模/數轉換器中的靜態誤差的校正的製作方法

2023-12-08 18:01:16

專利名稱：模/數轉換器中的靜態誤差的校正的製作方法
技術領域：
本發明涉及到採用連續近似程序來校正模-數轉換器中的靜態誤差，並且涉及到模數轉換器，特別涉及到具有內置糾錯的模數轉換器。
現有技術的背景和狀態在無線通信設備中，通常必須將輸入信號轉換成數字形式。另外，準備由設備發送的數位訊號往往又要轉換成模擬形式。

圖1表示在這樣的通信中採用的一種典型簡化電路的示意圖。一個模-數轉換器(ADC)1被連接到輸入線5上，並且將數字數據提供給一個信號處理器9，後者又將信息送給圖中沒有表示的用戶電路。在實際的實施例中，ADC所具有的傳遞函數都包括誤差。這種誤差會導致信噪比(SNR)和無寄生動態範圍(SFDR)的性能惡化。在典型的應用中，輸入線5被連接到從一個天線10接收信號的某種射頻接收設備8上。
存在於ADC轉換操作中的這一類誤差被稱為靜態誤差，並且被定義為與ADC的實際輸入信號無關的那些誤差。這些誤差在時間上大致是穩定的，或者是變化很慢，因此在下文中假設其在時間上是不變或恆定的。典型的例子包括匹配特性。
本文所述的ADC採用一種連續近似程序，並且稱其為SA-ADC。另外還採用了二進位搜索和子區域化，並且在子區域化步驟中採用了冗餘碼，參見Jan-Erik Eklund，「A/D conversion for sensorsystems」，和Thesis，Linkopings Universitet，1998，Jiren Yuan，Christer Svensson，「A 10-bit 5-MS/s Successive ApproximationADC Cell Used in a 70-MS/s ADC Array in 1.2μm CMOS」，IEEE Journalof Solid State Circuits，Vol.29，No.8，pp.866-872，Aug.1994以及「SPT7860，10-BIT，40MSPS，175mW A/D CONVERTER」，Data sheet，7/24/96，Signal Processing Technology，Inc.，4755 Forge Road，Colorado Springs，Colorado 80907，USA。
發明概述本發明的一個目的是採用無需特別修整的信號為ADC特別是並行ADC提供一種有效的數字糾錯。
本發明的另一個目的是提供一種用於校正ADC中的靜態失配的方法和裝置。
本發明在數字域中提供了一種用於校正模擬域中的靜態，特別是匹配誤差的方法。該方法可以執行以下的步驟1. 測量ADC輸出的未校正數字值的實際直方圖。
2. 根據測量直方圖估計預期直方圖。
3. 根據預期直方圖計算測量直方圖的偏差。
4. 根據計算的偏差計算出一個校正表。
5. 用來自校正表的值校正輸出數據，對未校正數據進行校正，也就是將該值加入未校正數字值。
還可以校正並行ADC中ADC單元的增益和偏移誤差。提供了一種具有參考電平發生器的ADC，它產生的粗略參考電平具有良好的穩定性，但是仍然不需要過多的部件來提供精細參考電平。
附圖簡介以下要參照附圖用非限制性實施例來解釋本發明，在附圖中圖1是無線電信號接收裝置的一個示意圖；圖2是ADC的電路圖；圖3a，3b是子區域化的示意圖；圖4a，4b是冗餘子區域化的示意圖；圖5a，5b是冗餘子區域化的示意圖，分別用於粗略參考電平之間過大和過小的步幅；圖6的曲線表示用於一種輸入正弦信號的輸出碼的分布；圖7a，7b是冗餘子區域化的示意圖，分別用於兩個粗略參考電平與分別比兩個粗略參考電平中較高的一個稍低和稍高的輸入信號之間過大的步幅；圖8是用於具有靜態誤差的一種ADC的輸出碼的一個模擬直方圖；圖9是用於具有不同靜態誤差的一種ADC的輸出碼的一個模擬直方圖；圖10的示意圖表示一個13-位ADC的子區域化級；圖11的示意圖表示用圖10的子區域化級進行輸出編碼的計算；圖12的示意圖表示為粗略參考電平的誤差計算出的誤差；圖13a，13b分別用曲線表示了為粗略參考電平的靜態誤差和動態轉換誤差計算出的誤差；圖14用曲線表示了粗略參考電平具有靜態匹配誤差的一種ADC的模擬直方圖；圖15用曲線表示了根據圖14的直方圖估算出的預期的高斯分布；圖16用曲線表示了用於具有匹配誤差的一個ADC的模擬和預期的直方圖；圖17用曲線表示了具有誤差的粗略參考電平的預期直方圖；圖18用曲線表示了類似於圖14的粗略參考電平具有靜態匹配誤差的一種ADC的模擬直方圖；圖19用曲線表示了對圖18的直方圖進行低通濾波後獲得的一個直方圖；圖20是按照現有技術的ADC中的控制和計算單位的一個方框圖；圖21是在具有靜態糾錯的ADC中的控制和計算單位的一個方框圖；圖22是由圖21的控制和計算單位中的計算單位所執行的步驟流程圖；圖23是一種並行ADC器件的方框圖；圖24的示意圖表示在一個並行ADC器件中各單元的轉換時間；圖25的方框圖表示各單元具有增益和偏移誤差的一種並行ADC的一部分；圖26是由用於執行增益和偏移校正的並行ADC的各單元內的控制和計算單位中的計算單位所執行的附加步驟流程圖；圖27是在用於執行增益和偏移校正的並行ADC的各單元內的控制和計算單位中的計算單位的方框圖；圖28是用於並行ADC的一種公用參考電平發生器的電路圖；圖29是用於並行ADC的一種僅僅部分公用的參考電平發生器的電路圖；圖30是單獨用於並行ADC中各單元的參考電平發生器的電路圖，以及圖31的電路圖表示具有單個計算單位的一種並行ADC，用於計算一種估算或濾波的模型分布。
最佳實施例的說明採用連續近似的模-數轉換器(SA-ADC)可以使用一種二進位搜索方法。然後將一個輸入信號的採樣值Vs和一個序列的已知參考值相比較。從具有多個輸出信號或參考電平的一個參考源中選擇參考值。在比較中對數字碼x採用的輸出參考信號是VR(x)，它是一個幅度為(x·Vunit)[V]的電壓，其中的Vunit是單位電壓。在搜索輸出碼時採用的參考信號序列是由二進位搜索算法來確定的。首先將採樣值Vs與搜索範圍中間的參考值VR(middle)相比較。這一比較的結果就是搜索到的數字輸出字的最高有效位(MSB)，它就是與採樣值Vs偏離了最小可能量的一個參考信號VR(x)相對應的數字碼x。根據第一比較的結果選擇一個新的參考值。如果Vs＜VR(middle)，結果就是MSB＝0，而準備與Vs比較的下一個參考值就低於VR(middle)。如果Vs≥VR(middle)，結果就是MSB＝1，而準備與Vs比較的下一個參考值就高於VR(middle)。然後對搜索到的輸出字中的剩下的位重複同樣的比較。
