無線通信系統用簡易及強韌數字碼追蹤迴路的製作方法

2023-10-08 21:59:19

專利名稱：無線通信系統用簡易及強韌數字碼追蹤迴路的製作方法
技術領域：
本發明是關於無線通信領域。尤其是關於一種改良的展頻(spreadspectrum)通 信系統領域用的碼追蹤系統及方法。
背景技術：
碼分多址(CDMA)技術已廣泛地使用於移動小區電話系統。CDMA技術的優點在於 其於可能經驗多路徑衰退(multi-path fading)的情況中是很強韌的。一耙接收器，其常 被使用於CDMA接收，包括一排相關器(correlator)及一組合器。每一相關器，或耙手指， 被用以分別偵測及解調製寬頻衰退信道的最強的多路徑成份(手指)之一，而該組合器組 合所有相關器的輸出以獲得來自這些最強的多路徑成份的組合能量。因為多路徑訊號的 數目及它們的位置因時間而變化，因此需要每一多路徑成份的時間追蹤。為了時間追蹤的 目的，通常使用一碼追蹤迴路(code-tracking loop, CTL)，也稱為延遲鎖定迴路(delay lock loop, DLL) 0在之前的CTL設計中，使用壓控振蕩器(VCO)或數字控制振蕩器(NCO)。 CTL可以是同調(coherent)或非同調(noncoherent)。同調及非同調與如何加總去擴數據 (despread data) L^i,/fe^fe一"i^Hflf^ (errorsignal)

發明內容
依據本發明，為在無線多路徑衰退信道上傳輸的展頻信號的多路徑成份的時間追 蹤而使用一種簡單及強韌的碼追蹤迴路(code-tracking loop, CTL)。該CTL包括使用一 偽噪聲(pseudo noise)序列對早及晚數據樣本去擴，藉由去擴輸出一誤差訊號，調整多個 準時，早及晚樣本，以及決定做為誤差信號的數據速率的一分數部份的一控制訊號的數據 速率。該CTL具有實施的簡化結構。一聯合CTL也被揭示用以於二多路徑彼此非常接近時 消除二多路徑之間的幹擾。


圖1是無線通信鏈的圖式。圖2是使用高取樣輸入數據的CTL的框圖。圖3是使用低取樣速率輸入的CTL的框圖。圖4是UMTS FDD系統的一種CTL設計的框圖。圖5是表示在信號對噪聲比SNR = -24dB時的仿真時間追蹤圖。圖6是在SNR = -24dB時的仿真時間追蹤圖。圖7表示SNR = -24dB時的仿真時間追蹤圖。圖8是當二相鄰CTLs由少於一個半碼片(chip)所分離時位於其間的幹擾圖。
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圖9是聯合CTL的框圖。
具體實施例方式本發明將參照圖式而被詳細描述，其中相同的標號始終代表相同組件。圖1是無線通信鏈的圖式，其包括一或更多基站11 (為簡化，僅表示一個)，以及一 或更多無線傳輸及接收單元(WTRUs) 12 (為簡化，僅表示一個)。該基站包括一傳輸器(未 示出)以及接收器13，而該WTRU 12包括一傳輸器(未示出)以及接收器14。至少一基站 11及WTRU 12具有傳輸功能，因此在基站11與WTRU 12之間建立一個通信鏈，如同由天線 17，18所表示。熟悉本技藝的人士應該了解，本發明的CTL 21被實施於一接收器之內，例如 接收器13或14。CTL使用早及晚信號(亦即樣本)以產生時間追蹤用的誤差信號。該早及晚樣本 分別被定義為比準時的樣本早半個碼片(半碼片期間)以及晚半碼片(半碼片期間)的樣 本。一個「碼片(chip)」是傳輸擴散碼的一位的時間區間，而半碼片是一碼片區間的一半。 碼片時間區間的頻率稱為「碼片速率」。在UMTS CDMA及CDMA 2000標準中，碼片速率被定 義為 3. 84MHz/s。參照圖2，其表示依據本發明的CTL 21的框圖。輸入者為具有16倍碼片速率的速 率的樣本。