一種飛輪儲能系統及其控制方法
2023-11-03 02:20:17 1
一種飛輪儲能系統及其控制方法
【專利摘要】本發明涉及一種飛輪儲能系統及其控制方法，飛輪儲能系統包括兩個三相電壓型PWM變流器、LCL濾波器和直流支撐電容；兩個三相電壓型PWM變流器通過直流母線上並聯的直流支撐電容相互連接，其中一個三相電壓型PWM變流器通過輸出LCL濾波器與電網側連接，另一個三相電壓型PWM變流器與永磁同步電機連接，為永磁同步電機的定子電樞繞組供電。控制方法基於復矢量PI電流調節器的控制實現，包括電網側三相電壓型PWM變流器控制策略和電機側三相電壓型PWM變流器控制策略；本發明消除系統對電路參數的依賴性，增加系統魯棒性，採用復矢量PI電流調節器的零極點能完全抵消，不受電感參數等變化的影響，控制性能更加優異。
【專利說明】一種飛輪儲能系統及其控制方法
【技術領域】
[0001]本發明涉及一種儲能系統及其控制方法，具體講涉及一種飛輪儲能系統及其控制方法。
【背景技術】
[0002]與其他儲能方式相比，飛輪儲能具有儲能密度高、運行溫度範圍寬、功率大、過充電與過放電危險性低、效率高、壽命長和無汙染等諸多優點[I]。其基本原理是利用電機的發電/電動雙模式運行，通過飛輪的升、降速實現能量的儲存和釋放:存儲能量時，電機以電動機方式運行，從電網中吸收能量使電機轉子加速，將電能轉化為動能；反之，釋放能量時，電機以放電機方式運行，向電網釋放能量使電子轉子減速，將動能轉化為電能。飛輪儲能系統電力電子變換器的設計與控制是飛輪儲能系統中的關鍵技術之一。
[0003]201310195857.9號發明專利申請公開了一種基於LCL濾波器以及背靠背整流器的飛輪儲能系統的併網控制方式，其主要側重於對於系統中的有功功率以及無功功率大小與流向的控制，而電流控制器設計部分採用的仍然是傳統前饋解耦PI電流調節器。前饋解耦的思想是根據電流指令值生成解耦電壓以抵消交叉耦合項的影響，其控制框圖如圖5所示，其中電機電感和永磁磁鏈均為估計值。電機頻率變化時，前饋解耦零極點變化情況如圖6所示。圖中零點曲線Zl試圖抵消變化的主導極點P1，但由於前饋解耦是根據給定電流值生成解耦電壓項，傳遞函數仍存在交叉耦合的項，耦合併未完全抵消，圖6中可以看出零點曲線Zl不能完全抵消極點P1，有一些極點不能夠被抵消掉，系統仍有不穩定趨勢，圖中主導極點Pl向虛軸移動表明了系統的不穩定趨勢。圖7為前饋解耦PI電流調節器的波特圖，飛輪永磁同步電機額定頻率fr = 300Hz,三條曲線表示不同的同步頻率fe/fr = 0、1、2，即在fe = OHz、300Hz、600Hz時的閉環頻率特性。理想電流調節器的幅頻、相頻特性曲線不應隨同步頻率改變發生變化，由於耦合項的存在，圖中可以看出前饋解耦的幅頻和相頻特性都與零速時有較大改變，而且根據幅頻特性_3dB和相頻特性-45°頻率不難看出閉環帶寬頻率逐漸減小，系統響應變慢。電感估計值的準確與否也會影響解耦效果，而且電機在運行時，電感值會發生非線性變化，這更增加了電感值估計得難度。
[0004]實際當飛輪儲能系統在高速弱磁區反向發電制動時，由於傳統前饋解耦PI電流調節器高速區動態性能不理想，id、iq會有一定超調量和振蕩調節時間，從而造成PI電流調節器輸出的Ud、Uq也有一定的振蕩。而負id補償法弱磁控制原理是根據Ud、Uq值確定負id補償量，如果UcUUq幅值振蕩較大，會導致Λ id有一定振蕩，如圖中B點所示，這樣會造成id誤補償，並反過來會影響id、iq的指令值，使系統電流有一段的振蕩調節時間，如圖中A點振蕩。體現在id-1q平面上，如圖中C點振蕩移動至D點，可以看出dq電流有一個較大的振蕩調整過程。究其原因，是電流調節器在永磁同步電機的高速弱磁區解耦效果不