對於n-位的解析度，所需的參考電平或數值的數量大致是2n，它可能是一個很大的數。這時就可以採用一種子區域化技術，參見M.P.V.Kolluri，「A 12-bit 500ns Subranging ADC」，IEEE Journalof Solid State Circuits，Vol.24，No.6，Dec.1989.用參考電平VRC(y)和VRF(z)的粗略部分VRC和精細部分VRF序列中所包括的參考電平來劃分需要轉換的信號Vs的總範圍，將一個粗略參考電平和一個精細參考電平相加而提供一個「合成」參考電平，然後將其與採樣信號Vs相比較，y和z都是參考電平的序號。對於「均等的」劃分，粗略和細微部分各自有2n/2個參考值，因此，ADC就有2n/2+1個參考值。其算法就是找出最小的整數y，z|Vs-(VRC(y)+VRF(z)| (1)或者是有可能找出有差別的y，zVs-(VRC(y)+VRF(z)) (1』)取可能的最小正值
y和z各自被選擇為對應著包括n/2位的二進位字的整數，並且都處在
的範圍內。而對應的數字碼就是x＝y·2n/2+z，這樣就有2n個可能的結果。為了完成這一任務，必須準確地選擇參考值VRC和VRF。為了分析實際的效果可以採用一種硬體定向表示法找出最小的整數y，z|VS·CC-y·VCunit·CC-z·VFunit·CF| (2)可以用圖2所示的電路來實現。由參考發生器11，13分別通過開關15，17向電容CC和CF提供輸出參考電壓y·VCunit和z·VFunit。採樣值Vs通過從連接到參考發生器11的電極上連接到電容CC的一個開關19。沒有連接到各個參考發生器1l，13上的電容CC，CF的電極在一個節點N上彼此連接後通過一個開關Ss接地，並且連接到比較器2l的一個輸入，對比較器的另一個輸入提供某一小的參考電壓。比較器2l的輸出被連接到一個控制電路23，它控制參考發生器11，13和開關15，17，19，Ss，並且提供搜索到的數字輸出字x。
在圖2的電路中按以下方式執行公式(2)用電容CC，CF對模擬值Vs採樣，在節點N上得到電荷(Vs·CC+O·CF)。通過對電容CC，CF施加參考電壓而減少電荷。如果某一參考電壓所產生的電荷近似等於節點N上的採樣電荷，就找到了正確的參考電平。有效參考電荷是(y·VCunit·CC)和(z·VFunit·CF)。在圖3a，3b中表示了子區域化方法的例子。
另外，在SA-ADC中可以有益地採用冗餘輸出碼，參見所引用的M.P.V.Kolluri的論文。所謂冗餘碼的意思是輸入採樣信號值Vs的至少某些電平有可能存在若干輸出碼。引入冗餘的初衷是為了在轉換MSB的過程中處理動態誤差。然而如下文所述，冗餘碼也可以用來校正靜態誤差。冗餘是通過讓精細參考具有比所需更高的電壓電平而獲得的，這樣就能比一個粗略電壓單位覆蓋更大的範圍，參見圖4a，4b。解析度也就是最精細參考源的兩個電平之間的最小距離和沒有採用冗餘的ADC中是一樣的，但是輸出字被縮短了，也就是位數比較少。在圖3b，4a和4b中表示了對Vs的同一個輸入電平進行轉換的結果。其結果應該是相同的(＝8)。在圖4a和4b中表示了獲得這一結果的兩種途徑。
在計算兩個MSB時允許有錯誤，仍然可以為採樣值Vs找到正確值。在圖4a中讀出的MSB應該是y＝10BIN，但找到的卻是y＝01BIN。對於y，數碼01BIN和10BIN之間的精細參考值的序列被延長到了01BIN和11BIN之間的範圍，這樣就能找到正確的電平。在圖4b中可以找到正確的MSB，並且能夠直接採用y-值01BIN和11BIN之間的精細參考電平。
如上所述將MSB作為y，而LSB作為z。然後用它們組合成一個數字輸出碼xx＝4·y+(z-2)＝100BIN·y+(z-10BIN) (3)數值4代表精細標度上與粗略標度上的一個電平相等的4個電平。數值2是因為精細標度上的兩個碼有負重疊。
參考電平的產生依賴於匹配無源成分。首先，電容CC和CF必須匹配，這一般都不成問題，因為在集成電路中製作高精度電容是很容易的。然而，要足夠好地匹配電壓電平VRC(y)＝y·VCunit和VRF(z)＝z·VFunit是不容易的。產生大量電壓電平的一種簡單和慣用的途徑是通過包括許多電阻的電阻階梯來分壓，所有電阻值都應該相同，但是實際的電阻與上述相同的電阻值總會有小的偏差。因此，用於碼y的各個粗略電壓單位VCunit(y)＝VRC(y+1)-VRC(y)就也會有小的誤差，並且原來應該等於y·VCunit的電平VRC(y)是m=0y-1VCunit(m)=m=0y-1(VCunit+V(m))----(4)]]>其中的VΔ(y)是碼y的等於電平中的誤差。在圖5a中，電平10高於預期值，而在圖5b中則低。用實際電平VRC(y)轉換一個輸入信號，但是ADC的數字輸出x代表預期電平。
用於碼y的一個參考電平的大小或間距也就是數量VCunit(y)＝VCunit+VΔ(y)＝VRC(y+1)-VRC(y)會影響到在轉換一個或多或少具有隨機形狀的輸入信號時出現在電平中的碼的數量，從而提供大量的轉換值。這樣就能用統計方法測量其大小或間距。可以根據測量計算出一個粗略參考電平大小偏差的一種測量方法被稱為DifferentialNon-Linearity(DNL)。在測量時施加一個測試信號作為ADC的輸入信號，並且測量輸出碼的直方圖。對於具有對應著轉換範圍的擺動的一種標準正弦波的輸入信號，其直方圖就象一個浴缸，參見圖6。對於理想的ADC，這一直方圖是一條平滑曲線。然而，由於上述電阻值的偏差等造成的靜態匹配誤差，任何ADC的輸出碼的直方圖都會與理想曲線有偏差。用DNL值為每一個碼i來量化這種偏差或誤差，量化結果如下DNL(i)＝(#Measured(i)-#Theoretical(i))/#Theoretical(i) (5)對於圖5a所示的參考電平，假設對所有位的轉換都是準確完成的，就不會獲得象圖4a所示的情況。粗略參考電平中的電平10存在匹配誤差。根據Vs，精細參考電平VRF(z)被映射到01和10之間，參見圖7a，或者是映射在10和11之間，參見圖7b。理想的情況是，輸出碼的精細參考部分應該包含碼z＝010BIN，011BIN，100BIN或101BIN。然而，在圖7a中，精細部分只有幾個輸出值的碼z＝110BIN。碼110BIN的密度就是粗略電平y＝10BIN中測得的誤差。用類似的方式，精細碼z＝101BIN的碼密度在圖7b中太小了，說明對應著碼y＝10BIN和y＝11BIN的粗略電平之間的距離過短。
模-數轉換可以提供一種數字碼。用數字碼代表由於匹配誤差而不確定的真實參考電平。可以用測得的DNL信息找出輸出碼的解碼，並且將輸出碼映射到更方便的線性標度上。研究圖7a和7b可以發現，碼y＝10BIN很可能是10.001BIN。這種信息可以用來調節所有的碼與其實際電平的匹配。