應該注意的是雖然此處提及特定的數據速率，這些數據速率的提供是為例示之 用。例如，雖然數據取樣速率可能變化，8及16的取樣速率是典型的取樣速率。在使用16 倍取樣速率的另一實例中，對16樣本的每一個將是用以去擴，解調製以及耙組合。的一個 「準時」的同步樣本。CTL 21將追蹤此時間並選擇準時的樣本。為達成此目標，CTL 21將使 用早及晚樣本。CTL21包括一輸入樣本區段23，一早樣本偽噪聲(PN)去擴器25，一晚樣本PN去 擴器26，一早-晚偵測器27，一集成及轉儲(dump)電路28，一碼元計算器29以及一加總 器30。輸入樣本選擇器23提供早及晚樣本給PN去擴器25，26，其接著提供信號給早-晚 偵測器27。該早-晚偵測器27包括一晚功率(late power)計算器27a，一早功率(early power)計算器27b以及一加總器27c。早-晚偵測器27的輸出是提供給集成及轉儲電路 28的一誤差信號。集成及轉儲電路28的輸出被傳送給碼元計算器29。碼元計算器29輸 出被輸入加總器30的+/-信號。該加總器30考慮先前的結果轉換該相對的時間控制信號 (亦即，-1/+1)至一絕對時間控制信號。加總器30的輸出被傳送至輸入樣本選擇器23以 形成迴路。由集成及轉儲電路28中的集成器所執行的集成功能累積信號功率並改善信號對 噪聲比。在信號被集成一預先定義或預先決定的時間區間時，集成值被輸出。為集成下一 時間間隔的信號，在集成器中的信號首先被清除。因此，集成器不連續地在不同時間區間之 間集成信號的等式稱為「集成及轉儲」。該集成區間被選擇為一導頻碼元區間。於一較佳實 施例中，該導頻碼元區間是預定數目的碼片，其於例示的實施例中為256碼片。CTL21藉由首先由去擴早樣本及晚樣本而運作。該等早及晚樣本由接收器已知的 PN序列去擴。被去擴的數據被標示為早樣本的Se(k)及晚樣本的S1GO,其中se(k)及S1GO 為複數(complex number)，而k代表時域(time domain)中的第k個數據。早-晚偵測器 27使用去擴的數據或數據碼元以產生一誤差信號，其可使用等式(1)非同調地獲得
Er(k) = Se(k) I2-Is1GO I2·等式(1)對每N個誤差信號艮(k)，其中(N > 1)，一控制信號Ctl將依據這些誤差信號艮(k) 的總合而被產生，其可被表示為 此控制信號Ctl是用以調整所有準時，早及晚樣本向前及向後M個樣本。通常M = 1或2或M/16碼片，其通常是1/16碼片或1/8碼片。控制信號Ctl的數據速率因使比誤差 信號艮(k)的數據速率低N倍。依然參照圖2，在某些情況中，傳輸數據可以被去除。如果是這樣(亦即，傳輸的 數據可以被消除)，這是藉由先移除來自去擴的早信號及去擴的晚信號的調製信號而完成。 這分別產生Se(k)*a(k)* 以及 等式(3)SjkhaGO* 分別 等式(4)其中a(k)為傳輸的碼元或傳輸信號的評估，而(廣代表共軛。因此，具有被移除 數據的m去擴的早及晚信號被同調加總以計算誤差訊號Er (k)，其可被表示為 去擴數據Se(k)或&(10包括一解調製碼元a(k)，亦即BPSK調製的的{1，-1}或 QPSK調製的{-1，+1，-j, +j}。當去擴數據Se(k)或&⑴被乘上如等式(3)及(4)中的 a(k)的共軛，去擴數據Se (k) sgS^k)中的a(k)成份將被「去除」(removed)。誤差信號艮(k)的數據速率因此低於去擴的早或晚信號N1倍，因為每一 N1去擴早 及晚信號產生一誤差信號。對每一誤差信號Er (k)，其中N > 1，一控制信號Ctl依據這些N誤 差信號的總合的碼元而產生，且此控制信號C。的數據速率比誤差信號的數據速率低N1XN 倍。在另一情況中，誤差信號艮(k)被產生。等式(1)使用一去擴數據碼元以產生一 誤差信號艮(k)。