理相
【發明內容】
[0005]針對現有技術的不足，本發明的目的是提供一種基於復矢量PI電流調節器的飛輪儲能系統及其控制方法，本發明採用復矢量PI電流調節器，消除系統對電路參數的依賴性，增加系統魯棒性，本發明所採用的復矢量PI電流調節器是利用電機閉環傳遞函數的零極點對消原理，復矢量電流調節器的零極點能完全抵消，而且不受電感參數等變化的影響，控制性能更加優異。
[0006]本發明的目的是採用下述技術方案實現的:
[0007]本發明提供一種飛輪儲能系統，所述飛輪儲能系統包括兩個三相電壓型PWM變流器、LCL濾波器和直流支撐電容；其改進之處在於，所述兩個三相電壓型PWM變流器通過直流母線上並聯的直流支撐電容相互連接，其中一個三相電壓型PWM變流器通過輸出LCL濾波器與電網側連接，另一個三相電壓型PWM變流器與永磁同步電機連接，用於對永磁同步電機的定子電樞繞組供電。
[0008]進一步地，在兩個三相電壓型PWM變流器之間設置有洩放迴路，用於防止永磁同步電機處於發電狀態時，三相電壓型PWM變流器出現故障導致直流母線電壓泵升，造成直流支撐電容損壞；所述洩放迴路由串聯的IGBT模塊和洩放電阻組成；所述IGBT模塊由IGBT器件以及與其反並聯的二極體組成。
[0009]進一步地，所述兩個三相電壓型PWM變流器均包括三相六橋臂，每個橋臂均由IGBT模塊組成；所述IGBT模塊由IGBT器件以及與其反並聯的二極體組成；所述LCL濾波器包括電網側電感Lg和變流器側電感Lp交流濾波電容Cf和阻尼電阻Rd ;所述電網側電感Lg和變流器側電感k串聯；所述交流濾波電容Cf的三相分別與電網側電感Lg和變流器側電感L之間的公共端連接；所述交流濾波電容Cf的三相與阻尼電阻Rd的三相分別對應連接。
[0010]進一步地，在電網側三相電壓型PWM變流器連接有預充電迴路和主接觸器；所述預充電迴路與主接觸器並聯；所述預充電迴路由三相接觸器-電阻串聯支路組成；所述接觸器-電阻串聯支路由串聯的接觸器和電阻組成；所述預充電迴路用於抑制上電時的電流衝擊，其中電阻用於限制預充電電流，避免對飛輪儲能系統造成衝擊；所述主接觸器為三相主接觸器，分別對應連接電網側三相電壓型PWM變流器的三相。
[0011]進一步地，所述飛輪儲能系統包括霍爾傳感器以及硬體鎖相電路，所述霍爾傳感器以及硬體鎖相電路均與兩個三相電壓型PWM變流器連接。
[0012]本發明還提供一種飛輪儲能系統的控制方法，所述控制方法包括電網側三相電壓型PWM變流器控制策略和電機側三相電壓型PWM變流器控制策略，其改進之處在於，所述控制方法基於復矢量PI電流調節器的控制實現；所述電網側三相電壓型PWM變流器控制策略採用的是直接電流控制中的電網電壓定向控制策略；所述電機側三相電壓型PWM變流器控制策略採用的是弱磁控制策略，綜合矢量控制中的最大轉矩電流比MTPA控制與基於負id補償法弱磁控制。
[0013]進一步地，所述電網側三相電壓型PWM變流器控制策略包括下述步驟:
