一種基帶信號的編、解碼電路的製作方法

2023-10-08 05:06:49

專利名稱：一種基帶信號的編、解碼電路的製作方法
技術領域：
本發明主要用於基帶信號的編解碼，具體說是一種基帶信號的編、解碼電路。
背景技術：
在無源感應傳輸系統中，通常接收端不單獨提供電源，而且接收端對抗高過載能 力有較高的要求，只能使用穩定性較差的RC振蕩器來進行解碼。系統的數據和能量傳輸是通過發射端和接收端的兩個諧振電路的磁耦合實現的， 耦合較低效率，能量傳輸效率低，接收端的能量獲取就成了系統設計的瓶頸問題。改善的 方法要麼增加發射端的功率或是提高發射端的功放效率，要麼就是採用合適的編碼調製方 式。但是接收端功耗和體積受限決定了不能採用過於複雜的調製解調方式，因此採用100% ASK調製方式，採用二極體包絡檢波完成數據解調。至於編碼方式，從能量耦合的角度考慮， 應儘可能多的傳輸高電平，解決傳輸過程中連續低電平時造成的通信中斷問題。採用RC振 蕩器作為解碼晶片的時鐘源，因此接收端解碼時鐘穩定性較差，最好能夠由編碼提供位定 時信息。傳統編碼碼型有NRZ碼、CMI碼、改進型Miller碼、Manchester編碼及傳號反轉 碼等。改進型Miller和Manchester編碼在無源射頻識別(RFID)中得到了廣泛的使用，但 Manchester編碼存在相位不確定問題。傳號反轉碼CMI則很好地解決了這一問題，並且可用負跳變直接提取位定時信 號；傳號反轉碼CMI 「1」交替用正電平或負電平表示，而「0」則固定地也能夠用一周期方波 來表示，但是，CMI碼「1」、「0」交替出現時存在1或1. 5個周期的低電平，容易造成能量中 斷，能量傳輸效率不高。NRZ碼也存在這個問題。改進型miller編碼很好地解決了能量中 斷問題，但是由於接收端對抗過載能力有較高的要求，決定了只能使用穩定性較差的片內 振蕩電路來進行解碼，不易提取位定時信息，這將對接收端解碼帶來很大難度。現有編碼技術的顯著缺點是相位不確定，或容易造成能量中斷、能量傳輸效率不 高，後續信號處理電路獲得的工作能量不足，無法正常工作。或不易提取位定時信息、接收 端解碼難度很大。

發明內容
本發明的目的是提供一種基帶信號的編、解碼電路，其傳遞的基帶信號相位確定， 可以在信號傳遞的同時，穩定地向後續信號處理電路提供工作能量。為達到上述目的，本發明提供了一種基帶信號的編、解碼電路，包括基帶信號源， 該基帶信號源的輸出端連接編碼電路輸入端；還設有解碼電路，該解碼電路接收所述編碼 電路的編碼數據，該解碼電路的輸出端連接有收端信號處理模塊，其關鍵在於當基帶信號源發送數據「 1，，給所述編碼電路時，所述編碼電路發送第一能量波給 所述解碼電路，當所述解碼電路識別到第一能量波後，輸出數據「1」給所述收端信號處理模 塊；
當基帶信號源發送數據「0」給所述編碼電路時，所述編碼電路發送第二能量波給 所述解碼電路，當所述解碼電路識別到第二能量波後，輸出數據「0」給所述收端信號處理模 塊。所述編碼電路包括微控制器，該微控制器的第一時鐘端和第二時鐘端之間串接有 晶振，該晶振的一端串接第一電容後接地，該晶振的另一端串接第二電容後接地；為了盡可 能讓編碼後的每一位的輸出時間長度準確，可採用24MHZ的晶體振蕩器，從而，最小指令周 期可達到0. 5ii s。所述微控制器的復位端串接第一電阻後接地，該復位端串接第三電容後接第一電 源 VCC ；所述微控制器的供電端和讀取控制端均接所述第一電源VCC ；所述微控制器的接地端均接地；所述微控制器的輸入端和反饋端均與所述基帶信號源連接；所述微控制器的輸出端連接所述解碼電路，輸出端串行輸出編碼完畢的數據序 列。