等式(5)使用N1去擴數據碼元以產生一誤差信號艮(k)。因此，誤差信號 Er (k)的數據速率以N1倍不同。依據本發明的一實施例，同調及非同調方法皆被使用。同調偵測同調地增加信號 (亦即，直接加總複數數字)，例如等式5中的總合(或如的後將解釋的，等式7的內總合 (inner sum))。非同調偵測非同調地增加信號(亦即，複數的功率數目)，例如將參照等式 (6)所做的解釋的總合。二方法之間的不同在於同調偵測的性能比非同調偵測好。然而，為 使用同調偵測以獲得較佳的性能，傳輸的信號必須為已知或如等式5所執行的評估。依據本發明使用低取樣速率輸入數據的第二實施例的CTL 31表示於圖3此CTL 31包括一內插器33，一早樣本PN去擴器35，一晚樣本PN去擴器36，一早-晚偵測器37，一 集成及轉儲電路38，一碼元計算器39以及一加總器40。內插器33提供早及晚樣本給PN 去擴器35，36，其接著提供信號至早-晚偵測器37。該早-晚偵測器37包括一晚功率計算 器37a，一早功率計算器37b以及一加總器37c。早-晚偵測器37的輸出是提供給集成及 轉儲電路38的一誤差信號E,(k)。集成及轉儲電路38的輸出被傳送給碼元計算器39。
碼元計算器39輸出被輸入加總器40的+/_信號。該加總器40考慮先前的結果 轉換該相對的時間控制信號(亦即，-1/+1)至一絕對時間控制信號。加總器40的輸出被 傳送至內插器33以同圖2所述的方式形成迴路。為低取樣速率輸入數據，取樣速率一般是每碼片2樣本。為調整準時及早/晚樣 本向前或向後一碼片速率的部分(例如1/16碼片或1/8碼片)，內插器33被用以產生所有 準時的樣本，以及由被偏移來自先前樣本的時間量的早/晚養本。如所見，輸入數據速律與圖2所示的輸入樣本選擇器23以及圖3所示之內插器33 不同。樣本選擇器23依據控制信號Ctl選擇使用那些輸入樣本。因為內插器33僅具有每 碼片二輸入樣本，其必須依據一控制信號輸入產生或插入想要的樣本。圖2的CTL 21需要高速的模擬數字轉換器(ADC)。圖3的CTL 31使用低速ADC， 其成本較低，但CTL 31也需要額外的內插器以重新產生想要的樣本。以CTL 21，高數據速 率被使用(例如，16樣本/碼片)且因此需要高速的ADC。以CTL 31，低數據速率(例如2 樣本/碼片)被使用且因使需要低速度的ADC。不同的數據速率對不同的應用而言是需要 的。例如，在圖4，低速的ADC是較好的，因為使用2樣本/碼片以及內插器53。於對應UMTS FDD標準的實施例中，為上行鏈路(uplink)傳輸，每一專用控制物理 控制信道的時隙包含10個碼元(包括導頻，傳遞功率(power)控制以及TFCI位)。在這些 碼元中，導頻碼元為接收器所已知，但功率控制及TFCI位對接收器而言是未知。假設SEy 及SLk, j指示第k時隙內第j碼元的去擴的早及晚信號。如果CTL 31每二幀(frame)(每 幀有15時隙而每2幀有30個時隙)被更新，則在使用非同調結合的集成及轉儲電路38的 輸出的控制信號CO可以被表示為 另一種情況是CTL 31同調加總來自一時隙的早及晚信號的數目，且隨後計算誤 差信號Er(k)的功率。再次地，如果CTL 31每二幀被更新一次，則在集成器的輸出的控制 信號CO可以被表示為 其中，Ij為已知第k時隙的j樣本中的導頻位或評估的功率控制/TFCI位。藉由實施以下項目的不同組合的其它實施例是可能的1)使用一輸入樣本選擇 器23 (為圖2所示的高速ADC)或內插器33(為圖3所示的低速ADC) ；2)使用如等式1及6 所示的非同調誤差信號或使用等式5及7所示的誤差信號的計算；以及3)使用如等式1-5， 6及7所示的誤差信號功率或使用如等式9所示的誤差信號絕對值。如以上所解釋，圖2使 用輸入樣本選擇器，非同調誤差信號計算，以及誤差信號功率(等式1)。