低壓差調節器的製作方法
2023-10-31 05:33:57 1
專利名稱：低壓差調節器的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種低壓差調節器，尤其涉及一種具有可變阻抗負載補償電 路的低壓差調節器。
背景技術：
電壓調節電路通常設置在電源供應電路與負載電路之間。當電源供應電 路所產生的電壓變動時，電壓調節電路仍可提供一固定的電壓給負載電路。 以行動電話所使用的電池為例，若沒有對電池充電，則電池的電壓可能會下 降。然而，透過電壓調節電路，就算電池的輸出電壓下降，只要電池的電壓 大於電壓調節電路所提供的固定電壓，電壓調節電路便可持續提供一固定的 電壓給行動電話的負載電路。為了使電壓調節電路提供固定的電壓， 一壓差 電壓會接著被定義成一最小電壓差。該最小電壓差必須從電壓調節電路的輸 入端，被提供至電壓調節電路的輸出端。舉例而言， 一電壓調節器提供的固
定電壓為1.8V。當電壓調節器的輸入電壓為2.0V時，該電壓調節器便可輸出 1.8V的固定電壓。因此，在此例中，壓差電壓為0.2V(2.0V-1.8V)。所謂的低 壓差(low drop-out; LDO)調節器(regulator)就是具有低壓差電壓的電壓調節器。 在數據機(modem)的應用中，電壓調節器的壓差電壓需小於50mV。
請參考圖1，圖1顯示具有第一補償電路的低壓差調節器10。低壓差調 節器10具有第一級放大器101、反相放大器102、旁路電晶體(pass transistor)MP、反射電晶體(mirror transistor)MS、電流-電壓轉換器103、補償 電容Cc以及補償電阻Rc。低壓差調節器10輸出一輸出電壓OUT。不論輸入 電壓Vdd如何変化，輸出電壓OUT會維持在一固定值。從輸入電壓VDD開始，一負載電流lL會經過旁路電晶體MP，而進入負載Zt。第一電阻RA及第二電
阻RB產生一電壓，該電壓與輸出電壓OUT之間具有比例關係。該電壓會與 參考電壓VREF作比較，並透過放大器101、 102以及旁路電晶體MP，控制輸 出電壓OUT。補償電容Cc及補償電阻Rc可提供一補償頻率。由於補償電阻 Rc所接收的電壓經過反射電晶體MS以及電流-電壓轉換器103，故補償頻率 隨著流經旁路電晶體MP的電流而變化。
請參考圖2，圖2顯示具有第二補償電路的低壓差調節器20。低壓差調 節器20具有第一級放大器201、緩衝器202、旁路電晶體MP、第一電阻RA、 第二電阻Ru、補償電阻Rc以及補償電容Cc。低壓差調節器20輸出一輸出電 壓OUT。不論輸入電壓Vdd如何変化，輸出電壓OUT會維持在一固定值。 流經負載Zi^的負載電流L，是由旁路電晶體MP所提供。低壓差調節器20 與低壓差調節器IO相似。另外，雖然第一補償電路與第二補償電路不太一樣， 但原理相同。
低壓差調節器10及20具有一些缺點。第一，低壓差調節器10及20的 電源抑制比(PSRR)不夠高。在圖1所示的低壓差調節器10中，第一級放大器 101的輸出端x到交流地端(AC ground)之間具有一寄生電容，該寄生電容的容 值Cu =(1+A)CC。在圖2所示的低壓差調節器20中，第一級放大器101的輸 出端x到交流地端(AC groimd)的寄生電容的容值CU=CC。這表示圖2的補償 電容Cc必須非常大。因此，低壓差調節器10及20的PSRR頻率響應的零點 (zero)在1/2兀Cur。p其中r。,為第一級放大器的輸出阻抗。
第二，低壓差調節器10及20的補償無法應用在輸出電壓OUT。也就是 說，圖l及圖2所示的補償方法，無法將輸出電壓的極點(pole)移至較高的頻 率。