來自所述基帶信號源的數據為串行二進位數位訊號，每次待編碼十三位，其中12 位有效數據、1位奇偶校驗碼；所述十三位待編碼數據分別保存在所述編碼電路的寄存器 R5的八位和寄存器R6的高五位；所述編碼電路內寄存器R4為計數次數寄存器。所述解碼電路包括單片機，該單片機的電源端接第二電源V0，該電源端還在串接 第四電容後接地；該單片機的負極端接地；該單片機通過數據輸出端輸出已解碼數據，該數據輸出端還在串接第二電阻後接 第二電源V0;該單片機的接收端接收待解碼信號。所述第一能量波是佔空比為1-a的方波，所述第二能量波是佔空比為的方 波，且a卓0 ；所述第一能量波與第二能量的周期相同。所述a <旦或2a =旦。所述各方波起始電平一致。(一 )第一、第二能量波的編碼能量傳輸有效性分析設編碼後的能量方波的周期為Ts，該Ts與信源數據即未編 碼數據的速率Td相同。假設高電平幅度為A，低電平幅度為零，且信源輸出的二種符號「 1，， 和「0」概率相等且相互獨立，因而編碼後輸出的二種符號的概率均為0. 5，若符號「 1 」用 Sl(t)表示，呼號「0」用sQ(t)表示，則
『s,{t) = A[u{t~Tn)-u{t~Ts)\<J
Aiuit-T^-uit-T^其中，u(t)是單位階躍函數。Si(t) (i = 0,1)平均能量Eavg可以表示為Eavg = pE1+(l-p)E0式中，和&分別對應於傳輸數據為1和0的碼元的能量，p為數據1出現的概 率，取值為0.5。由能量計算公式 可求得Si (t)平均能量Eavg為Eavii =^pEl+(I-P)E0A1Ts
『―Z同理可以求得Manchester和CMI編碼的平均能量Efflanch = Ecmi = A2Ts/2要想改進CMI碼從能量傳輸有效性的角度得到改善，則要求Eavg ^ Ecmi可以求出，a <-
3而且可以求出相對於CMI碼提高的能量傳輸效率η為η =1-3 α可見，僅就能量傳輸效率而言，需要儘可能的減小α的取值。誤碼性能分析這裡我們採用2ASK非相干解調的方法，即二極體包絡檢波法，對 加性白高斯噪聲信道中第一、第二能量波的誤碼性能進行分析，其實這是一種次最佳的接 收方法。數據1出現的概率為P = 0. 5，我們可以得到編碼輸出後的高電平和低電平的概率 Ph和Pl分別為Ph= (1-α ) ρ+(1-2 α ) (1-ρ) = 1-1. 5 αPl = α ρ+2 α (1-ρ) = 1. 5 α發送的數據的誤碼率Pe由編碼後輸出的高電平和低電平接收判斷時錯誤概率決 定，在採用最佳判決門限和大信噪比條件下，則可以得到總的差錯概率為Pe = (1-1. 5 α ) Pell+1. 5 α PeL式中，Pdl和分別為發送信號為高、低電平時的差錯概率。取最佳判決電平為Vt = Α/2時，此時的採樣時間應等效為T' s= ciTs，也就是 說將原來的一個符號元等效為l/α個高低電平的組合，稱該組合中的每個單元電平為一 chip電平，故而可得誤比特概率為 式中，erfc為互補誤差函數。可見，誤比特率Pe是信噪比EbAitl和α的函數。在 同一信噪比條件下，誤比特率PJ逭著α值增大而減小。只要給定系統設計所允許的誤碼 性能，就可以推算出滿足誤碼性能要求的α的極限值。功率譜分析設系統傳輸數據1和0的出現概率獨立，則根據隨機序列功率譜的計 算公式Ps (/) = fsp(l - (/) - ^0 (/)|2
+ Xl/vtpS, (m/v) + (1 - p)S0 (mfs)][ S{f - mfs)