[0014]步驟一、通過霍爾傳感器以及硬體鎖相電路對電網側三相電流ial、ibl、icl,電網側三相電壓Ual、Ubl、Ucl以及直流側輸出電壓Ude進行採樣，並同時對電網側三相電壓Ual、Ubl和Uca進行鎖相處理，獲得電網側電壓相角Θ，並進行坐標變換，將採樣得到的電網側三相電流以及電網側三相電壓旋轉變換至兩相同步旋轉坐標系下，得到兩相同步旋轉坐標系下電網側電流idl、iql以及電壓udl、Uql;同時將電網側電壓相角Θ疊加一個控制周期的滯後補償後作為反變換角度Θ anti;
[0015]步驟二、將採樣得到的直流側輸出電壓Udc與給定參考電壓值Udc*進行比較，將比較結果送入PI電壓調節器後得到d軸電流指令值i/ ；d軸電流指令值給定值為O ;將d軸電流指令值i/與d軸電流實際值idl進行比較，將q軸電流指令值i/與q軸電流實際值iql進行比較後送入復矢量PI電流調節器中；
[0016]步驟三、利用兩相同步旋轉坐標系下的復矢量PI電流調節器，分別得到d軸與q軸的電壓指令值udl, Uql ；
[0017]步驟四、利用反變換角度Θ anti對步驟三中得到的兩相旋轉坐標系下電壓指令值UdlfnUql進行從兩相旋轉坐標系旋轉至兩相靜止坐標系的反坐標變換，得到兩相旋轉坐標系下電壓指令值Ual和uM，並送入SVPWM發生器計算並輸出六路控制電網側三相PWM變流器的PWM控制脈衝，對飛輪儲能系統與電網間的功率流向及大小進行控制。
[0018]進一步地，所述步驟三中，利用兩相同步旋轉坐標系下的復矢量PI電流調節器，分別得到d軸與q軸的電壓指令值udl，Uql通過下述表達式實現:
[0019](l)u(k) = u(k-l) + Au(k) ；(2)Au(k) = Kp[e (k)_e (k_l) ]+KiTsame (k)+UfwdTsam ;⑶ Ufwd = Kp.ω e.e (k)；
[0020]其中，u(k-l)為上一拍復矢量PI電流調節器的輸出值，u(k)為當前拍復矢量PI電流調節器的輸出值，Au(k)為當前拍復矢量PI電流調節器輸出增量，e(k-l)為上一拍復矢量PI電流調節器輸入值，e(k)為當前拍復矢量PI電流調節器的輸入誤差值，KpKi分別為比例與積分係數，Tsam為飛輪儲能系統的採樣周期，Ufwd為dq軸解耦項。
[0021]進一步地，所述電機側三相電壓型PWM變流器控制策略包括下述步驟:
[0022]步驟1、通過霍爾傳感器以及硬體鎖相電路對電機側三相電流ia2、ib2、ic2,電網側三相電壓ua2、Ub2、Uc;2以及直流側輸出電壓Udc進行採樣，並同時利用編碼器獲得電機電角度Θ6，並進行坐標變換，將採樣得到的電機側三相電流以及電網側三相電壓旋轉變換至兩相同步旋轉坐標系下，得到兩相同步旋轉坐標系下電機側電流id2、Iq2以及電壓ud2、Uq2 ；
[0023]步驟2、將給定電流經過最大轉矩電流比MTPA計算後分別得到dq軸電流指令值
id2*與;將計算得到的電機側電壓經過公式√u2d2-u2q2汁算之後與電壓極限Umax比較之
後經過PI調節器得到d軸電流補償值AId2 ;將^與Λ Id2疊加之後與d軸電流實際值id2進行比較，將/與q軸電流實際值iq2進行比較後送入復矢量PI電流調節器中；
[0024]步驟3、利用兩相同步旋轉坐標系下的復矢量PI電流調節器，分別得到d軸與q軸的電壓指令值Ud2和Uq2 ；
[0025]步驟四、利用編碼器獲得的電機電角度Θ anti對步驟3中得到的兩相旋轉坐標系下電壓指令值Ud2和Uq2進行從兩相旋轉坐標系旋轉至兩相靜止坐標系的反坐標變換，得到兩相旋轉坐標系下電壓指令值Uα2和U02，並送入SVPWM發生器計算並輸出六路控制電機側三相PWM變流器的PWM控制脈衝，對飛輪儲能系統與電網間的功率流向及大小進行控制。
