三電平間接矩陣變換器及控制方法與流程

2023-10-09 15:32:14 1

本發明涉及電力轉換技術領域，更具體地，涉及一種三電平間接矩陣變換器及控制方法。

背景技術：

隨著電力電子技術的迅速發展，電力電子行業對電壓頻率和幅值的需求變得更加多樣化。因而將電源電壓轉換為負載所需頻率和幅值的電壓，以適應電力電子行業對電壓的多樣化需求，已成為一種迫切需求。

現有技術中，主要採用矩陣變換器將電源電壓直接轉換為負載所需電壓。其中，中心點箝位矩陣變換器(npcmc)因其具備產生多電平輸出電壓的能力且轉換效率高、結構緊湊以及箝位電路簡單，被廣泛應用於諸多場合。

但npcmc在正常運行時，很難實現零平均中性點以保持中性點電位的平衡，同時還存在輸入無功率控制範圍受限以及整流即和逆變級在調製上需嚴格同步的問題。

技術實現要素：

本發明提供一種三電平間接矩陣變換器及控制方法，以克服現有技術中，npcmc在正常運行時，很難實現零平均中性點以保持中性點電位的平衡，同時還存在輸入無功率控制範圍受限以及整流即和逆變級在調製上需嚴格同步的問題。

根據本發明的第一方面，提供一種三電平間接矩陣變換器，包括：輸入電壓選擇器、有源三次諧波注入電路和逆變器；所述輸入電壓選擇器輸入端與三相交流電源連接，輸出端分別與正負極直流母線連接，用於將所述三相交流電源提供的三相交流輸入電壓轉換為六脈衝直流電壓並提供給所述有源三次諧波注入電路和所述逆變器；所述有源三次諧波注入電路的上下兩端分別與所述正負極直流母線連接，第三端分別與所述輸入電壓選擇器的輸入端和所述逆變器連接的輸出端連接，用於產生三次諧波注入電感電流並分別注入所述輸入電壓選擇器和所述逆變器；所述逆變器上下兩端分別與所述正負極直流母線連接，輸出端與負載連接，用於將所述六脈衝直流電壓轉換為目標三相交流輸出電壓並提供給所述負載。

結合第一方面第一種可能實現方式，在第二種可能實現方式中，所述有源三次諧波注入電路包括：高頻單相半橋和三次諧波注入電感；所述三次諧波注入電感一端與所述高頻單相半橋中點連接，另一端分別與所述輸入電壓選擇器和所述逆變器連接。

結合第一方面第二種可能實現方式，在第三種可能實現方式中，所述輸入電壓選擇器包括：雙向工頻整流器和三個前端雙向開關；所述雙向工頻整流器分別與三個前端雙向開關的一端連接，用於將所述三相交流電源提供的所述三相交流輸入電壓轉換為六脈衝直流電壓並提供給所述有源三次諧波注入電路和所述逆變器；所述三個前端雙向開關的一端還分別與所述三相交流電源連接，所述三個前端雙向開關的另一端均與所述三次諧波注入電感的另一端連接，用於將所述三次諧波注入電感電流的第一分量注入所述輸入電壓選擇器。

結合第一方面第三種可能實現方式，在第四種可能實現方式中，所述逆變器包括：t型三電平逆變器和三個後端雙向開關；所述t型三電平逆變器分別與三個後端雙向開關的一端連接，用於將所述六脈衝直流電壓轉換為目標三相交流輸出電壓並提供給所述負載；所述三個後端雙向開關的一端還分別與負載連接，所述三個後端雙向開關的另一端均與所述三次諧波注入電感的另一端連接，用於將所述三次諧波注入電感電流的第二分量注入所述逆變器。

結合第一方面第三種可能實現方式，在第五種可能實現方式中，所述雙向工頻整流器包括六個整流開關；所述六個整流開關分為三組，每組兩個整流開關；各組內的兩個整流開關串聯連接形成三個串聯電路，所述三個串聯電路並聯連接；各組內的兩個整流開關串聯連接點與所述三相交流電源連接。

結合第一方面第四種可能實現方式，在第六種可能實現方式中，所述t型三電平逆變器包括六個逆變開關；所述六個逆變開關分為三組，每組兩個逆變開關；各組內的兩個逆變開關串聯連接形成三個串聯電路，所述三個串聯電路並聯連接；各組內的兩個逆變開關串聯連接點與所述三個後端雙向開關的一端一對一連接。