第三，低壓差調節器10及20的可變補償電阻Rc由MOSFET所構成。 因此，可變補償電阻Rc所能夠提供的補償效應會受到MOSFET的製造工藝 或是溫度的影響。
發明內容
本發明提供一種低壓差(LDO)調節器，目的是用以解決現有的低壓差調節 器電源抑制比不夠高，頻率補償不夠好，且易受製造工藝和溫度影響的缺點。 所述低壓差調節器包括一放大器、 一旁路電晶體、 一分壓器、 一補償網以及 一控制電路。放大器的第一端接收一參考信號，其第二端接收一回授信號， 其輸出端根據該參考信號以及該回授信號，輸出一補償結果。旁路電晶體的 輸入端耦接放大器的輸出端，其輸出端根據該補償結果，產生一輸出電流。 分壓器耦接該旁路電晶體，用以根據該輸出電流，產生該回授信號。補償網 耦接於旁路電晶體的輸出端與該放大器的一低阻抗節點之間，並包括一補償 電容以及一可變電阻。可變電阻耦接補償電容。控制電路耦接旁路電晶體的 輸入端以及可變電阻，用以根據旁路電晶體的輸出電流，控制可變電阻的阻 抗。
本發明實施例的低壓差調節器，可以將補償應用至輸出電壓，因此，可 提供較佳的頻率補償。另外，本發明實施例的低壓差調節器中，補償電阻為
多晶矽電阻(polyresistor),避免了補償效應受製造工藝和溫度的影響。控制電 路中包含電流補償器，該電流補償器具有精確的參考電流，故可提供更穩定 的解析度。
此處所說明的附圖用來提供對本發明的進一步理解，構成本申請的一部
分，並不構成對本發明的限定。在附圖中
圖1為現有具有第一補償電路的低壓差調節器。
圖2為現有具有第二補償電路的低壓差調節器。
圖3為本發明實施例的低壓差調節器的示意圖。
圖4為圖3所示的低壓差調節器的一可能實施例。
圖5顯示在負載很小時，圖4所示的低壓差調節器的頻率響應示意圖。圖6顯示在負載很大時，圖4所示的低壓差調節器的頻率響應示意圖。 圖7顯示在負載適中時，圖4所示的低壓差調節器的頻率響應示意圖。 圖8顯示在不同補償阻抗值下， 負載電流之間的關係示意圖。 附圖標號
10、 20、 30:低壓差調節器； 101、 201、 301:第一級放大器
102:反相放大器； MS:反射電晶體； Cc:補償電容； OUT:輸出電壓； RA、 RB:電阻；
II:負載電壓； 303:控制電路； MSl MSn:電晶體； SW廣SWn:開關； di:輸出。
具體實施例方式
為使本發明的目的、技術方案和優點更加清楚明白，下面結合附圖對本 發明實施例做進一步詳細說明。在此，本發明的示意性實施例及其說明用於 解釋本發明，但並不作為對本發明的限定。
圖3為本發明實施例的低壓差調節器的示意圖。如圖所示，低壓差調節 器30具有第一級放大器301、緩衝器302、旁路電晶體MP、第一電阻RA及 第二電阻RB。第一級放大器301的第一端(-)接收參考信號VreF，其第二端(+) 接收一回授信號。根據參考信號Vref以及回授信號，第一級放大器301的輸
圖4所示的低壓差調節器的相位邊距與
MP:旁路電晶體； 103:電流-電壓轉換器; Rc:補償電阻； VDD:輸入電壓； Zl:負載； 202、 302:緩衝器； VreF:參考信號；
Ra Roi:電阻段；