m~-co其中，出現的概率，fs為發送符號的速率，(f)為Sl(t)的頻譜函數， S2(f)為s2(t)的頻譜函數。寫出Sl(t)和s2(t)的頻譜函數為(f) = A(Ts-Tn) Sa[jif (Ts-Tn) ] exp [j Ji f (Ts-Tn)]= ATs(l-a )Sa[ n fTs(l-a )] exp[j n fTs(l-a )]S0 (f) = A (Ts-T10) Sa[jif (TS_T10) ] exp [j Ji f (TS_T10)]= ATS (1-2 a ) Sa [Ts (1—2 a ) ] exp [j n fTs (1—2 a )]因此，可以得到，p = o. 5，A = 1時的雙邊功率譜Ps(/) = ^/sx
\TS (1 - a)Sa[jrfTs (1-a)]- exp[ jnjTs (1 - a)] - Ts (1 — 2a)Sa[nJTs (1 一 2 )] . exp[ jnfTs{\ ~ 2a)]|2
co 1+ Yj
|(1 一 a)Sa[7tm{\ - )] exp[ jnmX\ - a)] + (1 - 2a)Sa[7tm{\ 一 2a)] ■ exp[ jnmiX - 2a)]|2其中第一項為連續譜，第二項為離散譜。採用Matlab分別計算不同a (a分別為 0.1,0.2,0. 3)時的離散譜和連續譜，並繪出它們的歸一化功率譜密度。可發現，第一、第二 能量波直流分量比較豐富，而CMI碼不含直流分量，從能量傳輸的角度來看這正是我們所 期望的。同時含有碼頻1/TS處的線譜分量，便於提取位同步信號。而且比例因子a的選 取也是系統設計時需要重點考慮的，a值增大，頻譜的第一個零點會向歸一化頻率的零點 靠近，信號的帶寬會減小，同時碼頻1/%處的線譜分量也會增加，有助於為定時分量提取， 但無益於能量傳輸；反之a值減小，信號帶寬增加，碼頻1/TS處的線譜分量會減少，會提高 對後續電路如功放等的要求，但從能量傳輸角度來看是有益的。第一、第二能量波編碼參數的確定編碼參數a對硬體實現，能量傳輸效率，誤碼性能和功率譜均有影響。首先考慮 硬體實現的限制。一般情況下，當接收端硬體一定的條件下，其所能辨別的電平信號的最小 時間長度Td fflin也是一定的，假設Td min是5 y s，系統需要識別Tu和T1(l的區別，所以要求T10-Tn = a Ts ^ 5 u s符號發送的周期為Ts = 50 y s,因此a ^ 0. 1從誤碼率來看，系統的傳輸環境為大信噪比，假定為15dB。系統要求傳送兩個字節 數據的正確率在99. 5%以上，可以計算出傳輸的每幀數據為14位長度時，要求的誤比特率 小於3.6X10_4，因而只要a大於0.05就可以滿足設計指標。從頻譜來看，a過小則信號帶寬較大，不利於後續電路的設計。經綜合考慮後，a 取0. 25，此時信號帶寬從功率譜查出，約為80kbps。並可計算出相對於CMI碼提高的能量 為 n = 25%
根據上述說明，所述微控制器的軟體程序編碼流程如下，第一步、程序開始；第二步、Pl. 0置0，持續時間0. 5Ts ；Pl. 0置1，持續時間0. 5Ts ；設置R4為8 ；第三步、寄存器R5左移一次，R4自減1 ；第四步、P1.0置0，持續時間α Ts，若寄存器R5移出的數據位為1則P1.0置1，否 則置0，並持續時間aTs後恢復為1，延時(l-2a)TS;第五步、判斷R4是否為0，若R4不為0則轉至第三步；若R4為0則進入第六步；第六步、設置計數次數寄存器R4為5 ；第七步、寄存器R6左移1次，R4自減1 ；第八步、P1.0置0，持續時間a Ts，若寄存器R6移出的數據位為1則P1.0置1，否 則置0，並持續時間aTs後恢復為1，延時(l-2a)TS;第九步、判斷R4是否為0，若R4不為0則轉至第七步；若R4為0則進入第十步；第十步、程序結束。