圖4，如以下所解 釋，使用內插器，非同調誤差信號計算以及誤差信號絕對值。如以上所解釋，等式(6)及(7)代表產生如以上所述的誤差信號EJk)的二種不 同方法。等式(6)使用非同調偵測並使用等式(1)的誤差信號產生，而等式(7)使用同調 偵測並使用等式(5)中的誤差信號產生。此「SIGN」是用以向前或向後調整時鐘。當等式 (6)或(7)的碼元是正的，其將調整時鐘向後；而當等式(6)或(7)是負的時候，其將調整時鐘向前。依據本發明的UMTS FDD的CTL的實施例表示於圖4。CTL電路51包括一內插器 53，一延遲電路54，早及晚PN去擴器55，56，計算個別信號的絕對值的二大小計算電路57， 58，以及一加總器59。同樣包含的是一集成及轉儲電路63，一碼元計算器64以及一第二加 總器65。內插器53提供一信號早/晚輸出至延遲電路54，其提供一早信號至早PN去擴器 55。內插器53的輸出直接被提供給晚PN去擴器56，而去擴器55，56的輸出被提供給個別 的大小計算電路57，58。圖4電路使用由等式(1)及(6)所描述的第一誤差信號產生方法，因為早樣本及 晚樣本被正好一個碼片區間所分離，而早樣本可以藉由從晚樣本延遲一樣本而獲得。此外， 在圖4，由早及晚信號功率計算器37a及37b執行的平方計算被取代為絕對值計算以便簡化 硬體複雜度。如果比較等式(9)與等式(1)，可以看見的是集成器及轉儲電路63執行如等式 (6)所述的加總；而碼元計算器64解答如等式(6)所描述的碼元(+或_)。因為此碼元產 生一相對的時鐘調整，新的絕對時鐘信號由加總先前的絕對時鐘與進入的相對調整而被產 生。這在加總器65之中產生。絕對值(大小計算電路57，58中所計算的早及晚去擴器55，56)被提供給加總器 59，其提供一誤差信號Er (k)做為其輸出至集成器及轉儲電路63，其接著輸入至碼元計算 器64。來自碼元計算器64的輸出是嚴格限制於+/-1信號，其被提供為至那插器53的相位 控制，以形成迴路。誤差信號八^是絕對值&」與^」的差異，其可被表示為Ak,J= IEkijI-Ikj等式(9)集成器及轉儲電路63提供誤差信號的大小且其輸出被碼元計算器64嚴格限制為 +1或-1，依據被加總的誤差信號的碼元而定。此+1或-1被用以調整所有準時，早及晚的 樣本向前或向後1/8碼片的時鐘，並且藉由控制內插相位而被實施。此內插相位藉由以新 輸入數據(=1或-1)減除先前相位而被更新。內插器53使用四樣本(樣本間隔為半個碼片)以產生準時的及晚的樣本。樣本 控制信號(亦即，內插器輸出)，時鐘偏移及內插是數表示於表一。早樣本是由將先前產生 的晚樣本延遲一個樣本而被產生。如果準時的樣本在相位」0」，則晚樣本將在相位」2」。如 果準時的樣本在相位」 X」，則晚樣本將在相位」 x+2」。表一內插相位，時鐘偏移及是數 集成器及轉儲電路63在穩定追蹤模式期間每30時隙被重設一次，而於初使拉入 (pull-in)期間每10個時隙重設一次。在初始，CTL 51是處於一「粗糙」」時鐘位置。希望 CTL 51能夠快速反應以發現正確的時鐘位置(初始拉入模式)隨後CTL 51將鎖定此位置 並追蹤任何時鐘改變(追蹤模式)。在手指被指派給CTL 51的後於第五幀期間，CTL 51被 假設在拉入模式中，且從第6幀開始，CTL 51被假設在追蹤模式中。對拉入模式，CTL 51每10個時隙被更新且所有10導頻及數據碼元每個專用物理
控制信道(dedicated physical control ；channel，DPCCH)時隙被使用。於此情況中累積