結合第一方面第三種可能實現方式，在第七種可能實現方式中，所述三電平間接矩陣變換器還包括輸入濾波器；所述輸入濾波器包括三個電感和三個電容；所述三個電感和三個電容分為三組，每組一個電感和一個電容，各組內的電感和電容的一端串聯連接；三個電感與所述三相交流電源連接；三個電感和電容串聯連接點與三個前端雙向開關的一端連接；三個電容的另一端連接。

根據本發明的第二方面，提供一種控制上述三電平間接矩陣變換器的方法，所述輸入電壓選擇器和逆變器獨立控制，該方法包括：基於所述三相交流輸入電壓，控制所述輸入電壓選擇器各開關的狀態；基於輸入側功率因數校正需求和所述逆變器中性點電位平衡，控制所述有源三次諧波注入電路產生期望三次諧波注入電感電流；基於所述目標三相交流輸出電壓和調製策略，控制所述逆變器各開關的狀態。結合第二方面第一種可能實現方式，在第二種可能實現方式中，所述輸入側功率因數校正需求和所述逆變器中性點電位平衡，控制所述有源三次諧波注入電路產生期望三次諧波注入電感電流包括：基於輸入側功率因數校正需求和所述逆變器中性點電位平衡，採用控制器，控制所述有源三次諧波注入電路產生期望三次諧波注入電感電流。

結合第二方面第二種可能實現方式，在第三種可能實現方式中，所述基於所述目標交流輸出電壓和調製策略，控制所述逆變器各開關的狀態包括：基於所述目標交流輸出電壓，獲取所述t型三電平逆變器各開關的佔空比；基於所述目標交流輸出電壓、所述佔空比和所述調製策略，控制所述逆變器各開關的狀態。

本發明提出的三電平間接矩陣變換器及控制方法，通過在所述輸入電壓選擇器和所述逆變器之間加入有源三次諧波注入電路，有源三次諧波注入電路產生三次諧波注入電感電流並分別注入所述輸入電壓選擇器和所述逆變器，使得中性點平均電流保持為零，進而保證了中性點電壓自平衡，提高了輸出波形的質量。此外，採用三電平間接矩陣變換器既可以擴大輸入無功率控制範圍，還可以獨立控制輸入電壓選擇器和逆變器，降低控制難度。

附圖說明

圖1為根據本發明實施例的三電平間接矩陣變換器結構示意圖；

圖2為根據本發明實施例的三電平間接矩陣變換器結構示意圖；

圖3為根據本發明實施例的三電平間接矩陣變換器電路圖；

圖4為根據本發明實施例的三電平間接矩陣變換器控制方法流程圖；

圖5為根據本發明實施例的三電平間接矩陣變換器控制方法流程圖；

圖6為根據本發明實施例的三次諧波注入電感電流的控制示意圖；

圖7為根據本發明實施例的三次諧波注入電感電流的控制示意圖；

圖8a和8b為根據本發明實施例的不同調製指數和輸出頻率下的輸入輸出波形示意圖；

圖9a和9b為根據本發明實施例的非統一輸入功率因數下的輸入波形；

圖10a和10b為根據本發明實施例的不同輸入功率因數下中性點電位平衡波形圖。

具體實施方式

下面結合附圖和實施例，對本發明的具體實施方式作進一步詳細描述。以下實施例用於說明本發明，但不用來限制本發明的範圍。

參見圖1，根據本發明的第一方面，提供一種三電平間接矩陣變換器，包括：輸入電壓選擇器、有源三次諧波注入電路和逆變器；所述輸入電壓選擇器輸入端與三相交流電源連接，輸出端分別與正負極直流母線連接，用於將所述三相交流電源提供的三相交流輸入電壓轉換為六脈衝直流電壓並提供給所述有源三次諧波注入電路和所述逆變器；所述有源三次諧波注入電路的上下兩端分別與所述正負極直流母線連接，第三端分別與所述輸入電壓選擇器的輸入端和所述逆變器連接的輸出端連接，用於產生三次諧波注入電感電流並分別注入所述輸入電壓選擇器和所述逆變器；所述逆變器上下兩端分別與所述正負極直流母線連接，輸出端與負載連接，用於將所述六脈衝直流電壓轉換為目標三相交流輸出電壓並提供給所述負載。