( 二 )第一、第二能量波的解碼由於接收端尺寸受限，且有較高的抗過載要求，決定了我們不能採用複雜解調解 碼電路和穩定性較好的晶體振蕩器，這就為解調解碼帶來了較大難度。本發明中，第一、第 二能量波的位定時信號提取與CMI編碼具有相同的特性，可以直接從下跳沿提取，而且每 次下跳沿肯定是一個碼元的起始時刻，這也為我們接收端的同步解碼帶來了很大好處，可 以在一定程度上克服由於內部振蕩器不穩定造成的解碼錯誤問題，即可以利用下降沿時刻 來不斷修正內部震蕩器不穩定造成的採樣時刻偏差問題。採用包絡檢波法解調出的信號，上升沿和下降沿都有一定時間。在對第一、第二能 量波解調的採樣過程中，可以利用下降沿重新定位採樣時刻的相對起點，即們可以利用相 毗鄰的兩個採樣時刻之間的下降沿來作為該兩個採樣時刻中後一個採樣時刻的相對零點， 這樣就可以修正該後一個採樣時刻的相對起點，不會造成採樣誤差累積到其後的採樣時 刻，因而可以實時修正採樣時刻誤差，可靠性要高，尤其是在數據位較長的時候，效果更為 明顯。根據上述說明，所述單片機的解碼程序如下，其中，連續接收到錯誤數據的次數上 限為n，本程序中設η = 5 ；所述單片機內寄存器R3為錯誤次數寄存器；第一步、中斷入口 ；第二步、調用解碼程序，置位接收標誌；第三步、判斷奇偶校驗是否正確，若正確則轉至第四步，否則轉至第五步；第四步、判斷數據是否超限，若超限則轉入第五步，否則轉入第九步；第五步、復位接收數據標誌；第六步、R3自加1;第七步、判斷R3是否為5，若為5則轉入第八步，否則轉入第十步；第八步、存入默認數據；第九步、數據接收完成，關閉中斷允許標誌；第十步、中斷出口。除通過佔空比的判斷比較方式外，還可以有其他方式進行能量和數據傳遞
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所述第一能量波也可以是是脈衝數為N的一簇脈衝，所述第二能量波是脈衝數為 M的另一簇脈衝，其中，N興M。所述第一能量波是由兩個高電平和一個低電平構成的方波，其中，所述低電平位 於所述兩個高電平之間；所述第二能量波是由一個高電平和兩個低電平構成的方波，所述 高電平位於所述兩個低電平之間，該第一能量波與第二能量波的周期相同。這兩種能量波表示方法在能量傳輸效果、準確性等方面都不及用不同佔空比的方 波表示的能量波好。能量波每個周期的起始點不易確定，可以在能量波每個周期的固定時 間節點給出一個基準脈衝信息，這樣就可以對每個周期能量波都實施誤差清零處理，可以 避免累計誤差的出現。本發明的顯著效果是其傳遞的基帶信號相位確定，可以在信號傳遞的同時，穩定 地向後續信號處理電路提供工作能量，且易於提取位定時信息、便於接收端解碼。


圖1本發明的示意圖。
圖2實施例1第一能量波示意圖。
圖3實施例1第二能量波示意圖。
圖4誤比特率曲線圖。
圖5連續功率譜圖。
圖6離散功率譜圖。
具體實施例方式下面結合附圖和具體實施例對本發明作進一步詳細說明。實施例1 如圖1所示一種基帶信號的編、解碼電路，包括基帶信號源1，該基帶 信號源1的輸出端連接編碼電路2輸入端；還設有解碼電路3，該解碼電路3接收所述編碼 電路2的編碼數據，該解碼電路3的輸出端連接有收端信號處理模塊4，當基帶信號源1發送數據「1」給所述編碼電路2時，所述編碼電路2發送第一能 量波給所述解碼電路3，當所述解碼電路3識別到第一能量波後，輸出數據「1」給所述收端 信號處理模塊4 ；當基帶信號源1發送數據「0」給所述編碼電路2時，所述編碼電路2發送第二能 量波給所述解碼電路3，當所述解碼電路3識別到第二能量波後，輸出數據「0」給所述收端 信號處理模塊4。所述編碼電路2包括微控制器5，該微控制器5的第一時鐘端XTAL1和第二時鐘端 XTAL2之間串接有晶振XI，該晶振XI的一端串接第一電容C1後接地，該晶振XI的另一端 串接第二電容C2後接地；為了儘可能讓編碼後的每一位的輸出時間長度準確，採用24MHz 的晶體振蕩器，從而，最小指令周期只有0. 5 y s。所述微控制器5的復位端RST串接第一電阻R1後接地，該復位端RST串接第三電 容C3後接第一電源VCC;所述微控制器5的供電端VCC1和讀取控制端均接所述第一電源VCC ；所述微控制器5的接地端GND均接地；