在測量具有兩個子區域級的ADC時，可以給出具有48個唯一電平的6位輸出。3個MSB和3個LSB各自給出8個電平。8個精細電平中的6個等於一個粗略電平。可以將其與4個精細電平等於一個粗略電平的圖4a，4b相比較。從下式中得到數字輸出碼xx＝6·y+z (6)粗略參考值的範圍是
，而精細參考值在範圍
內具有唯一的電平。碼y＝010BIN和z＝111BIN給出的同一輸出碼是y＝011BIN和z＝001BIN，也就是19。
然後將精細參考電壓的間距從1.8V改成1.6V，以便更清楚地觀察到失配。典型的失配結果如圖7a中所示。因為精細參考值的序列有所壓縮，碼z＝111BIN在此時代表唯一的模擬值。然而，由公式(6)給出的數字解碼器不能達到這一要求。結果就是某些碼的密度過高，就象圖8的直方圖中的碼19，25，31和37那樣。
如果將精細參考電平的序列改成按照下式映射成粗略參考電平的序列x＝7·y+z (7)也就是精細標度上的7個電平對應1個粗略電平，所得的直方圖如圖9所示。有幾個碼變得過於稀疏，例如是碼21，28，35和42。
從圖8和9可見，DNL測量能顯示出有失配。儘管在這種情況下的失配是由外部強加的，仍然可以用DNL測量找到內部失配。在測得的情況下，所有粗略電平相對於精細參考電平都具有相同的誤差。在真實情況下，粗略參考電平序列中的所有電平與精細參考電平都具有各自的關係。為了校正可以對每一個粗略參考電平採用一個列出校正值的表。
在下文所要討論的一個更加複雜但是更加實際的實施例中，ADC具有分別有4，4和5位的三個子區域級。這些碼是冗餘的，並且按照圖8所示來分段。設想的碼塊A，B和C對應著分別用來分離由四，四和五位構成的二進位字的子區域級。這些塊必須經過加權組合成單個數字字。設計的加權函數是D＝(A·12+B)·12·2+C (8)其中來自各級的實際碼也被稱為A，B和C，而準備從ADC送出的碼是D。A和B處在
的範圍，而C的範圍是
。輸出碼D的範圍是
，也就是稍稍大於12位。碼A，B和C有若干種組合能夠提供同樣的結果D，還有一些不應該出現的組合。C的24個中間碼對應著B的單位碼間隔，而B的12個中間碼對應著A的單位碼間隔。
實際輸出字D應有的偏移如下D＝(A·12+(B-Boffs))·12·2+(C-Coffs) (8』)在此處用Coffs和Boffs表示子區域級各自的偏移，它們的理想值分別等於4和2。這樣的總偏移就等於52。然而，在以下的說明中不考慮這一總偏移，因為它僅僅是減去了一個常數。
在這種情況下的無冗餘輸出碼是D＝(A·16+B)·16·2+C(9)因為12小於16，最高有效位在冗餘輸出碼中具有較小的權重。
A，B和C各值是由某種物理元件產生的，如上所述會具有匹配誤差。以後將物理電平命名為要素VA(x)，其中的x就是碼。沒有變量的VA一般代表關於A的一組物理電平。這樣，VA(3)就是對應著數字輸出碼A＝3(MSBs＝011RIN)的物理電平。
利用一種設計極為精密的物理元件可以獲得誤差約為0.1％的匹配。然而如下文所述，這一誤差對於由10位以上構成的總輸出字還是太大了。然而，元件值的誤差及其匹配是靜態的，可以通過本例所述的針對子區域級的統計學測量來解決首先按照公式(8)用作為ADC輸出信號一部分的9個LSB(B和C級)形成一個字PP＝B·24+C(10)而輸出字就是(不考慮數字偏移)D＝A·288+P (11)P的範圍是
(15·24+31＝391)。P的中間288(＝12·24)個碼對應著位於VA的各步幅之內的那些參考電平，即在VA(x)和VA(x+1)之間，這些碼對A的各個值是唯一的，參見圖11。這樣，A中的每一步幅就和碼P中的288個步幅具有相同的權重。
由於冗餘，A，B和C的若干組合會給出相同的輸出碼D例如是{A，B，C}＝{1，13，28}＝＞{A，P}＝{1，340}＝＞D＝628{A，B，C}＝{2，2，4}＝＞{A，P}＝{2，52}＝＞D＝628VP的典型精度必須比1LSB好。因此，對VP的匹配要求就是Matching_Error＜1/288＜0.35％，這可以通過上文所述的精密設計來實現。這樣就不能考慮VC(x)和VB(x)中的誤差。對VA的精度好於1LSB的情況，對VP的匹配要求就是Matching_Error＜1/4608＜0.022％，，這是不容易實現的。顯而易見，對VA的要求必須比對VP的要求高，因為VA覆蓋的信號範圍比VP大。
在校正靜態誤差時，可以用P或VP構成的範圍測量VA中每一步幅的大小，也就是步幅或間隔ΔA(x)＝VA(x+1)-VA(x)。在實際使用ADC時執行校正，然後將某一模擬信號送到ADC進行轉換，給出多個輸出數字值。對於用公式(11)計算的需要由ADC提供的每一個輸出值D都有一個用於A的值和一個用於P的值。將用於A的每一個值的碼P歸入一組。用於A＝3的P值用PA＝3表示，依此類推。這樣就能獲得16個不同的直方圖，每個直方圖用於各組PA＝x之一，x＝0，1，...，15。如果步幅高度ΔA(x)對所有x都是相同的，為了適當選擇輸入模擬信號，直方圖就能表示出使用了288個不同的PA碼，因為理想的ΔA(x)＝288·ΔP，其中的ΔP是P中的單位步幅。如果步幅大小ΔA(x)對一個碼x是錯的，就使用不同數量的PA碼。用測量的結果產生一個查詢表，在表中列出用於A碼的真實值。對於查詢表L(A)，ADC的輸出構成是Dcorrected＝L(A)+B·24+C＝L(A)+P(12)其中的A在查詢表L中被用做一個記錄的地址。
假設對應著ΔA＝2的步幅太寬了，並且在總範圍內具有0.28％的誤差。這相當於一個0.28％·16·288 LSB＝13LSB的誤差。在這種情況下，只要不存在動態誤差，就可以採用PA＝2中的(288+13)個碼。對應著物理步幅ΔA＝2的校正數字範圍就是ΔL(2)＝L(3)-L(2)＝304。這樣形成的校正表就是L(0)＝0L(1)＝ΔL(0)L(2)＝ΔL(0)+ΔL(1)L(3)＝ΔL(0)+ΔL(1)+304由於輸入信號的形狀與提取採樣的形狀不同，從採樣值獲得的碼普遍存在不均勻分布，參見圖6的浴缸狀曲線。有些輸入信號電平Vs可能更常見，也就使某些輸出碼更常見。要解決這一問題就要測量來自ADC的輸出值的直方圖hm，並且將其與輸入信號的直方圖也就是真實的直方圖相比較。其偏差就是測得的誤差，如上所述將其稱為(DNL)Differential Non-Linearity。然而，真實直方圖是未知的。也就是說，必須用預期輸入信號的存在信息作為依據來估算預期的直方圖he，he＝f(hm，θ) (13)其中的hm是測得的直方圖，而θ是用某種形式描述預期直方圖特徵的一個量值。在量值θ中例如可以包括按以下定義的參數 ，N。這樣就能大致計算出各個未校正輸出數字值的相對誤差e＝(hm-he)/he(14)對於正確的密度，e＝0。對於過多的碼，e＞0。對於過少的碼，e＜0。這樣就能如下所述用誤差e產生一個校正表。