本發明提出的三電平間接矩陣變換器，通過在三電平間接矩陣變換器中加入有源三次諧波注入電路，有源三次諧波注入電路產生三次諧波注入電感電流並分別注入所述輸入電壓選擇器和所述逆變器，使得中性點平均電流保持為零，進而保證了中性點電壓自平衡，提高了輸出波形的質量。此外，採用三電平間接矩陣變換器既可以擴大輸入無功率控制範圍，還可以獨立控制輸入電壓選擇器和逆變器，降低控制難度。

作為一種可選實施例，所述有源三次諧波注入電路包括：高頻單相半橋和三次諧波注入電感；所述三次諧波注入電感一端與所述高頻單相半橋中點連接，另一端分別與所述輸入電壓選擇器和所述逆變器連接。

作為一種可選實施例，所述輸入電壓選擇器包括：雙向工頻整流器和三個前端雙向開關；所述雙向工頻整流器分別與三個前端雙向開關的一端連接，用於將所述三相交流電源提供的所述三相交流輸入電壓轉換為六脈衝直流電壓並提供給所述有源三次諧波注入電路和所述逆變器；所述三個前端雙向開關的一端還分別與所述三相交流電源連接，所述三個前端雙向開關的另一端均與所述三次諧波注入電感的另一端連接，用於將所述三次諧波注入電感電流的第一分量注入所述輸入電壓選擇器。

作為一種可選實施例，所述逆變器包括：t型三電平逆變器和三個後端雙向開關；所述t型三電平逆變器分別與三個後端雙向開關的一端連接，用於將所述六脈衝直流電壓轉換為目標三相交流輸出電壓並提供給所述負載；所述三個後端雙向開關的一端還分別與負載連接，所述三個後端雙向開關的另一端均與所述三次諧波注入電感的另一端連接，用於將所述三次諧波注入電感電流的第二分量注入所述逆變器。

作為一種可選實施例，所述雙向工頻整流器包括六個整流開關；所述六個整流開關分為三組，每組兩個整流開關；各組內的兩個整流開關串聯連接形成三個串聯電路，所述三個串聯電路並聯連接；各組內的兩個整流開關串聯連接點與所述三相交流電源連接。

作為一種可選實施例，所述t型三電平逆變器包括六個逆變開關；所述六個逆變開關分為三組，每組兩個逆變開關；各組內的兩個逆變開關串聯連接形成三個串聯電路，所述三個串聯電路並聯連接；各組內的兩個逆變開關串聯連接點與所述三個後端雙向開關的一端一對一連接。

作為一種可選實施例，所述三電平間接矩陣變換器還包括輸入濾波器；所述輸入濾波器包括三個電感和三個電容；所述三個電感和三個電容分為三組，每組一個電感和一個電容，各組內的電感和電容的一端串聯連接；三個電感與所述三相交流電源連接；三個電感和電容串聯連接點與三個前端雙向開關的一端連接；三個電容的另一端連接。

參見圖2和圖3，本發明實施例提供了一種三電平間接矩陣變換器，該三電平間接矩陣變換器包括：輸入濾波器、輸入電壓選擇器、有源三次諧波注入電路和逆變器；所述輸入濾波器輸入端與三相交流電源連接，輸出端與所述輸入電壓選擇器的輸入端連接，用於濾除所述三電平間接矩陣變換器產生的高次諧波成分，並將所述三相交流電源提供的三相交流輸入電壓輸送給所述輸入電壓選擇器；所述輸入電壓選擇器輸出端分別與正負極直流母線連接，用於將所述三相交流輸入電壓轉換為六脈衝直流電壓並提供給所述有源三次諧波注入電路和所述逆變器；所述有源三次諧波注入電路的上下兩端分別與所述正負極直流母線連接，第三端分別與所述輸入電壓選擇器的輸入端和所述逆變器連接的輸出端連接，用於產生三次諧波注入電感電流並分別注入所述輸入電壓選擇器和所述逆變器；所述逆變器上下兩端分別與所述正負極直流母線連接，輸出端與負載連接，用於將所述六脈衝直流電壓轉換為目標三相交流輸出電壓並提供給所述負載。