所述微控制器5的輸入端P3. 0和反饋端P3. 1均與所述基帶信號源1連接；所述微控制器5的輸出端P1.0連接所述解碼電路3，輸出端P1.0串行輸出編碼完 畢的數據序列。來自所述基帶信號源1的數據為串行二進位數位訊號，每次待編碼十三位，其中 12有效數據、1位奇偶校驗碼；所述十三位待編碼數據分別保存在所述編碼電路2的寄存器 R5的八位和寄存器R6的高五位；所述編碼電路2內寄存器R4為計數次數寄存器。所述解碼電路3包括單片機6，該單片機6的電源端VCC2接第二電源V0，該電源 端VCC2還在串接第四電容C4後接地；該單片機6的負極端VSS接地；該單片機6通過數據輸出端SBWTDI0輸出已解碼數據，該數據輸出端SBWTDI0還 在串接第二電阻R2後接第二電源VO ；該單片機6的接收端Pl. 1接收待解碼信號。如圖2、3所示所述第一能量波是佔空比為l-α的方波，所述第二能量波是佔空 比為的方波，且α φ β ；所述第一能量波與第二能量的周期相同。所述α <旦或20 = β。所述各方波起始均為低電平。(一 )第一、第二能量波的編碼能量傳輸有效性分析如圖2、3，設編碼後的能量方波的周期為Ts，該Ts與信源數 據即未編碼數據的速率Td相同。假設高電平幅度為Α，低電平幅度為零，且信源輸出的二種 符號「 1，，和「0」概率相等且相互獨立，因而編碼後輸出的二種符號的概率均為0. 5，若符號 「1」用81(0表示，呼號「0」用S。(t)表示，則
\Sl{t) = A[u{t-Tn)-u{t-Ts)]]
{s0(t) = A[u(t-T10)-u(t-Ts)]其中，u(t)是單位階躍函數。Si (t) (i = 0,1)平均能量Eavg可以表示為Eavg = PE^(I-P)E0式中，E1和Etl分別對應於傳輸數據為1和0的碼元的能量，ρ為數據1出現的概 率，取值為0.5。由能量計算公式
COE= \s\t)dt
-co可求得Si (t)平均能量Eavg為Eavs = PE1 + (1 - ρ)￡0 =A2Ts同理可以求得Manchester和CMI編碼的平均能量Efflanch = Ecmi = A2Ts/2要想改進CMI碼從能量傳輸有效性的角度得到改善，則要求Eavg ^ Ecmi可以求出，
而且可以求出相對於CMI碼提高的能量傳輸效率η為η =1-3 α可見，僅就能量傳輸效率而言，需要儘可能的減小α的取值。誤碼性能分析這裡我們採用2ASK非相干解調的方法，即二極體包絡檢波法，對 加性白高斯噪聲信道中第一、第二能量波的誤碼性能進行分析，其實這是一種次最佳的接 收方法。數據1出現的概率為P = 0. 5，我們可以得到編碼輸出後的高電平和低電平的概率 Ph和Pl分別為Ph = (1-α )ρ+(1-2α ) (1-ρ) = 1-1. 5 αPl = α ρ+2 α (1-ρ) = 1. 5 α發送的數據的誤碼率Pe由編碼後輸出的高電平和低電平接收判斷時錯誤概率決 定，在採用最佳判決門限和大信噪比條件下，則可以得到總的差錯概率為Pe = (l-1.5a)PeH+1.5aPeL式中，Pel^P 分別為發送信號為高、低電平時的差錯概率。取最佳判決電平為Vt = Α/2時，此時的採樣時間應等效為T' s= aTs，也就是 說將原來的一個符號元等效為1/a個高低電平的組合，稱該組合中的每個單元電平為一 chip電平，故而可得誤比特概率為
