空是在出現削波失真之前可以送入或送出電子器件的正常輸入電平之上的附加信號的數量。這不僅意味著內核需要額外的淨空，而且驅動它的LO被限制以避免將器件驅動到飽和狀態。另一個問題是底層的公共發射極節點以2*flo(接收頻率)進行振蕩。這個振蕩導致不希望的大量閉塞信號的混合，以及作為結果可以導致降低對無線電的敏感度。另外，在出現雙下混頻的期間，接收頻率被混頻到接近LO的頻率，增大了IIP2降低的可能性。IIP2是理論的輸入電平，在該輸入電平處，二階雙調畸變積在冪次上等於期望信號。
在Molnar等人的美國專利No.6370372(被轉讓給本發明的受讓人)中描述了構建次諧波混頻器的另一種技術，在這個專利中描述的技術通過使用由仔細構造的提供硬轉換的階梯波驅動的單個四路比較SHM克服了以上描述的不足。這個結構只需要一層轉換內核，以及它的性能取決於階梯波的產生。由四個90度分開的階梯波驅動的四個電晶體保證每次只有一個器件接通，每個都為LO周期的。通過對0°、180°的輸出和90°、270°的輸出進行求和，得到以LO頻率的兩倍進行的有效混頻。一個問題是混頻器非對稱地加載每一個階梯波(只有信號開頭的驅動接通的電晶體)。這意味著階梯波趨向於產生一些二次諧波失真。另一個問題是階梯波要求的淨空為轉換混頻器內核所需要的淨空的兩倍。結果，淨空受到驅動器的限制，使它很難在混頻器內核中得到大的擺動(swing)以及快速的轉換。第三個問題是LO需要諧波內容(content)(尤其是三次諧波)，以作為良好的階梯波進行操作，因此不會選擇感應器/電容(電感電容(LC))調諧。最後，為了確保硬轉換而沒有額外的擺動，優選地，驅動阻抗應該相對較低。所有這些導致了LO驅動器中較低的優化NF和高的功率消耗。
因此，需要一種SHM，其包括這類混頻器的優點，同時克服了這類混頻器存在的問題。
概述描述了一種對接收的射頻信號進行下變頻的次諧波混頻器和方法。本發明的次諧波混頻器使用高階對稱的兩層轉換內核，以減少不希望的諧波產生，以及使用互補金屬氧化物半導體(CMOS)電晶體來改善淨空。
在一個實施例中，次諧波混頻器包括本機振蕩器接口、第一轉換級、第二轉換級、以及基帶輸出。本機振蕩接口接收本機振蕩器信號。本機振蕩器信號包括帶有四個相等間隔的相位分量的波形。第一轉換級接收輸入電流以及本機振蕩器信號來提供四個中頻電流。每一個中頻電流都響應於所述相位分量其中之一和輸入電流。第二轉換級接收中間電流以及本機振蕩器信號來提供八個基帶電流。每一個基帶電流都響應於與用來產生相應中頻電流的相位分量相鄰的兩個相位分量中的一個。基帶輸出是通過對基帶電流求和來產生的。
在另一個實施例中，一種方法包括接收一RF信號，提供四個相等相移的本機振蕩器信號，將RF信號與四個相等相移的本機振蕩器信號的每一個進行混頻，以產生中頻(IF)信號，將每一個IF信號和與用來產生該IF信號的本機振蕩器信號相鄰的兩個相移的本機振蕩器信號進行混頻，以產生基帶(BB)信號，以及對BB信號進行求和，以提供基帶輸出。
對於本領域所屬技術人員來說，當閱讀以下附圖和詳細說明之後，本發明的其它系統、方法、特徵以及優勢都將變得更加明顯。所期望的是所有這些附加的系統、方法、特徵以及優勢都被包括在本描述內、被包括在本發明的範圍內，以及受所附權利要求的保護。
附圖簡要說明圖中的組件都沒有必要按比例繪出，重點放在描述本發明的原理上。在圖中，相同的參考數字在整個不同的附圖中表示相應的部件。