在圖12中表示了在步幅A上的相對誤差e。圖中表示了A＝6和P＝340左右的輸出碼的誤差，與圖11相比對應著D＝2068，A＝7和P＝52，並且表示出相對誤差大約等於零，唯獨對於大約20個碼也就是高達2088時在這一步幅以上的一個區域中等於一。這意味著參考電平VA(7)過高，而準確電平處在第一個步幅的電平上，對應著20個精細電平，也就是在VC以上的電平，而輸出數據必須要相應地校正。
在類似於圖12但是縮小了標度的圖13a，13b中，第一個圖表示的情況與圖12相同，其電平的位置過高。在圖13b中表示了用於動態轉換的情況。在這種情況下，在粗略變量A的一個軸的兩側有偏離零的誤差。軸的一側的誤差等於+1，而相反一側的誤差等於-1。然而，總誤差是相互平衡的，因此，如果在變量軸的整個範圍R內對這一誤差積分或求和，就能獲得等於零的結果，這是一種典型的動態誤差。在實際情況下可能是圖13a，13b所示情況的組合。通過在軸的一定範圍內求和總是能消除這種動態誤差。如果誤差的和為正，就說明對應的參考電平過高，如果和是負的，就是參考電平過低。和的絕對值給出了在對應數目的LSB中的參考電平的誤差。
以下要說明如何估算一個預期的直方圖或者是一般確定一個預期的直方圖。在某些應用中，輸出碼的具體分布是可以預料的。例如對於DMT-系統(Discrete Multi Tone)，高斯分布是預料之中的。如果將預期碼密度的形狀假設為高斯分布，就能從未校正數據的序列估算出這種分布的參數( ，N)，D(i)^=1Ni=0N-1D(i)----(15)]]>^=1Ni=0N-1(D(i)-^)21/2----(16)]]>對於X＝
，可以從下式中找出估算的預期分布he(x)=1^2e-(x-^)222----(17)]]>對於x＝
。
圖14表示用於適當選擇的輸入模擬信號的一個模擬的直方圖。假設的電平誤差如圖12所示，並且由對應著電平軸的高計數可以觀察到這一誤差。在圖15中繪製了由模擬的直方圖估算出的高斯分布。
可以按類似於上述的方式用公知的統計學方法估算出輸出碼分布的其它預期形狀例如是矩形。對於某些應用，分布的預期形狀可能是未知的，通用ADC就是這種情況。在這種情況下可以如下文所述通過對測得的直方圖低通濾波而確定其預期的直方圖。在濾波過程中能夠消除或者至少是削減通常具有高頻特性的那些失配誤差。
可以把一個完整的直方圖換成圖16所示的局部直方圖，它是對可供使用的A各個值而確定的，因而可以計算出PA。在圖16中假設輸入模擬信號在轉換範圍的中心會產生平均值為 的採樣，並且可以按適當的標準偏差 在轉換範圍分邊界處產生接近零的頻率。平滑曲線表示能夠為理想輸入信號給出完美高斯分布的採樣值並且是用於一種理想ADC的理想直方圖。具有噪聲或波紋的曲線表示用於典型輸入信號的模擬直方圖，並且是用於A-轉換電路中的某些步幅誤差的。在圖16中可以看出用於中間八個A-值的主要直方圖，因為A-值
和[10，11]在這一範圍的上、下邊界處的直方圖很小。如上文參照圖11所述，預期不會使用用於P的碼
和[340，391]。如果在實際轉換過程中仍然要用它們來測量，就會清晰地顯出步幅誤差，或者有可能是由冗餘特徵來校正的動態轉換誤差，可以參見轉換塊A＝3。
例如是校正範圍ΔA＝3，只要實際直方圖和預期直方圖是確定的。從預期直方圖中找到一個間隔的邊界範圍內出現的採樣的預期值He(A＝3)，在上邊界處的範圍例如是包括64個連續電平He(A＝3)＝∑he([(52+4·288-32)，(52+4·288+32-1)])在(對應著範圍R以上)這一幅度規定的範圍內的和全都取整數值。測得的直方圖值就是相同或對應範圍內的計數值之和Hm(A＝3)＝∑hm([PA＝3＝[391-52-32，391-52+32]PA＝4＝
])這一準確的項就是corr(A＝3)＝(Hm(A＝3)-He(A＝3))/He(A＝3)這樣就是僅僅對A＝3的預期高度以上的32個碼和以下的32個碼計數，也就是在電平VA(4)上。這樣，在粗略參考電平VA(x)，x＝0，1，...，15中的最大允許誤差就是對應著+/-32LSB的電壓。
因此，假設在例如+/-32LSB範圍之內允許A有誤差。將預期的重疊碼的計數加到一起。存儲器就可以僅僅包含A中每一個步幅周圍的2·32+2·32個值的計數，並且根據這些計數來確定一個估算的高斯分布。位於P的低邊界和高邊界處的這些存儲器地址的編號是0-63。如果A的步幅過大，存儲位置32-63中出現的計數就會比圖12有所增加。如果A的步幅過小，存儲位置0-31中出現的計數就會減少。在確定高斯分布時，可以假設在各間隔的上邊界處的這些值之間的直方圖是直線，例如圖15中各間隔端部的直線，但是也可以用標準的統計學方法直接估算高斯分布。
用另一種方式也可以找到預期的直方圖he假設在按位測量的A中的誤差err(A)是有限的，則|err(A)-288|/288＜0.25 (18)因此，在範圍P＝[123，267]內的碼的數量始終是正確的。可以用這些間隔內的計數來估算預期直方圖，例如是一種估算的高斯分布。或者是可以這樣來計算A-值在這一範圍內可能的總計數He(A)＝Δhm(PA[123，267]) (19)這樣能在一條曲線上給出16個點。通過內插可以找到中間值。這些中間值可直接用於與A中的步幅上適當數量的計數值相比較。或者用整個曲線或16個點來估算一種合適的分布例如是高斯分布。
對於圖18所示類似於圖14的模擬的計數分布來說，可以用未校正的輸出碼作為對應著時間的變量來執行濾波處理，並且其計數對應著信號濾波時的瞬時信號值。用一個低通濾波器消除「高頻」振蕩或波紋，所得的濾波信號如圖19所示。在這一電腦程式Matlab中使用的程序代碼如下c1＝-0.96875；c2＝0.03125；hny＝filtfilt(c2，[1 c1]，h_meas)；h_filt＝filtfilt(c2，[1 c1]，hny)；濾波的直方圖可以象上述的預期直方圖一樣用來為各個未校正的數字值計算相對誤差，然後找到準確的項。
如上所述，在ADC中如圖2所示的用於二進位搜索和輸出字計算的邏輯控制電路23可以不用任何校正，如圖21所示，它包含一個用於二進位搜索控制的單元41。該單元向參考發生器發出產生參考值VC，VB，VA的信號，響應一個時鐘信號而起動。按照從比較器21接收的信號來改變發出的信號。在來自比較器的信號指示出已經達到了參考電平的組合與採樣輸入值的最佳匹配之後，將找到的A，B，C的二進位值輸出到比較單元43，同時向計算單元提供一個指示這一新值有效的信號。計算單元會接收這一信號，按照公式(8)計算輸出字D，並且將其作為轉換器的輸出信號來提交。