器的輸出Q可以表示為 ο ο 對穩定模式，CTL 51每30時隙(或二幀)被更新，而所有10導頻及數據碼元每 DPCCH時隙被使用。集成器及轉儲電路63的輸出可以表示為等式(11) CTL 51追蹤在一靜態模式期間的仿真結果被執行。此仿真參數如下1)時間及頻率漂移為0. 613ppm ；2)信道為AWGN信道；3)目標 SNR = _24dB;4) CTL 51每二幀(30秒)被更新一次；
5)為每次CTL 51的更新，施加向前或向後的1/8碼片調整；6)計算最大時鐘誤差；7)計算均方時鐘誤差的平方根(RMSE)；8)考慮非同調及同調組合；9)對非同調組合，每時隙10碼元被使用，且誤差信號計算同等式(6)；10)對同調組合，每時隙只有10碼元被使用，而誤差信號計算同等式(7)，m = 3 ；11)仿真簡化的方法，其使用絕對值而不使用早及晚信號的功率。圖5是表示在SNR = -24dB使用同調偵測的仿真的時鐘追蹤的圖式。藉由使用等 式(7)，可以達成每時隙10導頻碼元的非同調組合。圖6是表示在SNR = -24dB使用非同 調偵測的仿真的時鐘追蹤的圖式。圖7表示依據本發明使用等式(11)的簡化的誤差信號計算的結果。因為非同調 組合的等式(6)及同調組合的等式97) 二者中的誤差信號計算需要計算複數的功率，此功 率計算在硬體實施上非常複雜。為了降低硬體的複雜度，使用大小計算取代功率計算。如果所有10隱導及數據碼元被用於每時隙的非同調組合，且CTL每二幀(30時 隙)被更新，則累積器輸出可被表示為等式(12) 如果在每一時隙內的同調組合使用第一三導頻碼元，且CTL每二幀(30時隙)被 更新，則累積器輸出可被表示為 表二是不同CTL方法的RMSE的性能比較集合。於此表中，三個CTL方法被比較。 一個是每時隙使用10碼元的非同調組合；第二種是每時隙使用3導頻碼元的同調組合；第 三種是每時隙使用10碼元的簡化的非同調組合。對目標SNR = -24dB，三方法被緊密地執 行。當SNR為-34dB，同調組合執行最差，因為使用較少的碼元。簡化的方法比非簡化的版本差。表二不同CTL方法的RMSE 每一 CTL獨立追蹤一手指。當二多路徑(或手指)位於一個半碼片內時，二手指 的二 CTL教互相干擾且因此衰退CTL追蹤性能。依據本發明特定的形式，一聯合方法被用 以降低來自互相的幹擾。不需要一般性的損失，可以使用有二多路徑的方法。被接收信號 r(t)可以被表示為r (t) = hi (t) s (t) +h2 (t) s (t- τ ) 等式(14)其中s(t)為有用的信號，
4為信息碼元，而8(丨)為信號波
形。hjt)為第一路徑的信道增益，而h2(t)為第二路徑的信道增益。τ是二手指之間的相 對延遲。說明的是在等式(14)中並未考慮附加的白高斯噪聲。當二相鄰手指的機的相對延遲小於1. 5碼片時，二獨立的CTL將互相干擾，如圖8 所示。應說明的是三角形波形僅為說明之用，在實際上並不需要使用。由於幹擾，二 CTL的 性能將衰退。第一手指的晚信號的樣本將包含來自第二手指的幹擾h2g( τ-Τ/2)，而第二 手指的早信號的樣本將包含來自第一手指的幹擾hlg( τ -Τ/2)。第一手指的晚信號的樣本 S1lstGO 為 而第二手指的早信號的樣本S12ndGO為
等式(16)圖9是聯合CTL方法100的框圖。此等組件類似圖4，但具有一聯合誤差信號計算 器102如同二 CTL電路103，104般操作。CTL電路103包括一內插器113，一延遲電路114，早及晚PN去擴器115，116，計算 個別信號的絕對值的大小計算電路117，118，以及加總器119。同樣包括的是集成器及轉儲 電路123，一碼元計算器124以及一第二加總器125。內插器113提供一信號早/晚輸出至 延遲電路114，其提供一早信號至早PN去擴器115。內插器113的輸出直接被提供給晚PN 去擴器116，而去擴器115，116的輸出被提供給個別的大小計算電路117，118。