圖1是描述直接轉換接收器的方框圖2是描述圖1所描述的直接轉換接收器中包含的雙平衡次諧波混頻器的一個實施例的方框圖；圖3是描述單平衡次頻諧波同相混頻器的方框圖；圖4是描述單平衡次頻諧波正交混頻器的方框圖；圖5是描述混頻器之第二級中另一個使用雙極結電晶體的單平衡次頻諧波同相混頻器的方框圖；圖6是描述到圖3的次諧波混頻器的本機振蕩器輸出的時序圖；圖7是描述圖3的次諧波混頻器之第一級的電流輸出的時序圖；圖8是描述圖3的次諧波混頻器之第二級的電流輸出的時間圖；以及圖9是描述結合圖3的次諧波混頻器之第二級的輸出的時序圖。
詳細描述圖1是描述簡化的直接轉換接收器100的一個非限定性例子的方框圖，其中在該直接轉換接收器100中可以實現本發明的一個實施例。直接轉換接收器100包括天線102、低噪聲放大器(LNA)104、混頻器級105、低通濾波器114、116、以及可變增益放大器118、120。射頻信號150被天線102接收，並且被LNA 104放大，以在連接器155上產生一個放大的接收信號。連接器155上的放大的接收信號的整個信號頻譜(稱為frf)被混頻器級105頻率轉換為連接器160、165上的基帶信號對(稱為fbb)，其中混頻器級105利用兩個次諧波混頻器106、108、本機振蕩器(LO)110、以及移相器112。移相器112例如可以包括多相濾波器、分頻器、延時鎖定迴路、或者本領域已知的任何其它相移電路。
每一個次諧波混頻器106、108有效地作為兩個串聯的轉換級進行工作。通過改變LO 110信號flo的相位，以及將flo與frf進行混頻，第一級將放大的接收信號frf轉換為中頻fif。第二級將移相大約+90°和-90°的flo與中頻fif進行混頻，以產生fbb，由此將中頻fif轉換為基帶。移相器112改變用於混頻器108的LO 110信號flo的相位，使得其與用於混頻器106的LO 110信號相位相差大約45°，以允許交替來源於放大的接收信號frf的同相(I)和正交(Q)分量。分別利用低通濾波器114、116和可變增益放大器118、120對基帶信號160、165進行進一步調節。
圖1中的兩個次諧波混頻器106、108是由LO 110信號驅動的，LO 110信號的頻率是驅動傳統的下變頻混頻器之頻率的大約一半。現有的混頻器都是被在0°和90°的LO信號驅動的，然而次諧波混頻器106、108都是被在0°和45°的LO信號驅動的。儘管次諧波混頻器106、108是被頻率移相大約減小一半的LO 110信號驅動的，但是混頻器級105的輸出仍然產生彼此之間的相位相差90°的I和Q基帶分量。執行兩個轉換操作的過程使得頻率加倍，以及由此相位差也加倍。
每一個次諧波混頻器106、108接收兩個輸入。輸入到次諧波混頻器106的是LO信號flo和放大的接收信號frf。LO信號flo包括相位成量flo(0°)、flo(90°)、flo(180°)、以及flo(270°)。將這些flo的相位分量與frf進行混頻，來產生同相(I)基帶分量fbbI。輸入到次諧波混頻器108的是LO信號flo和放大的接收信號frf。LO信號flo包括相位分量flo(45°)、flo(135°)、flo(225°)、以及flo(315°)。將這些flo的相位分量與frf進行混頻，來產生正交(Q)基帶分量fbbQ。