[0026]進一步地，利用兩相同步旋轉坐標系下的復矢量PI電流調節器，分別得到d軸與q軸的電壓指令值Ud2和Uq2通過下述表達式實現:
[0027] (l)u(k) = u(k-l) + Au(k) ；(2)Au(k) = Kp[e (k)_e (k_l) ]+KiTsame (k)+UfwdTsam ;⑶ Ufwd = Kp.ω e.e (k)；
[0028]其中，u(k-l)為上一拍復矢量PI電流調節器的輸出值，u(k)為當前拍復矢量PI電流調節器的輸出值，Au(k)為當前拍復矢量PI電流調節器輸出增量，e(k-l)為上一拍復矢量PI電流調節器輸入值，e(k)為當前拍復矢量PI電流調節器的輸入誤差值，KpKi分別為比例與積分係數，Tsam為飛輪儲能系統的採樣周期，Ufwd為dq軸解耦項。
[0029]與現有技術比，本發明達到的有益效果是:
[0030]本發明提供的基於復矢量PI電流調節器的飛輪儲能系統及其控制方法，解決了傳統電流調節器所存在的魯棒性較差問題，採用復矢量PI電流調節器，消除系統對電路參數的依賴性，增加系統魯棒性。
[0031]無論是電網側三相電壓型PWM變流器，還是電機側三相電壓型PWM變流器，在確定的控制策略下，其控制效果均取決於所採用的電流調節器的控制精度以及動態性能。本發明所採用的復矢量電流調節器的核心思想也是電機閉環傳遞函數的零極點對消原理，復矢量電流調節器的零極點能完全抵消，而且不受電感參數等變化的影響，因此其控制性能更加優異。
【專利附圖】
【附圖說明】
[0032]圖1是本發明提供的飛輪儲能系統雙向電力電子變換器拓撲結構圖；
[0033]圖2是本發明提供的電網側三相電壓型PWM變流器控制算法框圖；
[0034]圖3是本發明提供的電機側三相電壓型PWM變流器控制算法框圖；
[0035]圖4是本發明提供的永磁同步電機電氣約束與定子電流矢量軌跡圖；
[0036]圖5是本發明提供的復矢量電流調節器控制框圖；
[0037]圖6是本發明提供的復矢量電流調節器零極點分布圖；
[0038]圖7是本發明提供的前饋解耦PI電流調節器耦合響應示意圖。
【具體實施方式】
[0039]下面結合附圖對本發明的【具體實施方式】作進一步的詳細說明。
[0040]本發明提供一種基於復矢量的PI電流調節器的飛輪儲能系統，拓撲結構圖如圖1所示，所述飛輪儲能系統包括兩個三相電壓型PWM變流器、LCL濾波器和直流支撐電容；兩個三相電壓型PWM變流器通過直流母線上並聯的直流支撐電容相互連接，其中一個三相電壓型PWM變流器通過輸出LCL濾波器與電網側連接，另一個三相電壓型PWM變流器與永磁同步電機連接，為永磁同步電機的定子電樞繞組供電。
[0041]在兩個三相電壓型PWM變流器之間設置有洩放迴路，用於防止永磁同步電機處於發電狀態時，三相電壓型PWM變流器出現故障導致直流母線電壓泵升，造成直流支撐電容損壞；所述洩放迴路由串聯的IGBT模塊和洩放電阻組成；所述IGBT模塊由IGBT器件以及與其反並聯的二極體組成。
[0042]兩個三相電壓型PWM變流器均包括三相六橋臂，每個橋臂均由IGBT模塊組成；所述IGBT模塊由IGBT器件以及與其反並聯的二極體組成；所述LCL濾波器包括電網側電感Lg和變流器側電感Lp交流濾波電容Cf和阻尼電阻Rd ;所述電網側電感Lg和變流器側電感Lr串聯；所述交流濾波電容Cf的三相分別與電網側電感Lg和變流器側電感L之間的公共端連接；所述交流濾波電容Cf的三相與阻尼電阻Rd的三相分別對應連接。