Pe =-(1- 1.5 )er/c(—) +1.5ae 8σ" 22^2ση
1I F( Eh ) =-{\~\.5a)erfc{-'丄——) + 1.5ae 4(1_ar)"u
2V4(1-a)n0 J 式中，erfc為互補誤差函數。可見，誤比特率Pe是信噪比Eb/nQ和α的函數，誤比 特率曲線圖，如圖4所示。從誤比特率曲線可以看出，在同一信噪比條件下，誤比特率PJ逭 著α值增大而減小。只要給定系統設計所允許的誤碼性能，就可以推算出滿足誤碼性能要 求的α的極限值。
算公式
功率譜分析設系統傳輸數據1和0的出現概率獨立，則根據隨機序列功率譜的計
W7 + Σ [於 I ) + α- {mfs )]| S{f — mfx)
其中，PSs1 (t)出現的概率，fs為發送符號的速率，S1 (f)為Sl(t)的頻譜函數，
S2 (f)為S2 (t)的頻譜函數。寫出S1 (t)和S2 (t)的頻譜函數為

S1 (f) =A (Ts-T11) Sa [Jif(Ts-T11)] · exp [j Ji f (Ts-T11)] =ATs (l-α )Sa[ JifTs (1-α)] · exp [ j π fTs (1_ α )] S0(f) = A(Ts-T10) Sa[jif (Ts-T10) ] · exp [j Ji f (Ts-T10)] =ATs (1-2 α ) S α [JifTs (1-2 α )] · exp [j π fTs (1—2 α )] 因此，可以得到，ρ = 0. 5，A = 1時的雙邊功率譜
Jds(Z) = ~f,· X|7； (1 — a)Sa[nfTs (1- )]- exp[ jnfTs (1 - a)] - Ts (1 一 2a)Sa[nfTs (1 -2a)]- exp[ jnjTs (1 一 2a)]|2
CO 1+ X
川二-co *
|(1 - a)Sa[7im{\ 一 a)] ■ exp[ jmn(\ - a)] + (1 - 2a)Sa[nm{\ — 2a)] . exp[ jnm、\ — 2a)]|2其中第一項為連續譜，如圖5所示。第二項為離散譜，如圖6所示。採用Matlab 分別計算不同a (a分別為0. 1,0.2,0. 3)時的離散譜和連續譜，並繪出它們的歸一化功率 譜密度，如圖5、6所示(A = 1，Ts = 0. 00005)。可發現，第一、第二能量波直流分量比較豐富，而CMI碼不含直流分量，從能量傳 輸的角度來看這正是我們所期望的。同時含有碼頻1/TS處的線譜分量，便於提取位同步信 號。而且比例因子a的選取也是系統設計時需要重點考慮的，a值增大，頻譜的第一個零 點會向歸一化頻率的零點靠近，信號的帶寬會減小，同時碼頻1/TS處的線譜分量也會增加， 有助於為定時分量提取，但無益於能量傳輸；反之a值減小，信號帶寬增加，碼頻1/TS處的 線譜分量會減少，會提高對後續電路如功放等的要求，但從能量傳輸角度來看是有益的。第一、第二能量波編碼參數的確定編碼參數a對硬體實現，能量傳輸效率，誤碼性能和功率譜均有影響。首先考慮 硬體實現的限制。一般情況下，當接收端硬體一定的條件下，其所能辨別的電平信號的最小 時間長度Td fflin也是一定的，假設Td min是5 y s，系統需要識別Tu和T1(l的區別，所以要求T10-Tn = a Ts ^ 5 u s符號發送的周期為Ts = 50 y s,因此a ^ 0. 