圖2是描述以雙平衡混頻器的形式的圖1所示的次諧波混頻器106的一個實施例的示意圖。次諧波混頻器106通常被稱為「I混頻器」，因為它產生接收信號frf的I基帶(fbbI)分量。次諧波混頻器106包括RF輸入部分170和混頻器內核180。混頻器內核180包括用於接收LO信號的LO接口182，以及用於提供輸出基帶信號的轉換級184、186。RF輸入部分170提供第一電流給電晶體Q1～Q4，以及提供第二電流給Q5～Q8。混頻器內核的第一轉換級包括八個電晶體Q1～Q8。第一轉換級耦合到混頻器的第二轉換級，用於提供第三電流給電晶體Q9、Q10，提供第四電流給電晶體Q11、Q12，提供第五電流給電晶體Q13、Q14，提供第六電流給電晶體Q15、Q16，提供第七電流給電晶體Q17、Q18，提供第八電流給電晶體Q19、Q20，提供第九電流給電晶體Q21、Q22，以及提供第十電流給電晶體Q23、Q24。第二轉換級包括十六個電晶體Q9～Q14，用於提供輸出基帶信號BB+、BB-。
在圖2描述的實施例中，放大的接收信號frf分別被作為電流Irf和電流Irf-輸入到電晶體Q1～Q4和Q5～Q8。每個電流在第一轉換級中與LO分量混頻，以產生中頻電流。轉換實質上是在這個實施例中將輸入信號混頻到低頻率的乘法動作。中頻電流在第二轉換級中與LO分量混頻，以產生I基帶分量。
圖3是以單平衡混頻器的形式的圖1的次諧波混頻器106的一個實施例的示意圖。次諧波混頻器300通常被稱為「I混頻器」，因為它產生接收信號frf的I基帶(fbbI)分量。次諧波混頻器300包括RF輸入部分310和混頻器內核320。混頻器內核320包括用於接收LO信號的LO接口322，以及用於提供輸出基帶信號的兩個轉換級324、326。RF輸入部分310提供第一電流給第一轉換級324。混頻器內核320的第一轉換級324包括四個電晶體Q25～Q28。第一轉換級324耦合到具有八個電晶體Q29～Q36的第二轉換級326。混頻器內核320的第一轉換級324提供第二電流給電晶體Q29、Q30，提供第三電流給電晶體Q31、Q32，提供第四電流給電晶體Q33、Q34，以及提供第五電流給電晶體Q35、Q36。第二轉換級326的輸出提供輸出基帶信號BB+、BB-。
在圖3描述的實施例中，放大的接收信號frf作為電流Irf+被輸入到電晶體Q25～Q28。電流Irf+在第一轉換級324中與LO分量混頻，以產生中頻電流。轉換實質上是在這個實施例中將輸入信號混頻到低頻率的乘法動作。中頻電流在第二轉換級中與LO分量混頻，以產生I基帶分量。
圖4是以單平衡混頻器的形式的圖1的次諧波混頻器108的一個實施例的示意圖。次諧波混頻器400通常被稱為「Q混頻器」，因為它產生接收信號frf的Q基帶(fbbQ)分量。次諧波混頻器400包括；RF輸入部分410和混頻器內核420。混頻器內核420包括用於接收LO信號的LO接口422，以及兩個用於提供輸出基帶信號的兩個轉換級414、416。RF輸入部分410提供第一電流給第一轉換級424。混頻器內核420的第一轉換級424包括四個電晶體Q37～Q40。第一轉換級424耦合到具有八個電晶體Q41～Q48的第二轉換級426。混頻器400的第一轉換級424提供第二電流給電晶體Q41、Q42，提供第三電流給電晶體Q43、Q44，提供第四電流給電晶體Q45、Q46，以及提供第五電流給電晶體Q47、Q48。第二轉換級的輸出提供輸出基帶信號BB+、BB-。
在圖4描述的實施例中，放大的接收信號frf作為電流Irf+被輸入到電晶體Q37～Q40。電流Irf+在第一轉換級424中與LO分量混頻，以產生中頻電流。轉換實質上是在這個實施例中將輸入信號混頻到低頻率的乘法動作。中頻電流在第二轉換級中與LO分量混頻，以產生Q基帶分量。