圖21表示用於二進位搜索並採用校正來計算輸出字的邏輯控制電路23的框圖。該控制電路包含參照圖13所述用於二進位搜索控制工作的一個單元41。為A，B，C找到的二進位值被輸出到估算單元45。為B，C找到的二進位值還直接輸出到計算單元43』，但是找到的二進位A被提供給單元或存儲器47保存一個校正表L(A)。如果接收到新的二進位值A，校正單元47就將存儲的校正表L(A)提供給計算單元。接收到校正表值L(A)的計算單元43』按照公式(12)計算出輸出字Dcorrected並且將其作為轉換器的輸出信號。
估算單元45中的存儲控制單元49接收新找到的值A，B，C。提供首先計算出量值P並將其與預定的邊界值相比較來進行估算。如果判定由找到的A，B，C的組合代表的數字值應該計數，就可以利用A和P作為陣列中的行和列地址對計數存儲器51中的一個存儲單元尋址，並且將該單元中的計數增一。當計數存儲器51中有了足夠的計數時，例如是在一個存儲器單元的計數增量發生溢出時，就停止存儲控制的操作，不再對找到的A，B，C的新的組合計數，並且向用於計算校正表L(A)的單元53發出一個信號。單元53就按照上述的一種方法開始計數。當計數完成時，將新的校正表值L(A)存儲在表單元47中，將計數存儲器51復位並且向存儲控制單元49發送一個信號重新開始計數存儲器51中的增量計數。每當起動ADC之後可以將校正表存儲器47復位，它最好是一種在重新起動ADC時可以使用的非易失性存儲器。
如上所述，該單元在存儲器51的計數達到足夠數量的轉換採樣之後會具有新的數據L(A)，可用於校正計算單元53產生的輸出值D。除了存儲器單元計數的溢出狀態，也可以這樣來計算，即僅僅在ADC起動時或復位之後或者是周期性地計算。圖22表示了計算步驟的流程圖。
在第一框61中通過估算存儲在計數存儲器51內的陣列中的計數值來確定估算的直方圖he。例如可以用以下的一種方法來完成1. 用所有組合(A，B，C)或(A，P)的計數值估算出預期的分布例如是高斯分布。
2. 在每個A-電平的範圍內僅僅用組合(A，P)的計數值估算出預期的分布例如是高斯分布。
3. 在A-電平以上的A-間隔內部範圍內用組合(A，P)的計數值估算出預期的分布例如是高斯分布。
4. 計算A的每個步幅的中間間隔之內的總計數，並且通過內插得到總計數的一條平滑曲線。
5. 對作為未校正輸出碼的函數的計數進行低通濾波。
在下一個框63中計算每一個A-電平範圍的總計數，然後在框65中根據估算的直方圖計算出相應的估算的總計數。接著在框67中根據總計數計算出校正係數corr(A)，最後在框69中按照下式產生例如是用於相對校正係數的校正表L(A)ΔL(A)＝(1+corr(A))·spanA其中的spanA是對應著一個A-電平的精細電平也就是P-電平的數量。在所述的實施例中，spanA＝288。
或者是可以根據ΔL(A)＝∑e產生校正表，其中的和是在從A-1到A的軸上未經校正的數字值的範圍內提取的。
單個模-數轉換器的速度不能滿足某些應用。因而要布置多個單獨或獨立的ADC構成所謂的ADC單元或ADC通道，按照一種循環程序來轉換連續採樣值，每個單元的轉換與其它單元的轉換在時間上都是並行或多路復用地執行的，轉換程序按照連續的時間起動，可用於連續採樣的模擬值。這種合成器件被稱為並行ADC器件(PSA-ADC)，可參見Christer M.Svensson等人的美國專利U.S.5,585,796。在圖23中示意性地表示了這樣一種具有m個並行通道的並行ADC器件。在來自一個時間控制單元115的時鐘信號的控制下，通過連續閉合對應著各個ADC單元1131，1132，...，113m的一個採樣和保持電路1111，1112，...，111m中的開關19的開關對輸入模擬信號Vs採樣，將Vs的瞬時值保持或存儲在各自的採樣和保持電路中。連接到採樣和保持電路的ADC單元將保持的值與參考值相比較。ADC單元在輸出線上為一個多路轉換器117提供輸出字，從而獲得一串數字字作為整個器件的輸出。
圖24表示轉換程序的時序圖。從圖中可以看出每個ADC有一個長度為tc的用來轉換採樣值的時間周期，然後是一個用19表示的短的中間時間周期。每個通道按照相同和固定的頻率重複這一轉換程序，在圖24中用斜線表示各ADC單元的時間偏移。
在所述的用於靜態誤差的校正程序中，由於並行ADC中的各ADC單元中的往返誤差可能會出現一種誤差累積。用量化的標度P來測量步幅ΔA。P的預期精度是1LSB。這一誤差累積可能會變得很明顯，最終可能有16LSB的增益誤差，也就是16/4096＝0.4％。這樣就需要對各ADC通道的增益進行校正或平衡。
另外，設計的ADC單元具有相同的參考電平，採用圖2所示電路的參考發生器11，13。實際上，也可能因這些參考電平有所不同而存在誤差。這種誤差一般來說包括所有參考電平的特定誤差或平均誤差，可以稱其為偏移誤差，而需要轉換的整個轉換範圍也就是輸入信號範圍內的誤差可以稱其為增益誤差。增益是按照參考發生器和用於A的校正表中的碼的物理電平的範圍之間比例的原理來確定的，特別是粗略電平。
所述的每個ADC單元可以具有校正靜態誤差的特徵。在校正過程中計算一個直方圖，從而獲得未校正輸出值的一種測定的分布。可以用某種測量方式產生分布的寬度和分布的中心。例如可以計算出各單元計數的標準偏差σk和平均值μk^k=1Ni=0N-1(Dk(i)-k^)21/2----(19)]]>^k=1Ni=0N-1Dk(i)----20]]>這些計算值對於估算高斯分布中對應的參數(σk，μk)特別有效。
也可用於其它寬度測量方式來代替標準偏差，例如是按下式計算的各輸出碼的偏差的絕對值的平均值Gk＝1/N·∑|D-μk|(19』)然後按照這些測量結果調節各對應的偏移和增益。只要所有通道的數字值的數量N是相同的，就能用下式給出整個ADC器件的輸出信號的估算平均值，^=1ki=0k-1^k----(21)]]>同樣可以由下式給出由ADC器件提供的所有值的估算的標準偏差^=1ki=0k-1^2k----(22)]]>根據下式來計算各ADC單元的偏移offsk(0)＝[-(μk-μ^)]+const. (23)其中的常數是為了使Lk(0)不會獲得負值而使用的。在指定ADC的校正表中將這一偏移加到所有Lk(A)-值上。然後按照下式獲得各步幅的新校正值Δ』Lk(A)，將其加到已經為各個ADC產生的校正值Lk(A)上。Lk(A)=1k-^^spanAA----(24)]]>其中的spanA象上文一樣是精細電平即P-電平的數量，對應著一個A-電平。這樣就能用這一最終校正值來校正各單元增益有可能出現的偏差。