1從誤碼率來看，系統的傳輸環境為大信噪比，假定為15dB。系統要求傳送兩個字節 數據的正確率在99. 5%以上，可以計算出傳輸的每幀數據為14位長度時，要求的誤比特率 小於3.6X10_4，因而只要a大於0.05就可以滿足設計指標。從頻譜來看，a過小則信號帶寬較大，不利於後續電路的設計。經綜合考慮後，a 取0. 25，此時信號帶寬從功率譜查出，約為80kbps。並可計算出相對於CMI碼提高的能量 為 n = 25% 根據上述說明，所述微控制器5的軟體程序編碼流程如下，第一步、程序開始；第二步、P1. 0置0，持續時間0. 5Ts ；PL 0置1，持續時間0. 5Ts ；設置R4為8 ；第三步、寄存器R5左移一次，R4自減1 ；第四步、P1. 0置0，持續時間a Ts，若寄存器R5移出的數據位為1則P1. 0置1，否 則置0，並持續時間aTs後恢復為1，延時(l-2a)Ts;第五步、判斷R4是否為0，若R4不為0則轉至第三步；若R4為0則進入第六步；第六步、設置計數次數寄存器R4為5 ；第七步、寄存器R6左移1次，R4自減1 ；第八步、P1. 0置0，持續時間a Ts，若寄存器R6移出的數據位為1則P1. 0置1，否 則置0，並持續時間aTs後恢復為1，延時(l-2a)Ts;
第九步、判斷R4是否為0，若R4不為0則轉至第七步；若R4為0則進入第十步；第十步、程序結束。( 二 )第一、第二能量波的解碼由於接收端尺寸受限，且有較高的抗過載要求，決定了我們不能採用複雜解調解 碼電路和穩定性較好的晶體振蕩器，這就為解調解碼帶來了較大難度。第一、第二能量波的 位定時信號提取與CMI編碼具有相同的特性，可以直接從下跳沿提取，而且每次下跳沿肯 定是一個碼元的起始時刻，這也為我們接收端的同步解碼帶來了很大好處，可以在一定程 度上克服由於內部振蕩器不穩定造成的解碼錯誤問題，即可以利用下降沿時刻來不斷修正 內部震蕩器不穩定造成的採樣時刻偏差問題。採用包絡檢波法解調出的信號，上升沿和下降沿都有一定時間。在對第一、第二能 量波解調的採樣過程中，可以利用下降沿重新定位採樣時刻的相對起點，即們可以利用相 毗鄰的兩個採樣時刻之間的下降沿來作為該兩個採樣時刻中後一個採樣時刻的相對零點， 這樣就可以修正該後一個採樣時刻的相對起點，不會造成採樣誤差累積到其後的採樣時 刻，因而可以實時修正採樣時刻誤差，可靠性要高，尤其是在數據位較長的時候，效果更為 明顯。根據上述說明，所述單片機6的解碼程序如下，其中，連續接收到錯誤數據的次數 上限為n，本程序中設η = 5 ；所述單片機6內寄存器R3為錯誤次數寄存器；第一步、中斷入口 ；第二步、調用解碼程序，置位接收標誌；第三步、判斷奇偶校驗是否正確，若正確則轉至第四步，否則轉至第五步；第四步、判斷數據是否超限，若超限則轉入第五步，否則轉入第九步；第五步、復位接收數據標誌；第六步、R3自加1;第七步、判斷R3是否為5，若為5則轉入第八步，否則轉入第十步；第八步、存入默認數據；第九步、數據接收完成，關閉中斷允許標誌；第十步、中斷出口。該實施例2、3與實施例1的結構一致，其區別在於能量波的表現形式差異實施例2 所述第一能量波是由兩個高電平和一個低電平構成的方波，其中，所述 低電平位於所述兩個高電平之間；所述第二能量波是由一個高電平和兩個低電平構成的方 波，所述高電平位於所述兩個低電平之間，該第一能量波與第二能量波的周期相同。實施例3 所述第一能量波是在周期Ts內脈衝數為N的一簇脈衝波，所述第二能 量波是周期Ts內脈衝數為M的一簇脈衝脈衝波，其中，N Φ Μ。
1權利要求