圖5是以混合單平衡混頻器的形式的圖1的次諧波混頻器106的一個實施例的示意圖。次諧波混頻器500通常被稱為「I混頻器」，因為它產生接收信號frf的I基帶(fbbI)分量。次諧波混頻器500包括RF輸入部分510和混頻器內核520。混頻器內核520包括用於接收LO信號的LO接口522，以及用於提供輸出基帶信號的兩個轉換級524、526。RF輸入部分510提供第一電流給第一轉換級524。混頻器內核520的第一轉換級524包括四個N溝道場效應電晶體Q49～Q50。第一轉換級424耦合到具有八個npn雙極結型電晶體Q53～Q60的第二轉換級526。混頻器500的第一轉換級524提供第二電流給電晶體Q53、Q54，提供第三電流給電晶體Q55、Q56，提供第四電流給電晶體Q57、Q58，以及提供第五電流給電晶體Q59、Q60。第二轉換級的輸出提供輸出基帶信號BB+、BB-。
在圖5描述的實施例中，放大的接收信號frf作為電流Irf被輸入到電晶體Q49～Q52。電流Irf+在第一轉換級524中與LO分量混頻，以產生中頻(IF)電流。轉換實質上是在這個實施例中將輸入信號混頻到低頻率的乘法動作。中頻電流在第二轉換級中與LO分量混頻，以產生I基帶分量。
圖5的混合單平衡次諧波混頻器也可以實現為雙平衡次諧波混頻器。
圖6-9顯示了與由圖3中的電路產生的信號處理相關的波形的各種例子。圖6顯示了驅動混頻器的四個90°分開的LO信號。如圖7所示，電晶體的第一轉換級並不是特別的硬轉換，並且它們的轉換點出現在產生四個90°分開信號的各種LO信號的過零點(zero cross)之間。電晶體的第二轉換級利用快速的硬轉換轉變將這四個信號分為八個信號。結果，如圖8所示，每個第二級電晶體產生一具有快邊緣(fast edge)和慢邊緣的脈衝。在圖9中，第二轉換級的輸出被求和，使得全部的差分混頻項只在快速轉變上以2倍於LO頻率轉換。
儘管發明的混頻器是雙平衡的，但是使用圖6-9，可以容易理解如圖3所示的以單平衡混頻器形式的混頻器的操作。本機振蕩器(LO)信號可以是正形或者正弦波發生器。對於這個例子，使用正弦波發生器來提供圖6所示的四個LO輸出。四個LO輸出的每一個都驅動第一轉換級中的一個電晶體以及第二轉換級中的兩個電晶體。每個第一轉換級電晶體的輸出驅動兩個第二轉換級電晶體。驅動指定的第一轉換級電晶體的LO的相位從驅動兩個第二轉換級電晶體的LO信號之相位偏移+/-90°，其中所述兩個第二轉換級電晶體被指定的第一轉換級電晶體驅動。圖7中顯示了第一轉換級中的四個電晶體的每一個的輸出。圖8顯示了第二轉換級中的八個電晶體的每一個的輸出。如圖9所示，對第二級轉換設備之輸出進行混頻的結果是BB＝RFin*sin(flo*t)cos(flo*)＝RFin*sin(2flo*t)，其中BB是基帶信號，RFin是射頻輸入信號，flo是本機振蕩器頻率。
本發明的次諧波混頻器結構具有四路對稱性。四路對稱性具有幾個重要的效果。一個是它保證對稱地加載四個LO信號。這個對稱性對於保持在LO中90°相位分開始很重要的。非90°相位分開允許從RF部分到基帶的直流(DC)信號洩漏，通常在損害IIP2的情況下。四路對稱性也抑制了在RF部分產生2*flo，以及在其它任何地方產生2*flo信號的反相位。因此，這個設計改進了兩個主要的DRC特定的混頻器規範(LO放射以及IIP2)。