[0043]在電網側三相電壓型PWM變流器連接有預充電迴路和主接觸器；所述預充電迴路和主接觸器並聯；所述預充電迴路由三相接觸器-電阻串聯支路組成；所述接觸器-電阻串聯支路由串聯的接觸器和電阻組成；所述預充電迴路用於抑制上電時的電流衝擊，其中電阻用於限制預充電電流，避免對飛輪儲能系統造成衝擊；所述主接觸器為三相主接觸器，分別對應連接電網側三相電壓型PWM變流器的三相。
[0044]本發明還提供一種基於復矢量的PI電流調節器飛輪儲能系統的控制方法，所述控制方法包括電網側三相電壓型PWM變流器控制策略和電機側三相電壓型PWM變流器控制策略，所述控制方法基於復矢量PI電流調節器的控制實現；所述電網側三相電壓型PWM變流器控制策略採用的是直接電流控制中的電網電壓定向控制策略；所述電機側三相電壓型PWM變流器控制策略採用的是弱磁控制策略，綜合矢量控制中的MTPA控制與基於負id補償法弱磁控制。
[0045]如圖2中所示，為電網側三相電壓型PWM變流器控制算法框圖。電網側三相電壓型PWM變流器控制策略包括:電壓外環控制採用了 PI控制器，通過對直流側輸出電壓Udc與其給定值Udc*的偏差信號進行PI電壓調節，得到電網側有功電流指令值i/。在控制過程中，中間直流環節電壓的給定值Ud:和其反饋值Udc進行比較，當Ud: = Ud。時，誤差Λ Udc =
O,PI調節器保持恆定的輸出，這意味著四象限變流器直流側和交流側功率平衡；當Udc*>ud。時，誤差AUdc;>0，有功電流指令值id*將增加，電網側變流器的輸入電流將增加，即輸出更大的功率；反之，當Ud:〈Udc時，誤差Λ UdcXO,有功電流指令值i/將減少，四象限變流器輸入電流將減少，即輸出更小的功率。所以PI調節器的輸出有功電流指令值i/反映了所要求的功率的變化。具體包括下述步驟:
[0046]步驟一、通過霍爾傳感器以及硬體鎖相電路對電網側三相電流ial、ibl、icl,電網側三相電壓Ual、Ubl、Ucl以及直流側輸出電壓Ude進行採樣，並同時對電網側三相電壓Ual、Ubl和Uca進行鎖相處理，獲得電網側電壓相角Θ，並進行坐標變換，將採樣得到的電網側三相電流以及電網側三相電壓旋轉變換至兩相同步旋轉坐標系下，得到兩相同步旋轉坐標系下電網側電流idl、iql以及電壓udl、Uql;同時將電網側電壓相角Θ疊加一個控制周期的滯後補償後作為反變換角度Θ anti;
[0047]步驟二、將採樣得到的直流側輸出電壓Udc與給定參考電壓值Udc*進行比較，將比較結果送入PI電壓調節器後得到d軸電流指令值i/ ；d軸電流指令值給定值為O ;將d軸電流指令值i/與d軸電流實際值idl進行比較，將q軸電流指令值i/與q軸電流實際值iql進行比較後送入復矢量PI電流調節器中；
[0048]步驟三、利用兩相同步旋轉坐標系下的復矢量PI電流調節器，分別得到d軸與q軸的電壓指令值udl, Uql ;通過下述表達式實現:
[0049](l)u(k) = u(k-l) + Au(k) ；(2)Au(k) = Kp[e (k)_e (k_l) ]+KiTsame (k)+UfwdTsam ;⑶ Ufwd = Kp.ω e.e (k)；