必須為圖23所示的並行ADC提供一個如圖25的框圖中所示的中心校正單元119。從每個ADC單元將中心和寬度測量值μk和σk提供給中心校正單元用來計算一個總中心測量值 和一個總寬度測量值 。隨後將這些值送到各ADC單元的估算單元45，用其中用於計算校正表的單元53製作精細校正表。在圖26的框圖中表示了由單元53執行的其它步驟。在框71中計算中心和寬度測量值μk和σk，並且在下一個框73中提供給中心校正單元。在框75中等待接收總中心和寬度值 和 接收到之後就在框77中計算偏移量，並最終計算出增益調節量，用來產生最終的校正表，在由ADC發送轉換值時使用。
上述用於校正偏移和增益的方法也可以用於這樣一種並行ADC，其中的各單元不採用基於靜態誤差校正的直方圖。在圖21所示的這種ADC單元中，原始或初始L(A)是用完全相同的步驟產生的，它也是製作直方圖的基本方法。然而可以簡化估算單元45特別是不需要很大的計數存儲器。在這種情況下使用的估算單元45』的框圖如圖27所示。當接收到一個模擬值的比較結果時，在第一計算單元201中計算未校正的數字輸出碼，例如是按照上述例子根據D＝A·288+B·24+C來計算。將這個碼相加求和後存儲在第一寄存器203中。還要將碼的平方相加求和後將平方值存儲在第二寄存器205中。在對預定足夠數量的未校正碼及其平方求和之後，停止求和並且起動第二計算單元207。它根據存儲的和計算出平均μk標準偏差σk，並且將計算值發送給中心計算單元119。第三計算單元209接收計算的總平均值和標準偏差 和 ，並且以此為依據計算出新的偏移和新的校正項Δ』L(A)。將校正項加到有效的原始L(A)-值上使步幅高度相等，產生的新L(A)-值最終存儲在表47中。然後將寄存器復位並重新開始求和程序。
如果能夠預料到計數值的分布與時間無關，也可以採用用於單個ADC單元的上述方法來調節並行ADC中各單元的增益。此時的寬度測量僅能顯示出由於循環或類似現象而累積的誤差。可以根據直方圖方法由大量的計數來確定有效寬度測量值，這些計數對應著為各個新確定的校正表L(A)製作的多個計數。
在並行ADC中可以為各個ADC單元單獨地產生參考電平，或者是採用在引用的Christer M.Svensson等人的美國專利中所述的一個公用參考發生器。圖28表示用於具有2+2位的ADC的一種公用參考發生器的電路結構圖。分別為電阻R1和R2的階梯提供兩個參考電壓VR1，VR2，每個電阻階梯有一個參考電壓。從具有電阻Rp的階梯線中的各個連接點上延伸到各個單元，並且通過開關連接到在圖2中用相加點N表示的相加點ref上。這樣，VCunit就是VR1/4，而VFunit等於VR2/4。各單元中的開關對用來與輸入信號相比較的參考電平進行選擇。單元3中的切換會在單元2和單元1中形成環路。這對於用於最高有效位的參考發生器是一個大問題。然而對低有效位的解析度要求可以接地，因而需要有失調。在線路中分布著交擾。
採用公用參考發生器的優點是顯而易見的，可以使不同單元的增益匹配或相等。其缺點是如上所述在不同單元間會通過參考線形成耦合。這種耦合取決於碼(信號)，對負載最高並且相對要求最高的MSB最為嚴重。
在每個單元各有一個分開獨立的參考發生器的並行ADC中，沒有單元間耦合的問題。這種結構的缺點在於電路可能很大並且可能有上述的增益誤差。圖29表示在並行ADC中與圖28類似的獨立參考發生器的電路圖。
因為在各單元中採用了子區域，僅有參考發生器的最高有效部分即用來查找A的那一部分也能為各單元單獨製作。從參考發生器的公用部分中查找用於A的校正項，並且按照對A的獨立電平一樣的方法來調節增益。圖30表示在並行ADC中僅僅為最高有效位設有單獨的參考發生器的一種電路結構，它與圖28和29類似。分別為電阻R1和R2的階梯提供兩個參考電壓VR1，VR2。每個單元設有電阻R1的一個電阻階梯，但是用於MSB的電阻R2的階梯是所有單元公用的。在單獨用於各單元的電阻階梯中沒有採用並聯電阻Rp。
這樣就能減少單元間的連接或耦合。參考電壓的電源線仍然是所有電源公用的，但是可以採用低阻抗線路。
在一個並行ADC中，可以用來自整個ADC的計數估算出預期的直方圖he，然後單獨校正各個單元。圖31表示這種結構的框圖。參見圖21，用來存儲未校正輸出數據的計數的存儲器51的內容全都被公用計算單元119』用於查找預期直方圖。這樣就能在單元119』內而不是各個ADC單元內完成圖22中框61所執行的操作。
本文所述的糾錯也可以用於BIST(Built In Self Test)。這是數字電路中的一種標準程序，但是難以在模擬電路中實現。糾錯程序可以按上述方法找出ADC中的某些誤差。通過對測得的直方圖進行分析就能對ADC作出推斷。
例1.如果這種方法對精細參考(碼B和/或C)無效，也就是它僅能提供一或幾個參考電平，在直方圖測量中就會丟失成組的碼。
假設一種無冗餘(例如D＝A·16·32+B·32+C)碼如果C僅僅提供其預期的32個碼中的4個，就會丟失所有碼的(32-4)/32＝7/8。
對於一種冗餘(例如D＝A·24·12+B·12+C)碼如果C僅僅提供其預期的24個唯一碼中的4個，丟失的碼數就取決於有用的4個碼，而差錯率在(24-4)/24＝5/6和23/24之間。
用直方圖邏輯中的零計數器很容易檢測到這些情況。然而，如果ADC沒有工作，即沒有接收到任何輸入碼，就無法預測數值或計數。因此，僅有現有的碼中最小和最大之間的零計數可以用於檢測。
這時可以執行以下的程序。根據糾錯的需要測量直方圖，然後對適當間隔內的零計數。如果檢測到有誤差，就設置一個表示誤差的誤差標誌或某種類似的指示器。
例2.如果粗略參考(碼A)失效，碼就會丟失，或是與預期值有很大的偏差，表L(A)中的校正值就會大大偏離預期的電平。通過減法和比較(閾值電路)就能檢測到這種誤差。
例3.如果模擬電路即比較器太慢，就會出現丟失碼的一種特殊圖形。按說動態糾錯能對付這一類誤差，但是如果由於比較器太慢或是某種原因而使誤差過大，動態糾錯就會發生溢出。
這種圖形是可以檢測的。該圖形具有典型的形狀，但是精確的形狀是由具體情況而決定的。從理論上說，丟失的碼是在某些參考電平的一側成組出現的。這種組比較大，更可能出現在對應著高有效位的電平上。
為了確定這一圖形，可以從ADC電路的輸出中提取某些採樣，並且檢查具體設計上的問題所在。然後對所有其它電路加載一個程序，提供可供查詢的圖形。
另一種方式是假設動態糾錯過分了。這時能檢測到動態糾錯的溢出，例如在本例中對同一個採樣是在B＝15和C＝31以上。對同一個採樣檢測到的下溢是B＝0和C＝0。如果溢出/下溢很頻繁，電路就失效了。