四路對稱性的使用也允許電晶體的第一轉換級設置作為四路比較器進行操作，意味著電晶體不可能特別地被硬轉換(看圖7)。實際上，削波的使用(其通常增大硬轉換)使這個影響更嚴重。通常，這個將導致不良的噪聲指數以及低增益。然而，第二轉換級的加入防止了削使用所產生的問題。第二轉換級是硬轉換，並且包括由反相LO信號驅動的不同電晶體對。正如圖8中可以看到的，第二級電晶體的每一個輸出都經歷兩個轉變，當電晶體自身接通/斷開時是快轉變，當驅動它的第一轉換級電晶體接通/斷開時是慢轉變。慢轉變通過第一轉換級到第二轉換級以及到輸出。然而，輸出的連接性保證了慢轉變任何一側的兩個輸出都重新結合(例如，在圖8中，Q29和Q35的輸出進行求和)。這得出一個結論任何指定的第一轉換級電晶體對之間的轉變行為都對輸出沒有影響。如圖9所示，只根據第二轉換級的快轉變，來硬轉換輸出。這意味著第一轉換級沒有相位噪聲、沒有失配影響、沒有增益損失或者任何與電晶體轉變相關的其它影響。此外，因為給定的第一轉換級電晶體的輸出在兩個輸出之間被均勻地分開，所以第一轉換級中的I/f噪聲或者其它近直流(near-DC)影響都被第二轉換級上變頻，並且沒有以基帶信號的形式洩漏到輸出。
因此，第一轉換級可以被硬驅動，而對減弱沒有多少性能。這允許使用驅動到三極體狀態的小的、短溝道的、N溝道場效應電晶體，以及還允許合理的性能，這是很重要的，因為它意味著驅動第二轉換級的LO線也可以直流(DC)耦合到第一轉換級。將第一轉換級電晶體放在三極狀態也增大了淨空和/或允許在LO線上使用較大的輸入擺動。只有第二轉換級應該具有硬轉換。因為第一級轉換級的器件在它們各自的反相位LO信號的過零點進行轉變，所以LO信號可以是正弦波或正波，而沒有四路比較SHM帶來的性能減弱。
雖然圖1和2顯示利用N溝道金屬氧化物半導體(NMOS)實現的本發明次諧波混頻器，同樣可以利用P溝道金屬氧化物半導體(PMOS)來實現次諧波混頻器，具有在速度上關聯的成本以及改進了閃爍噪聲。
可替換的實施例是上述設計的雙極性版本。然而，第一轉換級優選地應該保持在飽和狀態之外。
雖然已經描述了本發明的各種實施例，本領域普通技術人員都可以領會到更多實施例和實現都可以在本發明的範圍內。
權利要求書(按照條約第19條的修改)19、一種次諧波混頻器，包括本機振蕩器接口，用於接收一個本機振蕩器信號，所述本機振蕩器信號包括四個相等間隔的相位分量；第一轉換級，用於接收一第一和第二電流以及所述本機振蕩器信號，以提供八個中頻電流，每一個中頻電流響應於所述相位分量其中之一以及所述第一和第二電流其中之一；以及第二轉換級，用於接收所述中頻電流以及所述本機振蕩器信號，以提供十六個基帶電流，每一個基帶電流響應於與用來產生相應中頻電流的相位分量相鄰的兩個相位分量中的一個；以及基帶輸出，其通過對所述基帶電流進行求和而產生。
20、根據權利要求19的混頻器，其中，所述基帶輸出包括一對分量，每一個分量是通過對所述基帶電流中的八個進行求和而產生的。
權利要求
1.一種次諧波混頻器，包括本機振蕩器接口，用於接收一本機振蕩器信號，所述本機振蕩器信號包括一波形，該波形具有四個相等間隔的相位分量；第一轉換級，用於接收一輸入電流以及所述本機振蕩器信號，以提供四個中頻電流，每一個中頻電流響應於所述相位分量其中之一以及所述輸入電流；以及第二轉換級，用於接收所述中頻電流以及所述本機振蕩器信號，以提供八個基帶電流，每一個基帶信號響應於與用來產生相應中頻電流的相位分量相鄰的兩個相位分量中的一個；以及基帶輸出，其通過對所述基帶電流進行求和而產生。
2.根據權利要求1的混頻器，其中，所述四個相位分量包括0°相位分量、90°相位分量、180°相位分量、以及270°相位分量。