[0050]其中，u(k-l)為上一拍復矢量PI電流調節器的輸出值，u(k)為當前拍復矢量PI電流調節器的輸出值，Au(k)為當前拍復矢量PI電流調節器輸出增量，e(k-l)為上一拍復矢量PI電流調節器輸入值，e(k)為當前拍復矢量PI電流調節器的輸入誤差值，KpKi分別為比例與積分係數，Tsam為飛輪儲能系統的採樣周期，Ufwd為dq軸解耦項。[0051]步驟四、利用反變換角度Θ anti對步驟三中得到的兩相旋轉坐標系下電壓指令值Udl和Uql進行從兩相旋轉坐標系旋轉至兩相靜止坐標系的反坐標變換,得到兩相旋轉坐標系下電壓指令值Ua i和uM，並送入SVPWM發生器計算並輸出六路控制電網側三相PWM變流器的PWM控制脈衝，對飛輪儲能系統與電網間的功率流向及大小進行控制。
[0052]如圖3中所示，為電機側三相電壓型PWM變流器控制算法框圖。具體分析如圖4所示，電機側三相電壓型PWM變流器控制策略包括:在逆變器供電的永磁同步電機控制系統中，當其直流側電壓不變時，永磁同步電機的運行性能受到逆變器性能的限制，即受到逆變器輸出最大線電壓值Ulim(圖中電壓極限圓)、最大相電流值Ilim(圖中電流極限圓)的制約。系統啟動時，永磁同步電機的定子電流矢量將迅速沿圖中曲線K即MTPA曲線)移動至A點，並且在永磁同步電機的低轉速區內持續運行於A點以保持最大轉矩輸出，此階段即為運行I區；當永磁同步電機的轉速持續升高並進入高轉速區後，電壓極限圓將會沿著圖中虛線所指方向內縮，由於受限於逆變器輸出最大電流值，因此此時定子電流矢量將沿圖中曲線11(即電流極限圓)所示運動以儘可能地保證轉矩輸出值最大，此階段即為運行II區；而當定子電流矢量運行至圖中B點後，若此時永磁同步電機轉速需要進一步升高，則此時定子電流矢量將按照圖中的曲線III (最大轉矩/電壓曲線MTPV)向C點運動，此階段即為運行III區，由於本文所設計永磁同步電機的最高轉速與所採用的逆變器的電氣約束使得電機僅運行於1、II區，因此不再詳細討論III區情況。在運行II區內，隨著轉速升高，永磁同步電機的轉子反電勢由永磁體產生而無法調節，電機定子電壓會超過逆變器最大輸出電壓限制。永磁電機的弱磁控制是指當電機定子電壓達到逆變器所能夠輸出的電壓極限值時，如果繼續升高電機轉速，通過增加定子電流中的負向d軸電流分量，減小d軸磁鏈，使得電機輸出電壓保持不變，從而實現弱磁擴速。具體包括下述步驟:
[0053]步驟1、通過霍爾傳感器以及硬體鎖相電路對電機側三相電流ia2、ib2、ic2,電網側三相電壓ua2、Ub2、 Uc;2以及直流側輸出電壓Udc進行採樣，並同時利用編碼器獲得電機電角度Θ6，並進行坐標變換，將採樣得到的電機側三相電流以及電網側三相電壓旋轉變換至兩相同步旋轉坐標系下，得到兩相同步旋轉坐標系下電機側電流id2、Iq2以及電壓ud2、Uq2 ；
[0054]步驟2、將給定電流經過最大轉矩電流比MTPA計算後分別得到dq軸電流指令值
id2*與;將計算得到的電機側電壓經過公式
【權利要求】
1.一種飛輪儲能系統，所述飛輪儲能系統包括兩個三相電壓型PWM變流器、LCL濾波器和直流支撐電容；其特徵在於，所述兩個三相電壓型PWM變流器通過直流母線上並聯的直流支撐電容相互連接，其中一個三相電壓型PWM變流器通過輸出LCL濾波器與電網側連接，另一個三相電壓型PWM變流器與永磁同步電機連接，用於對永磁同步電機的定子電樞繞組供電。