Im. lRn:參考電流源；出端(x)便可輸出一補償結果。旁路電晶體MP的輸入端耦接第一級放大器301 的輸出端，其輸出端根據第一級放大器301的補償結果，產生一輸出電流 OUT。第一電阻RA與第二電阻RB構成一分壓器。該分壓器耦接旁路電晶體 MP，用以根據輸出電壓OUT，產生該回授信號。低壓差調節器30更包括一 補償網。該補償網耦接在旁路電晶體MP的輸出端至第一級放大器301的低 阻抗節點(y)之間。補償網包括，補償電容Cc以及可變電阻Rd。可變電阻Rc 耦接補償電容Cc。控制電路303耦接旁路電晶體MP的輸入端以及可變電阻 Rc，用以根據旁路電晶體MP的輸出電流，控制可變電阻Rc的阻抗。
圖3可補償第一級放大器301的低阻抗節點(y)。因此，在本實施例中， CL1=CP1 ，其中CP1(—般小於lOOfF)為輸出端x至交流地(AC ground)之間的 寄生容值，CP1極小於圖1的C"CL產(l+A)Cc)或是圖2的Cc(通常大於10pF)。 因此，相較於圖1及圖2，圖3的PSRR頻率響應的零點會在較高的頻率。也 就是說，在高頻下，低壓差調節器30具有較佳的PSRR(相對於低壓差調節器 10及20而言)。
圖4為低壓差調節器30的一可能實施例。可變電阻Rc具有多個電阻段 Ra Rcn。電阻段Rc廣Rcn串聯於補償電容Cc與第一級放大器301的低阻抗節 點(y)之間。相鄰的電阻段(如電阻段Ra與Rc2)之間具有一內部節點。可變電 阻Rc更包括多個開關SW廣SWn。每一開關(如SW2)耦接於補償電容Cc與相 對應的內部節點之間。
控制電路303包括多個電晶體(電流鏡)MS1、 MS2、 ...、 MSn-l、 MSn。 電晶體MSl MSn的尺寸相同，每一電晶體提供一小電流給旁路電晶體MP，
也就是負電流IiX因為流經第一電阻RA及第二電阻RB的電流很小，可忽略)。 控制電路303更包括多個參考電流源。這些電流源分別提供參考電流 iRl lRn(lRl〈lR2〈.. .〈1Rn-l〈lRn)。參考參考電流 Iri Irji 並不會受到溫度的影響。 MOS電晶體MSi與參考電流lRi構成多個電流補償器，其中i-l、 2、 ...、 n-l、 n。當MOS電晶體MSi的電流大於電流源Iw時，相對應的電流補償器的輸出di將為高平。由於開關SWi由電流補償器的輸出di所控制，故可通過短路可
變電阻Rc的相對應電阻段Rc廣Rcn，改變可變電阻Rc的阻抗。當電流補償器 的輸出di為高平時，導通開關SWi，並不導通其它開關。當負載電流IfO時，
可變電阻Rc^Ra+Rc2+…+R^-i+Rcn(最大值)。當負載電流IL增加時，可變電 阻Rc的阻抗變小。當負載電流lL為最大值時，則可變電阻Rc的阻抗等於O。 為了穩定圖4所示的低壓差調節器30的動作，高PSRR補償的基本情況 為本領域人士所深知。然而，在低壓差調節器30中，通過串聯的補償電阻 Rc與補償電容Cc，便可改變高PSRR補償。由小信號(small-signal)分析可失口，
PSRR並非明顯地受到補償電阻Rc的影響。然而，補償電阻Rc的阻抗必須可 變，用以在負載改變時，得知極點的變化。以下將說明為何需要可變的補償 電阻Rc。
由小信號分析可得知，低壓差調節器的迴路增益具有一低頻極點O)w， 一
高頻極點0)P2、以及一零點coz。在適當的補償後，便可定義出單位增益頻率 (unity gain frequency) co0。低頻極點coP1，高頻極點coP2、以及零點①z分另U如 式(1) (3)所示
formula see original document page 9(3)
其中gml為第一級放大器301的跨導(transconductance)，gm2為旁路電晶體 MP的跨導，ri為第一級放大器301的輸出阻抗，r2大致上為負載RL的阻抗， Ci為第一級放大器301的輸出端的寄生容值，C2大致上為負載電容CL的容值， Cc為補償容值，Rc為補償阻抗。由式(1) (3)可知，有兩個極點是有意義的，並且當兩極點之間的間隔很大時，則可達到較佳的穩定度。然而，補償電阻