在本實施例中，所述輸入濾波器包括三個電感lf和三個電容cf，所述輸入電壓選擇器包括雙向工頻整流器和三個前端雙向開關(say,sby,scy)，所述有源三次諧波注入電路包括高頻單相半橋和三次諧波注入電感ly，所述逆變器包括t型三電平逆變器和三個後端雙向開關(sro,sby,scy)。

所述輸入濾波器的三個電感和三個電容分為三組，每組一個電感和一個電容，各組內的電感和電容的一端串聯連接；三個電感與三相交流電源連接；三個電感和電容的串聯連接點與所述輸入電壓選擇器的三個前端雙向開關的一端一對一連接於點a,b,c；三個電容的另一端相互連接於m。

在具體工作過程中，所述輸入濾波器用於濾除所述三電平間接矩陣變換器產生的高次諧波成分，避免所述三電平間接矩陣變換器產生的高次諧波對外網的幹擾，並將所述三相交流輸入電壓(usa,usb,usc)和三相正弦輸入電流(ia,ib,ic)輸送給所述輸入電壓選擇器。

所述輸入電壓選擇器的雙向工頻整流器包括六個整流開關(sa+,sb+,sc+,sa-,sb-,sc-)；所述六個整流開關分為三組，每組兩個整流開關；各組內的兩個整流開關串聯連接形成三個串聯電路，所述三個串聯電路並聯連接；各組內的兩個整流開關串聯連接點與所述輸入電壓選擇器的三個前端雙向開關的一端一對一連接於點a,b,c；所述三個串聯電路的並聯連接點與所述有源三次諧波注入電路的高頻單相半橋的兩端一對一連接於p,n。

所述三個前端雙向開關的另一端均與所述三次諧波注入電感的另一端連接於o。

在具體工作過程中，所述雙向工頻整流器用於將所述三相交流輸入電壓轉換為六脈衝直流電壓並提供給所述三次諧波注入電路和所述逆變器。所述三個前端雙向開關用於將所述三次諧波注入電感電流的第一分量注入所述輸入電壓選擇器。

具體地，所述雙向工頻整流器的每個整流開關由igbt電晶體和二極體反向並聯組成，即igbt電晶體的集電極與二極體的負極連接，igbt電晶體的發射極與二極體的正極連接。每一個工作周期內，所述雙向工頻整流器的六個整流開關中，僅瞬時輸入電壓值最大和最小的整流開關導通為所述三次諧波注入電路和所述逆變器提供六脈衝直流電，其他四個整流開關斷開；瞬時輸入三相電壓中的中間值瞬時輸入相電壓對應的前端雙向開關閉合，為所述輸入電壓選擇電路注入三次諧波注入電感電流以實現中性點電壓平衡。此外，在二極體導通的整流開關中，與導通的二極體反向並聯的igbt電晶體斷開。所述輸入電壓選擇器的各開關以工頻頻率進行換相。

所述高頻單相半橋包括兩個串聯的高頻雙向開關(sy+,sy-)，每個高頻雙向開關由igbt電晶體和二極體反向並聯組成，即igbt電晶體的集電極與二極體的負極連接，igbt電晶體的發射極與二極體的正極連接。

所述三次諧波注入電感一端與兩個高頻雙向開關的串聯連接點連接，另一端還與所述逆變器的三個後端雙向開關的一端連接。

通過對所述有源三次諧波注入電路中的兩個高頻雙向開關的控制，可以產生期望的三次諧波注入電感電流。三次諧波注入電感電流的第一分量即注入電流和第二分量即中性點電流，分別通過閉合的前端雙向開關注入所述輸入電壓選擇器，和閉合的後端雙向開關注入所述逆變器。通過所述有源三次諧波注入電路產生期望的三次諧波注入電感電流分別注入輸入電壓選擇器和逆變器，可以實現輸入功率因數校正和中性點電壓平衡。