一種基帶信號的編、解碼電路，包括基帶信號源(1)，該基帶信號源(1)的輸出端連接編碼電路(2)輸入端；還設有解碼電路(3)，該解碼電路(3)接收所述編碼電路(2)的編碼數據，該解碼電路(3)的輸出端連接有收端信號處理模塊(4)，其特徵在於當基帶信號源(1)發送數據「1」給所述編碼電路(2)時，所述編碼電路(2)發送第一能量波給所述解碼電路(3)，當所述解碼電路(3)識別到第一能量波後，輸出數據「1」給所述收端信號處理模塊(4)；當基帶信號源(1)發送數據「0」給所述編碼電路(2)時，所述編碼電路(2)發送第二能量波給所述解碼電路(3)，當所述解碼電路(3)識別到第二能量波後，輸出數據「0」給所述收端信號處理模塊(4)。
2.根據權1所述一種基帶信號的編、解碼電路，其特徵在於所述編碼電路(2)包括微 控制器(5)，該微控制器(5)的第一時鐘端(XTALl)和第二時鐘端(XTAL2)之間串接有晶振 (XI)，該晶振(Xl)的一端串接第一電容(Cl)後接地，該晶振(Xl)的另一端串接第二電容 (C2)後接地；所述微控制器(5)的復位端(RST)串接第一電阻(Rl)後接地，該復位端(RST)串接第 三電容(C3)後接第一電源VCC ；所述微控制器(5)的供電端(VCCl)和讀取控制端(IX)均接所述第一電源VCC;所述微控制器(5)的接地端(GND)均接地；所述微控制器(5)的輸入端(P3. 0)和反饋端(P3. 1)均與所述基帶信號源(1)連接；所述微控制器(5)的輸出端(P1.0)連接所述解碼電路(3)。
3.根據權1所述一種基帶信號的編、解碼電路，其特徵在於所述解碼電路(3)包括單 片機(6)，該單片機(6)的電源端(VCC2)接第二電源V0，該電源端(VCC2)還在串接第四電 容(C4)後接地；該單片機(6)的負極端(VSS)接地；該單片機(6)通過數據輸出端(SBWTDI0)輸出已解碼數據，該數據輸出端(SBWTDI0) 還在串接第二電阻(R2)後接第二電源V0;該單片機(6)的接收端(P1. 1)接收待解碼信號。
4.根據權1所述一種基帶信號的編、解碼電路，其特徵在於所述第一能量波是佔空比 為l-α的方波，所述第二能量波是佔空比為的方波，且α Φ β ；所述第一能量波與 第二能量的周期相同。
5.根據權1所述一種基帶信號的編、解碼電路，其特徵在於所述第一能量波是在周期 Ts內脈衝數為N的一簇脈衝波，所述第二能量波是周期Ts內脈衝數為M的一簇脈衝脈衝 波，其中，N乒Μ。
6.根據權1所述一種基帶信號的編、解碼電路，其特徵在於所述第一能量波是由兩個 高電平和一個低電平構成的方波，其中，所述低電平位於所述兩個高電平之間；所述第二能 量波是由一個高電平和兩個低電平構成的方波，所述高電平位於所述兩個低電平之間，該 第一能量波與第二能量波的周期相同。
全文摘要
本發明公開了一種基帶信號的編、解碼電路，包括基帶信號源，該基帶信號源的輸出端連接編碼電路輸入端；解碼電路接收編碼電路的編碼數據，其特徵在於當基帶信號源發送數據「1」給所述編碼電路時，所述編碼電路發送第一能量波給解碼電路，當所述解碼電路輸出數據「1」給收端信號處理模塊；當基帶信號源發送數據「0」給所述編碼電路時，編碼電路發送第二能量波給所述解碼電路，當所述解碼電路輸出數據「0」給所述收端信號處理模塊。其顯著效果是其傳遞的基帶信號相位確定，可以在信號傳遞的同時，穩定地向後續信號處理電路提供工作能量，且易於提取位定時信息、便於接收端解碼。
文檔編號H04L25/49GK101888357SQ20101017810
公開日2010年11月17日 申請日期2010年5月20日 優先權日2010年5月20日
發明者仲元紅, 劉曉明, 劉莎, 吳浩威, 楊學敏, 歐靜蘭, 熊東, 王峰, 胡磊, 譚廷慶, 陳磊, 黃智勇 申請人:重慶大學