在說明書中，基於糾錯方法的直方圖僅僅是校正粗略參考電平即A-值。顯而易見，也能用某種校正方法利用冗餘的C-值來校正粗略參考電平後面的B-值，一直校正到最後的參考電平。在不同情況下不一定要採用相同的校正方法。
上文所述的基於匹配校準的直方圖允許放鬆靜態匹配要求。這種校準技術完全是數字的。額外取數時間很短，因為它能夠根據查詢表實時校正。這種校準最初需要有一些時間來獲取用於校準的足夠數據，該時間相當於107個採樣量級的轉換時間。
權利要求
1.一種根據從模擬信號連續採樣的模擬值確定數字值的方法，該方法包括以下步驟提供一個參考值序列，每個參考值有一個序號，將每個採樣的模擬值與參考值相比較，確定與採樣值最相配的一個參考值，根據確定的參考值的序號來確定代表這一採樣模擬值的一個未校正的數字值，其特徵在於還有以下步驟在一個預定時間周期中或者是對預定數量的採樣模擬值中出現的至少一些未校正的數字值計數，根據計數出現率計算未校正數字值的出現率的一個模型分布，提供數字值的模型出現率，比較計數出現率和模型出現率，在確定未校正數字值的步驟中，除了確定的參考值的序號之外還採用計數和模型出現率的比較結果來確定一個校正的數字值，以確定和未校正數字值相同或更高的精度來代表採樣的模擬值。
2.按照權利要求1的方法，其特徵是，在計算模型分布的步驟中，對作為未校正數字值的函數的計數出現率進行估算，提供一個可用做模型分布的預期分布。
3.按照權利要求1的方法，其特徵是，在計算模型分布的步驟中，對作為未校正數字值的函數的計數出現率執行低通濾波，以提供一個模型分布。
4.按照權利要求1的方法，其特徵是，在計算模型分布的步驟中對預定的計數出現率求和，提供一個相加的出現率，根據它通過內插計算出一個模型分布。
5.按照權利要求1-4之一的方法，其特徵在於在提供參考值序列的步驟中，提供第一子序列的粗略參考值和第二子序列的精細參考值，在確定未校正數字值的步驟中，將一個粗略參考值和一個精細參考值彼此相加，確定地給出與採樣模擬值具有最小偏差或是與其最佳相配的一個值，在根據確定的參考值的序號確定一個未校正數字值的步驟中，將分別放置在第一和第二序列中的確定的粗略參考值和精細參考值的序號相互組合或相加，給出代表模擬信號的數字值。
6.一種在模-數轉換器中校正靜態誤差的方法，其特徵在於以下步驟在一個預定時間周期中，對出現的至少一些從轉換器輸出的並且代表從輸入信號採樣的模擬值的未校正的數字值計數，根據計數出現率計算一個模型，特別是未校正數字值出現率的一個預期的，經過濾波或內插的模型，從而提供數字值的一個模型出現率，比較計數出現率和模型出現率，在這一時間周期之後用比較結果來提供校正數字值，所提供的校正數字值以一個比未校正數字值更高的精度來代表其模擬值。
7.按照權利要求6的方法，其特徵是在計算模型分布的步驟中計算一個預期分布，將其作為一族類似分布當中的一個，族中的每一個成員由至少一個參數來限定，並且根據計數出現率來確定上述至少一個參數。
8.按照權利要求6-7之一的方法，其特徵在於對出現率計數的步驟僅僅對預定間隔內的未校正數字值的出現率計數，該預定間隔位於未校正數字值範圍內的斷點附近。
9.一種根據從模擬信號連續採樣的模擬值確定數字值的方法，該方法包括以下步驟提供第一序列的粗略參考值和第二序列的精細參考值，將一個採樣值與第一序列的粗略參考值和第二序列的精細參考值相比較，確定一個粗略參考值和一個精細參考值，將它們彼此相加給出一個與採樣值具有最小偏差的值，將分別位於第一和第二序列中的確定的粗略參考值和精細參考值的序號相互組合或相加，給出一個代表模擬信號的數字值，其特徵在於對於許多連續的模擬值存儲其確定的粗略參考值和精細參考值的序號的出現次數，為每一對粗略參考值的序號和精細參考值的序號給出計數，根據存儲的計數確定一個模型，特別是估算，濾波或內插的計數分布，將成對的第一粗略參考電平和精細參考電平序列上部邊界處的精細參考電平的計數與成對的位於緊接著第一參考電平之上的第二粗略參考電平和精細參考電平序列下部邊界處的精細參考電平相比較，對根據模型分布算出的相同的對計數，根據比較結果確定一個校正項，在確定了一個模擬值的序號之後與其組合或相加，由確定的粗略參考值和確定的精細參考值的序號之和給出代表該模擬信號的數字值，從而確定它的值。
10.按照權利要求9的方法，其特徵在於校正項是這樣確定的，對各計數求和，找出存儲的計數之和與估算的計數之和的相對偏差，並且用精細參考電平序列中的電平數乘以這一相對偏差。
11.按照權利要求9-10的方法，其特徵在於，如果確定了一個粗略參考值和一個精細參考值彼此相加給出的值與採樣值具有最小偏差，就加上一個負偏移，從而至少給最低細微參考值加上一個粗略參考值，獲得一個比上述粗略參考值要低的偏移的和。
12.按照權利要求9-11的方法，其特徵在於，在提供第一和第二序列時提供具有冗餘的序列，因此，當至少為最高的精細參考值加上一個粗略參考值時，所得的值要大於或等於比上述一個粗略參考值略高的那一粗略參考值。
13.按照權利要求1-12的方法，其特徵在於存儲的計數出現率被用於轉換器件的自身測試。
14.按照權利要求13的方法，其特徵在於至少執行以下一種自身測試對計數出現率當中的零計數，檢測過大的控制信號，檢測一種預定的圖形，測量與模型分布的相關度，訓練系統用特別加載的程序來檢測一種特殊圖形，並且在一種動態誤差校正程序中檢測溢出/下溢。
15.一種根據從模擬信號連續採樣的模擬值來確定數字值的轉換器，該轉換器包括用來提供一個參考值序列的參考電平發生器，每個參考值有一個序號，一個比較器，將每個採樣值與由參考電平發生器獲得的參考值相比較，確定與採樣值最相配的一個參考值，第一計算裝置，根據確定的參考值的序號來確定代表這一採樣值的一個未校正的數字值，其特徵在於連接成用來存儲至少一些未校正數字值的出現率計數的存儲裝置，連接到計算裝置上的裝置，用於在接收到在存儲裝置中為其存儲了一個計數的一個未校正數字值時將未校正數字值的出現率的存儲計數增值，連接到存儲裝置的第二計算裝置，根據對一個模型分布計數的出現率計算出未校正數字值的出現率，提供該數字值的模型出現率，連接到存儲裝置和第二計算裝置的比較裝置，用於比較計數出現率和模型出現率，連接到比較裝置的第一計算裝置，並且也採用計數和模型出現率的比較結果來確定校正的數字值，它能比未校正數字值更精確地代表採樣值。
16.按照權利要求15的裝置，其特徵在於第二計算裝置被用來估算作為未校正數字值的函數的計數出現率，提供一個可作為模型分布的預期分布。
17.按照權利要求15的裝置，其特徵在於第二計算裝置被用來對作為未校正數字值的函數的計數出現率執行低通濾波，提供一個模型分布。