2.如權利要求1所述的飛輪儲能系統，其特徵在於，在兩個三相電壓型PWM變流器之間設置有洩放迴路，用於防止永磁同步電機處於發電狀態時，三相電壓型PWM變流器出現故障導致直流母線電壓泵升，造成直流支撐電容損壞；所述洩放迴路由串聯的IGBT模塊和洩放電阻組成；所述IGBT模塊由IGBT器件以及與其反並聯的二極體組成。
3.如權利要求1所述的飛輪儲能系統，其特徵在於，所述兩個三相電壓型PWM變流器均包括三相六橋臂，每個橋臂均由IGBT模塊組成；所述IGBT模塊由IGBT器件以及與其反並聯的二極體組成；所述LCL濾波器包括電網側電感Lg和變流器側電感Lp交流濾波電容Cf和阻尼電阻Rd ;所述電網側電感Lg和變流器側電感L串聯；所述交流濾波電容Cf的三相分別與電網側電感Lg和變流器側電感Lr之間的公共端連接；所述交流濾波電容Cf的三相與阻尼電阻Rd的三相分別對應連接。
4.如權利要求1所述的飛輪儲能系統，其特徵在於，在電網側三相電壓型PWM變流器連接有預充電迴路和主接觸器；所述預充電迴路與主接觸器並聯；所述預充電迴路由三相接觸器-電阻串聯支路組成；所述接觸器-電阻串聯支路由串聯的接觸器和電阻組成；所述預充電迴路用於抑制上電時的電流衝擊，其中電阻用於限制預充電電流，避免對飛輪儲能系統造成衝擊；所述主接觸器為三相主接觸器，分別對應連接電網側三相電壓型PWM變流器的三相。
5.如權利要求1所述的飛輪儲能系統，其特徵在於，所述飛輪儲能系統包括霍爾傳感器以及硬體鎖相電路，所述霍爾傳感器以及硬體鎖相電路均與兩個三相電壓型PWM變流器連接。
6.一種如權利要求1-5所述的飛輪儲能系統的控制方法，所述控制方法包括電網側三相電壓型PWM變流器控制策略和電機側三相電壓型PWM變流器控制策略，其特徵在於，所述控制方法基於復矢量PI電流調節器的控制實現；所述電網側三相電壓型PWM變流器控制策略採用的是直接電流控制中的電網電壓定向控制策略；所述電機側三相電壓型PWM變流器控制策略採用的是弱磁控制策略，綜合矢量控制中的最大轉矩電流比MTPA控制與基於負id補償法弱磁控制。
7.如權利要求6所述的控制方法，其特徵在於，所述電網側三相電壓型PWM變流器控制策略包括下述步驟: 步驟一、通過霍爾傳感器以及硬體鎖相電路對電網側三相電流ial、ibl、icl,電網側三相電壓Ual、Ubl、Ucl以及直流側輸出電壓Udc進行採樣，並同時對電網側三相電壓Ual、Ubl和Uca進行鎖相處理，獲得電網側電壓相角Θ，並進行坐標變換，將採樣得到的電網側三相電流以及電網側三相電壓旋轉變換至兩相同步旋轉坐標系下，得到兩相同步旋轉坐標系下電網側電流idl、iql以及電壓udl、Uql;同時將電網側電壓相角Θ疊加一個控制周期的滯後補償後作為反變換角度Θ anti ； 步驟二、將採樣得到的直流側輸出電壓Udc與給定參考電壓值U:進行比較，將比較結果送入PI電壓調節器後得到d軸電流指令值i/ ；d軸電流指令值給定值為O ;將d軸電流指令值i/與d軸電流實際值idl進行比較，將q軸電流指令值與q軸電流實際值iql進行比較後送入復矢量PI電流調節器中； 步驟三、利用兩相同步旋轉坐標系下的復矢量PI電流調節器，分別得到d軸與q軸的電壓指令值udl, Uql ； 步驟四、利用反變換角度Θ mti對步驟三中得到的兩相旋轉坐標系下電壓指令值Udl和Uql進行從兩相旋轉坐標系旋轉至兩相靜止坐標系的反坐標變換，得到兩相旋轉坐標系下電壓指令值Ual和uM，並送入SVPWM發生器計算並輸出六路控制電網側三相PWM變流器的PWM控制脈衝，對飛輪儲能系統與電網間的功率流向及大小進行控制。