Rc及補償電容Cc所提供的零點可幫助改善補償，稍後將詳細說明。一般而言， 較佳的穩定度為，相位邊界(phasemargin)①m在45。 卯。之間。
假設，補償電阻Rc的阻抗等於O，將其代入式(1) (3)後，可得式(4) (6):
斷1 - "C，2+g附2""C (4) 處二oo (6)
當負載較小(即負載Rl的阻抗r2很大)，則極點o)m很小。另外，由於
gm2Cc/dC2很大，故極點C0P2很大。在另一方面，極點C0P1與C0P2之間的間隔
很大，故可滿足<Dm，進而具有較佳的穩定度。若適度地加重負載(即負載RL
的阻抗r2變小)時，則負載電流L會適度的增加，並且gm2亦會增加。由於均
方根(square-root)的特性，gm2並不會與負載電流L呈比例關係。接著，由式(4) 及(5)可知，極點com增加的比極點cop2還多，並且極點之間的間隔變小，使得 相位邊距^降低，因而降低穩定度。由式(6)可知，零點coz無限大，故可協
助改善穩定度。然而，在加重負載時，負載電流lL為最大值，並且gm2也相對 較大。然後，再次由式(4)及(5)可知，極點CO!M變得比較小，而極點Q)P2變得比 較大，因此，增加極點之間的間隔，並再次改善穩定度。根據以上的內容，
當可變電阻Rc無限大時，不論負載為最大或最小時，均可得到較佳的穩定度。 假設，可變電阻Rc的阻抗並非無限大，則可引用式(1) (3)。由式(l)可知，
若可變電阻Rc的阻抗f2較大時，則極點0)P1無法變大。此時的穩定度所適合 的負載的值為中間偏低。然而，由式(2)可知，當負載電流Il及gm2增加時，
就算可變電阻Rc的阻抗很大，仍無法使極點C0P2變大。相反地，由式(2)的第
l及第3項可知，當負載電流IL增加時，實際上會使極點COp2變小。因此，當
負載的值為中間偏高時，若可變電阻Rc具有較大的阻抗時，極點間的間隔會 變小，因而使得穩定度變差。然而，由式(3)可知，零點①z是由補償電阻Rc
10與補償電容Cc所決定。在負載的值為中間值時，若極點之間的間隔不夠大， 則可使補償電阻Rc與補償電容Cc所提供的零點Q)z接近極點COP2，用以改善
穩定度。總而言之，當負載為中間值時，部分的可變電阻Rc的阻抗(不會太大)
對穩定度是有益的。
在負載的值較小以及中間偏低時，可變電阻Rc需具有較大的阻抗，方能
提供較佳的穩定度。然而，在負載的值為中間偏高時，可變電阻Rc需具有較 小的阻抗，方能提供較佳的穩定值。在負載的值較大時，則可變電阻Rc的阻 抗需等於零，方能提供較佳的穩定度。圖5為負載的值較小時，極點分布的 示意圖。圖6為負載的值較大時，極點分布的示意圖。圖7為負載的值適中 時，極點分布的示意圖。圖8顯示可變電阻為Rc在具有四種不同的阻抗值(如 0Q、 2KQ、 20KQ、 100KQ)的情況下，相位邊界Om與負載電流L之間的關係。 針對所有的負載電流L，相位邊界OV無法完全地滿足四種不同的阻抗值的任 一種。
低壓差調節器IO、 20的補償無法應用到輸出節點OUT。也就是說，現有 的補償方式無法將輸出極點移動至較高的頻率。然而，在低壓差調節器30中， 可以實質上將補償應用至輸出電壓OUT，因此，可提供較佳的頻率補償。另 外，在圖l及圖2所示的可變補償電阻Rc均為MOSFET。因此，現有的補償 方法會受到製造工藝及溫度的影響(因MOSFET易受到製造工藝及溫度的影 響)。然而，在低壓差調節器30中，補償電阻Rc為一多晶矽電阻(poly resistor)。 因此，可利用控制電路303，根據負載電流lL的預設值，以數字方式切換補償 電阻Rc。控制電路303包含電流補償器。電流補償器具有精確的參考電流， 故可提供更穩定的解析度。