CTL電路104 包括一內插器133，一延遲電路134，一早及晚PN去擴器135，136，計算個別信號的絕對值的 大小計算電路137，138，以及加總器139。同樣包括的是集成器及轉儲電路143，一碼元計算 器144以及一第二加總器145。內插器133提供一信號早/晚輸出至延遲電路134，其提供 一早信號至早PN去擴器135。內插器133的輸出直接被提供給晚PN去擴器136，而去擴器 135，136的輸出被提供給個別的大小計算電路137，138。如所見，二手指間的相對延遲τ可以從CTLs獲得。如圖4電路的情況，圖9的電 路使用由等式(1)及(6)所描述的第一誤差信號產生方法，因為早及晚樣本正好由一碼片 間隔分離，且該早樣本可藉由延遲一樣本從晚樣本獲得。使用絕對值計算以簡化硬體複雜度。依據本發明特定的形式，以下二種方法對去消幹擾而言是有效的方法1 如果信道增益hjt) Rh2(I)為已知，幹擾藉由從有用信號中減去幹擾而 被消除。該誤差信號被產生為 控制信號CO使用等式(2)被計算。方法2 如果如果不知道信道增益Ill (t) &h2(t)，但二手指的功率為已知，其為信 道增益Ih1I2及Ih2RElh1I2及Elh2I2的平均。因為 控制信號CO被計算如下，其幹擾被移除。
本發明在小區移動系統中是有用的。於一較佳實施例中，本發明被實施於由一射 頻網絡控制器或點B傳輸控制器的一基站傳輸中。然而，應了解的是，本發明可使用於展頻 通信傳輸的廣泛的變化。
權利要求
一種數碼追蹤迴路，包括去擴器，用於通過使用偽噪聲序列來去擴早及晚數據樣本；早-晚檢測器，用於從該去擴器的輸出產生誤差信號；以及反饋迴路，用於為多個準時、早及晚樣本提供時鐘追蹤並根據控制信號提供固定大小的調整，所述控制信號是基於所產生的誤差信號的累積的正負號但不是所產生的誤差信號的累積的大小，使得所述控制信號的數據速率為所產生的誤差信號的數據速率的分數比例。
2.根據權利要求1所述的數碼追蹤迴路，其中所述去擴器用於對包括早去擴數據樣本se(k)與晚去擴數據樣本S1GO的數據樣本進 行去擴，其中se(k)與S1GO的每一個被提供為複數數字，k代表時域內第k個數據；以及所述早-晚檢測器用於根據下式產生誤差信號為艮(k) Er(k) = Se(k) I2-Is1GO I2。
3.根據權利要求1所述的數碼追蹤迴路，其中所述早及晚樣本分別被定義為比準時數 據樣本早半碼片區間與晚半碼片區間的樣本。
4.根據權利要求3所述的數碼追蹤迴路，其中對每N個樣本而言，N等於每一個碼片的 樣本數，所述去擴器用於對提供用於去擴、解調製及耙組合的準時同步樣本的一個樣本進 行去擴。
5.根據權利要求3所述的數碼追蹤迴路，其中所述去擴器用於對專用物理控制信道的 多個時隙的數據樣本進行去擴，每一個時隙包括10碼元，所述10個碼元提供導頻、傳輸功 率控制及傳輸格式組合指示符位。
6.根據權利要求1所述的數碼追蹤迴路，其中所述反饋迴路還用於每二幀提供更新的 時鐘追蹤。
7.根據權利要求1所述的數碼追蹤迴路，其中所述反饋迴路用於提供在無線多路徑衰 退信道上的直接序列展頻信號的多路徑成份的時鐘追蹤。
8.一種無線通信裝置，包括去擴器，用於通過使用偽噪聲序列來去擴早及晚數據樣本；早-晚檢測器，用於從該去擴器的輸出產生誤差信號；以及反饋迴路，用於為多個準時、早及晚樣本提供時鐘追蹤並根據控制信號提供固定大小 的調整，所述控制信號是基於所產生的誤差信號的累積的正負號但不是所產生的誤差信號 的累積的大小，使得所述控制信號的數據速率為所產生的誤差信號的數據速率的分數比 例。
9.根據權利要求8所述的無線通信裝置，其中所述去擴器用於對包括早去擴數據樣本se(k)與晚去擴數據樣本S1GO的數據樣本進 行去擴，其中se(k)與S1GO的每一個被提供為複數數字，k代表時域內第k個數據；以及所述早-晚檢測器用於根據下式產生誤差信號為艮(k) Er(k) = Se(k) I2-Is1GO I2。