8.如權利要求7所述的控制方法，其特徵在於，所述步驟三中，利用兩相同步旋轉坐標系下的復矢量PI電流調節器，分別得到d軸與q軸的電壓指令值udl，Uql通過下述表達式實現:
(I)u(k) =U(k-Ι) + Δu(k) ； (2) Au(k) = Kp[e (k)_e (k_l) ] +KiTsamG (k) +UfwdTsam ； (3)Ufvd=Kp.ω e.e (k)； 其中，u(k-l)為上一拍復矢量PI電流調節器的輸出值，u (k)為當前拍復矢量PI電流調節器的輸出值，Au(k)為當前拍復矢量PI電流調節器輸出增量，e(k-l)為上一拍復矢量PI電流調節器輸入值，e(k)為當前拍復矢量PI電流調節器的輸入誤差值，Kp、Ki分別為比例與積分係數，Tsam為飛輪儲能系統的採樣周期，Ufwd為dq軸解耦項。
9.如權利要求6所述的控制方法，其特徵在於，所述電機側三相電壓型PWM變流器控制策略包括下述步驟: 步驟1、通過霍爾傳感器以及硬體鎖相電路對電機側三相電流ia2、ib2、ic2,電網側三相電壓ua2、ub2、uc;2以及直流側輸出電壓Ud。進行採樣，並同時利用編碼器獲得電機電角度θε，並進行坐標變換，將採樣得到的電機側三相電流以及電網側三相電壓旋轉變換至兩相同步旋轉坐標系下，得到兩相同步旋轉坐標系下電機側電流id2、iq2以及電壓ud2、U(l2 ； 步驟2、將給定電流經過最大轉矩電流比MTPA計算後分別得到dq軸電流指令值id/與iq2*;將計算得到的電機側電壓經過公式機-u汁算之後與電壓極限Umax比較之後經過PI調節器得到d軸電流補償值Λ Id2^fid/與Λ Id2疊加之後與d軸電流實際值id2進行比較，將與q軸電流實際值iq2進行比較後送入復矢量PI電流調節器中； 步驟3、利用兩相同步旋轉坐標系下的復矢量PI電流調節器，分別得到d軸與q軸的電壓指令值Ud2和Uq2 ； 步驟四、利用編碼器獲得的電機電角度Θ anti對步驟3中得到的兩相旋轉坐標系下電壓指令值Ud2和Uq2進行從兩相旋轉坐標系旋轉至兩相靜止坐標系的反坐標變換，得到兩相旋轉坐標系下電壓指令值uα2和U02，並送入SVPWM發生器計算並輸出六路控制電機側三相PWM變流器的PWM控制脈衝，對飛輪儲能系統與電網間的功率流向及大小進行控制。
10.如權利要求9所述的控制方法，其特徵在於，利用兩相同步旋轉坐標系下的復矢量PI電流調節器，分別得到d軸與q軸的電壓指令值Ud2和Uq2通過下述表達式實現:
(I)u(k) =U(k-Ι) + Δu(k) ； (2) Au(k) = Kp[e (k)_e (k_l) ] +KiTsamG (k) +UfwdTsam ； (3)Ufvd=Kp.ω e.e (k)；其中，u(k-l)為上一拍復矢量PI電流調節器的輸出值，u (k)為當前拍復矢量PI電流調節器的輸出值，Au(k)為當前拍復矢量PI電流調節器輸出增量，e(k-l)為上一拍復矢量PI電流調節器輸入值，e(k)為當前拍復矢量PI電流調節器的輸入誤差值，Kp、Ki分別為比例與積分係數，Tsam為飛輪儲能系統的採樣周期，Ufwd為dq軸解耦項。
【文檔編號】H02J3/30GK104037794SQ201410275915
【公開日】2014年9月10日 申請日期:2014年6月19日 優先權日:2014年6月19日
【發明者】陳國富, 郭希錚, 蔣曉春, 蔡林海, 王江波 申請人:國家電網公司, 國網智能電網研究院