雖然本發明已以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何 所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明的精神和範圍內，當可作 些許的更動與潤飾，因此本發明的保護範圍當視權利要求範圍所界定者為準。
權利要求
1、一種低壓差調節器，其特徵在於，所述的低壓差調節器包括一放大器，具有一第一端、一第二端以及一第一輸出端，所述第一端接收一參考信號，所述第二端接收一回授信號，所述第一輸出端根據所述參考信號以及所述回授信號，輸出一補償結果；一旁路電晶體，具有一第一輸入端以及一第二輸出端，所述第一輸入端耦接所述第一輸出端，所述第二輸出端根據所述補償結果，產生一輸出電流；一分壓器，耦接所述旁路電晶體，用以根據所述輸出電流，產生所述回授信號；一補償網，耦接於所述第二輸出端與所述放大器的一低阻抗節點之間，所述補償網具有一補償電容以及一可變電阻，所述可變電阻耦接所述補償電容；以及一控制電路，耦接所述第一輸入端以及所述可變電阻，用以根據所述輸出電流，控制所述可變電阻的阻抗。
2、 如權利要求1所述的低壓差調節器，其特徵在於，所述可變電阻包括 多個電阻段，形成一電阻串，並串聯於所述補償電容與所述放大器的所述低阻抗節點之間，相鄰電阻段之間具有一內部節點；以及多個開關，每一所述開關耦接於所述補償電容與一相對應的內部節點之間。
3、 如權利要求2所述的低壓差調節器，其特徵在於，所述控制電路包括 多個電流補償器，每一所述電流補償器，包括一電流鏡，耦接於所述第一輸入端，用以反射所述輸出電流；以及 一參考電流源，耦接所述電流鏡與所述開關中的一相對開關，用以根據 所述電流源與所述電流鏡的一電流補償結果，短路一相對應的所述電阻段。
4、 如權利要求2所述的低壓差調節器，其特徵在於，所述電阻均為多晶 矽電阻。
5、 如權利要求1所述的低壓差調節器，其特徵在於，所述的低壓差調節器進一步包括一緩衝器，具有一第二輸入端以及一第三輸出端，所述第二輸入端耦接 所述第一輸出端，所述第三輸出端耦接所述第一輸入端，用以輸出所述補償 結果給所述旁路電晶體。
6、 如權利要求1所述的低壓差調節器，其特徵在於，所述分壓器包括 一第一電阻；以及一第二電阻，耦接所述第一電阻。
全文摘要
本發明公開了一種低壓差調節器，用以補償大範圍的負載，該低壓差調節器包括一放大器、一旁路電晶體、一分壓器、一補償網以及一控制電路。放大器根據一參考信號以及一回授信號，輸出一補償結果。旁路電晶體根據該補償結果，產生一輸出電流。分壓器根據該輸出電流，產生該回授信號。補償網耦接於第二輸出端與該放大器的一低阻抗節點之間，並具有一補償電容以及一可變電阻。該可變電阻耦接該補償電容。控制電路耦接該第一輸入端以及該可變電阻，用以根據該輸出電流，控制該可變電阻的阻抗。本發明實施例的低壓差調節器，可提供較佳的頻率補償和更穩定的解析度，並且避免了補償效應受製造工藝和溫度的影響。
文檔編號G05F1/56GK101676829SQ20091016197
公開日2010年3月24日 申請日期2009年9月10日 優先權日2008年9月15日
發明者坦吉爾·愛立克森德, 達思古帕塔·尤達 申請人:聯發科技(新加坡)私人有限公司