10.根據權利要求8所述的無線通信裝置，其中所述早及晚樣本分別被定義為比準時數據樣本早半碼片區間與晚半碼片區間的樣本。
11.根據權利要求10所述的無線通信裝置，其中對每N個樣本而言，N等於每一個碼片的樣本數，所述去擴器用於對提供用於去擴、解調製及耙組合的準時同步樣本的一個樣本 進行去擴。
12.根據權利要求10所述的無線通信裝置，其中所述去擴器用於對專用物理控制信道 的多個時隙的數據樣本進行去擴，每一個時隙包括10碼元，所述10個碼元提供導頻、傳輸 功率控制及傳輸格式組合指示符位。
13.根據權利要求8所述的無線通信裝置，其中所述反饋迴路還用於每二幀提供更新 的時鐘追蹤。
14.根據權利要求8所述的無線通信裝置，其中所述反饋迴路用於提供在無線多路徑 衰退信道上的直接序列展頻信號的多路徑成份的時鐘追蹤。
15.根據權利要求8所述的無線通信裝置，所述無線通信裝置被配置為基站。
16.根據權利要求8所述的無線通信裝置，所述無線通信裝置被配置為無線傳輸及接 收單元。
17.根據權利要求8所述的無線通信裝置，其中所述反饋迴路用於將每個控制信號轉 換為絕對時間控制信號，所述絕對時間控制信號用於作出所述時間調整，使得所述控制信 號基於所述絕對時間控制信號的先前數值而被轉換。
18.一種在無線通信中用於提供時鐘追蹤的方法，包括通過使用偽噪聲序列去擴早及晚數據樣本；從去擴器的輸出產生誤差信號，以及為多個準時、早及晚樣本提供時鐘追蹤並根據控制信號提供固定大小的調整，所述控 制信號是基於所產生的誤差信號的累積的正負號但不是所產生的誤差信號的累積的大小， 使得所述控制信號的數據速率為所產生的誤差信號的數據速率的分數比例。
19.根據權利要求18所述的方法，其中每二幀更新所述時鐘追蹤。
20.根據權利要求18所述的方法，其中去擴數據樣本包括早去擴數據樣本民(k)與晚去擴數據樣本S1 (k)，其中Se (k)與S1 (k) 的每一個被提供為複數數字，k代表時域內第k個數據；以及所述誤差信號根據下式被提供為艮(k) Er(k) = se(k) I2-Is1GO I2。
21.根據權利要求18所述的方法，其中所述早及晚樣本分別被定義為比準時數據樣本 早半碼片區間與晚半碼片區間的樣本。
22.根據權利要求18所述的方法，所述方法包括執行所述去擴，對每N個樣本而言，N 等於每一個碼片的樣本數，一個樣本提供用於去擴、解調製及耙組合的準時同步樣本。
23.根據權利要求18所述的方法，其中所述去擴針對專用物理控制信道的多個時隙發 生，每一個時隙包括10碼元，所述10個碼元提供導頻、傳輸功率控制及傳輸格式組合指示 符位。
24.根據權利要求18所述的方法，其中對無線多路徑衰退信道上的直接序列展頻信號 的多路徑成份執行所述去擴。
25.根據權利要求18所述的方法，包括基於調整來提供時鐘追蹤，其中該早及晚樣本分別被定義為比準時數據樣本早半碼片 區間與晚半碼片區間的樣本；碼片區間被建立為時間區間以傳輸擴展碼的一個位；以及碼片區間的頻率被選擇為大約3. 84MHz/s。
26.根據權利要求18所述的方法，還包括基於絕對時間控制信號的先前數值將每個控制信號轉換為所述絕對時間控制信號。
全文摘要
一種用於在無線多路徑衰退信道上所傳輸展頻信號的多路徑成份的時間追蹤的簡易及強韌CTL。一數字追蹤迴路包括藉由使用一偽噪聲序列以去擴早及晚數據樣本的實施，一誤差信號輸出由該去擴器產生，以及多個準時，早及晚樣本，被提供為該誤差信號的一數據速率的一部份的一控制信號的一數據速率用的調整。
文檔編號H04B1/707GK101888260SQ20101023061
公開日2010年11月17日 申請日期2003年4月29日 優先權日2002年4月29日
發明者彬·黎 申請人:美商內數位科技公司