18.按照權利要求15的裝置，其特徵在於第二計算裝置被用來對預定的計數出現率求和，提供相加的出現率，並且根據相加的出現率對模型分布執行內插。
19.一種在模-數轉換器中用於校正靜態誤差的裝置，其特徵在於存儲裝置，用來存儲至少一些未校正數字值的出現率的計數，數字值是從轉換器輸出的，並且代表從一個輸入信號採樣的模擬值，連接到存儲裝置和轉換器的一個輸出上的裝置，在一個時間周期內，當轉換器輸出一個在存儲裝置中為其存儲了一個計數的未校正數字值時，就將未校正數字值的計數增值，計算裝置，用來根據計數的出現率計算出未校正數字值的出現率的一個預期分布，為特別是估算，濾波或內插的計數分布提供一個模型，連接到存儲裝置和計算裝置的比較裝置，用於比較計數出現率和模型出現率，連接到比較裝置的一個校正單元，在上述時間周期之後，從轉換器輸出與正確的未校正數字值比較的結果，所提供的校正的數字值比未校正的數字值更精確地代表所述模擬值。
20.按照權利要求19的裝置，其特徵在於計算裝置被用來估算一族類似分布的預期分布，族中的每一個成員由至少一個參數來限定，並且根據存儲的計數出現率來確定上述至少一個參數。
21.按照權利要求19-20之一的裝置，其特徵在於存儲裝置僅僅對預定間隔內的未校正數字值的出現率計數，該預定間隔位於未校正數字值範圍內的斷點附近。
22.按照權利要求15-21之一的裝置，其特徵在於參考發生器被用來產生第一序列粗略參考值和第二序列精細參考值，一個比較器，用於將各採樣值與參考電平發生器提供的參考值相比較，確定與採樣值最相配的一個參考值，根據所確定的參考值的序號來確定代表採樣值的一個未校正數字值，在確定最相配的參考值時，比較器被用來確定在彼此相加時能夠給出與採樣值具有最小偏差的一個值的一個粗略參考值和一個精細參考值，在根據確定的參考值的序號確定一個未校正的數字值時，第一計算裝置被用於組合或相加分別放置在第一和第二序列中的確定的粗略參考值和精細參考值的序號，給出代表模擬信號的數字值。
23.一種根據從模擬信號連續採樣的模擬值來確定數字值的裝置，該裝置包括用來提供第一序列粗略參考值和第二序列精細參考值的參考電平發生器，一個比較器，將一個採樣值與第一序列的粗略參考值和第二序列的精細參考值相比較，用來確定在彼此相加時能夠給出與採樣值具有最小偏差的一個值的一個粗略參考值和一個精細參考值，計算裝置，用於組合或相加分別放置在第一和第二序列中的確定的粗略參考值和精細參考值的序號，給出代表該模擬信號的一個數字值，其特徵在於存儲和計算裝置，用來為許多連續的模擬值存儲其確定的粗略參考值和精細參考值的序號的出現次數，為每一對粗略參考值的序號和精細參考值的序號給出計數，根據存儲的計數來確定一個模型的裝置，特別是估算，濾波或內插的計數分布，比較裝置，將成對的第一粗略參考電平和精細參考電平序列上部邊界處的精細參考電平的計數與成對的位於緊接著第一參考電平之上的第二粗略參考電平和精細參考電平序列下部邊界處的精細參考電平相比較，對根據模型分布算出的相同的對計數，連接到比較裝置上的一個裝置，根據比較結果確定一個校正項，在確定了一個模擬值的序號之後與其組合或相加，由確定的粗略參考值和確定的精細參考值的序號之和給出代表該模擬信號的數字值，從而確定它的值。
24.按照權利要求23的裝置，其特徵在於用來確定校正項的裝置是這樣確定校正項的，對各計數求和，找出存儲的計數之和與估算的計數之和的相對偏差，並且用精細參考電平序列中的電平數乘以這一相對偏差。
25.按照權利要求23-24之一的裝置，其特徵在於比較器如果確定了一個粗略參考值和一個精細參考值彼此相加給出的值與採樣值具有最小偏差，就加上一個負偏移，從而至少給最低精細參考值加上一個粗略參考值，獲得一個比上述粗略參考值要低的偏移的和。
26.按照權利要求23-25之一的裝置，其特徵在於比較器在提供第一和第二序列時提供具有冗餘的序列，因此，當比較器至少為最高的精細參考值加上一個粗略參考值時，所得的值要大於或等於比上述一個粗略參考值略高的那一粗略參考值。
27.由按照權利要求15-26之一的並行工作的根據從模擬信號連續採樣的模擬值來確定數字值的多個元器件構成的一種並行轉換器裝置，其特徵在於第二計算裝置是所有元器件公用的，並且連接到所要元器件的存儲裝置，用來根據在所有存儲裝置中計數的出現率計算出模型分布。
28.一種由並行工作的根據從模擬信號連續採樣的模擬值來確定數字值的多個轉換器元器件構成的並行轉換器裝置，由各元器件提供代表採樣模擬值的未校正數字值，其特徵在於連接的第一計算裝置，用來接收未校正數字值，並且用來為每個元器件和所有未校正數字值來計算未校正數字值分布的一個中心測量值和一個寬度測量值，以及在每個元器件中-連接到第一計算裝置的比較裝置，用於將中心和寬度測量值與所有值的中心和寬度測量值相比較，-用來存儲校正值的校正表，-連接到比較裝置和校正表的第二計算裝置，根據比較的結果特別是測量值的差計算存儲在校正表中的校正值，-連接到校正表的校正裝置，它接收未校正數字值，根據未校正數字值和校正值來確定校正的數字值，校正的數字值比未校正數字值更精確地代表採樣的模擬值。
29.按照權利要求28的並行轉換器裝置，其特徵在於第二計算裝置在計算校正值時要確定元器件增益和/或偏移的校正值。
30.一種由並行工作的根據從模擬信號連續採樣的模擬值來確定數字值的多個轉換器元器件構成的並行轉換器裝置，各元器件所包括的一個比較器將採樣模擬值與參考值的序列相比較，所述參考值是由參考電平發生器產生的一個子序列的粗略參考值和一個子序列的精細參考電平獲得的，其特徵在於粗略參考電平的子序列是由各元器件中獨立的參考電平發生器的各部分產生的，而精細參考電平的子序列是由對所有元器件公用的單件參考電平發生器產生的。
全文摘要
一種模－數轉換器(ADC)具有基於靜態誤差校正的直方圖。在轉換器的控制和計算單元(23)中,將未校正數字輸出碼的計數存儲在一個存儲器(51)中。在計算單元中根據存儲的計數確定一種模型分布,例如是估算出預期的高斯分布。將這一模型分布與測得的計數相比較,計算出計數的相對誤差,該相對誤差代表粗略參考電平中的誤差。用這種誤差計算出存儲在一個校正表(47)中的校正項L(A)。輸出計算單元(43』)用這種校正項計算出更精確的輸出碼。對於具有若干單元的並行ADC裝置,單元內的直方圖可以用來校正增益和偏移誤差。另外,直方圖還可以用於內置的自身測試。在並行ADC中,一個參考電平發生器只有一部分對各單元是公用的,用來提供沒有交擾的精確粗略電平。
文檔編號H03M1/10GK1352823SQ00808129
公開日2002年6月5日 申請日期2000年5月29日 優先權日1999年5月28日
發明者J·E·埃克倫德, M·魯德貝裡 申請人:艾利森電話股份有限公司