3.根據權利要求1的混頻器，其中，所述四個相分量包括45°相位分量、135°相位分量、225°相位分量、以及315°相位分量。
4.根據權利要求1的混頻器，其中，所述基帶輸出包括一對分量，每一個分量都是通過對所述基帶電流中的四個進行求和而產生的。
5.根據權利要求1的混頻器，其中，所述第一轉換級包括多個互補金屬氧化物半導體電晶體。
6.根據權利要求1的混頻器，其中，所述第一轉換級包括多個N溝道金屬氧化物半導體電晶體。
7.根據權利要求6的混頻器，其中，所述第二轉換級包括多個npn雙極結型電晶體。
8.根據權利要求1的混頻器，其中，所述第一轉換級包括多個P溝道金屬氧化物半導體電晶體。
9.根據權利要求1的混頻器，其中，所述第二轉換級包括多個互補金屬氧化物半導體電晶體。
10.根據權利要求1的混頻器，其中，所述第二轉換級包括多個N溝道金屬氧化物半導體電晶體。
11.根據權利要求1的混頻器，其中，所述第二轉換級包括多個P溝道金屬氧化物半導體電晶體。
12.根據權利要求1的混頻器，其中，所述混頻器是單平衡混頻器。
13.根據權利要求1的混頻器，其中，所述混頻器是雙平衡混頻器。
14.一種用於對接收的射頻(RF)信號進行下變頻的方法，包括接收一RF信號；提供四個相等相移的本機振蕩器信號；將所述RF信號與所述四個相等相移的本機振蕩器信號的每一個進行混頻，以產生多個中頻(IF)信號；將所述中頻信號的每一個與相鄰於用來產生該IF信號的本機振蕩器信號的兩個相移的本機振蕩器信號進行混頻，以產生多個基帶(BB)信號；以及對所述基帶(BB)信號進行求和，以提供一個基帶輸出。
15.根據權利要求14的方法，其中，所述求和步驟包括對所述BB信號的一半進行求和，以提供所述基帶輸出的第一分量；以及對所述BB信號的另一半進行求和，以提供所述基帶輸出的第二分量。
16.根據權利要求14的方法，其中，所述RF信號包括正的和負的分量。
17.根據權利要求16的方法，其中，混頻所述RF信號包括將所述分量的每一個與所述四個相等相移的本機振蕩器信號進行混頻，以產生八個中頻信號。
18.根據權利要求17的方法，其中，混頻所述IF信號包括將所述中頻信號的每一個與相鄰於用來產生該中頻信號的本機振蕩器信號的兩個本機振蕩器信號進行混頻，以產生十六個基帶信號。
19.一種次諧波混頻器，包括本機振蕩器接口，用於接收一個本機振蕩器信號，所述本機振蕩器信號包括四個相等間隔的相位分量；第一轉換級，用於接收一第一和第二電流以及所述本機振蕩器信號，以提供八個中頻電流，每一個中頻電流響應於所述相位分量其中之一以及所述第一和第二電流其中之一；以及第二轉換級，用於接收所述中頻電流以及所述本機振蕩器信號，以提供十六個基帶電流，每一個基帶電流響應於與用來產生相應中頻電流的相位分量相鄰的兩個相位分量中的一個；以及基帶輸出，其通過對所述基帶電流進行求和而產生。
20.根據權利要求1的混頻器，其中，所述基帶輸出包括一對分量，每一個分量是通過對所述基帶電流中的八個進行求和而產生的。
全文摘要
描述了次諧波混頻器(106)和對接收的射頻信號進行下變頻的方法。本發明的次諧波混頻器(106)使用高階對稱的兩層轉換內核(184、186)，以減小不希望的諧波產生，以及使用電晶體(Q1～Q24)，以改善淨空。
文檔編號H03D7/14GK1685623SQ03823375
公開日2005年10月19日 申請日期2003年9月30日 優先權日2002年9月30日
發明者阿爾·莫爾納, 傑夫·哈徹, 拉胡爾·馬貢 申請人:天工方案公司