所述逆變器的t型三電平逆變器包括六個逆變開關(sr+,ss+,st+,sr-,ss-,st-)；所述六個逆變開關分為三組，每組兩個逆變開關；各組內的兩個逆變開關串聯連接形成三個串聯電路，所述三個串聯電路並聯連接；各組內的兩個逆變開關串聯連接點與所述三個後端雙向開關的一端一對一連接，還與負載連接於點r，s，t，用於為負載提供頻率和幅度可變的目標三相交流輸出電壓；所述三個串聯電路的並聯連接點分別與所述有源三次諧波注入電路的高頻單相半橋的兩端一對一連接。

所述逆變器的三個後端雙向開關的一端與各組內的兩個逆變開關串聯連接點一對一連接與點r，s，t，另一端均與所述三次諧波注入電感的另一端連接。

所述t型三電平逆變器用於將所述六脈衝直流電壓轉換為目標三相交流輸出電壓並提供給所述負載；所述三個後端雙向開關用於將所述三次諧波注入電感電流的第二分量注入所述逆變器。

參見圖4，根據本發明的第二方面，提供一種控制上述三電平間接矩陣變換器的方法，所述輸入電壓選擇器和逆變器獨立控制，該方法包括：基於所述三相交流輸入電壓，控制所述輸入電壓選擇器各開關的狀態；基於輸入側功率因數校正需求和所述逆變器中性點電位平衡，控制所述有源三次諧波注入電路產生期望三次諧波注入電感電流；基於所述目標三相交流輸出電壓和調製策略，控制所述逆變器各開關的狀態。

本發明提出的三電平間接矩陣變換器控制方法，通過在三電平間接矩陣變換器中加入有源三次諧波注入電路，有源三次諧波注入電路產生三次諧波注入電感電流並分別注入所述輸入電壓選擇器和所述逆變器，使得中性點平均電流保持為零，進而保證了中性點電壓自平衡，提高了輸出波形的質量。此外，採用三電平間接矩陣變換器既可以擴大輸入無功率控制範圍，還可以獨立控制輸入電壓選擇器和逆變器，降低控制難度。

作為一種可選實施例，所述輸入側功率因數校正需求和所述逆變器中性點電位平衡，控制所述有源三次諧波注入電路產生期望三次諧波注入電感電流包括：基於輸入側功率因數校正需求和所述逆變器中性點電位平衡，採用控制器，控制所述有源三次諧波注入電路產生期望三次諧波注入電感電流。

作為一種可選實施例，所述基於所述目標交流輸出電壓和調製策略，控制所述逆變器各開關的狀態包括：基於所述目標交流輸出電壓，獲取所述t型三電平逆變器各開關的佔空比；基於所述目標交流輸出電壓、所述佔空比和所述調製策略，控制所述逆變器各開關的狀態。

參見圖5，基於上述圖4對應的實施例，本發明提供一種三電平間接矩陣變換器的控制方法，所述方法用於對如上所述的間接矩陣轉換的控制，該方法包括：基於所述三相交流輸入電壓，控制所述輸入電壓選擇器各開關的狀態；基於輸入側功率因數校正需求和所述逆變器中性點電位平衡，採用控制器，控制所述有源三次諧波注入電路產生期望三次諧波注入電感電流；基於所述目標交流輸出電壓，獲取所述t型三電平逆變器各開關的佔空比；基於所述目標交流輸出電壓、所述佔空比和所述調製策略，控制所述逆變器各開關的狀態。

在本實施例中，所述輸入電壓選擇器各開關的狀態按表1進行控制。表1為輸入電壓選擇器的雙向工頻整流器中的六個整流開關和三個前端雙向開關的狀態表。

表1

其中，「1」代表閉合，「0」代表斷開。θsa為輸入相電壓usa的相位。扇區的定義如下：

usa>usb>usc的區間設定為扇區ⅰ；

usb>usa>usc的區間設定為扇區ⅱ；

usb>usc>usa的區間設定為扇區ⅲ；

usc>usb>usa的區間設定為扇區ⅳ；

usc>usa>usb的區間設定為扇區ⅴ；

usa>usc>usb的區間設定為扇區ⅵ；

以扇區ⅰ為例，此時，usa>usb>usc，輸入電壓選擇器中整流雙向開

關sa+,sc-和前端雙向開關sby閉合導通。此時，節點a與p連接，節點b與o連接，節點c與n連接。輸入線電壓uab＝usa-usb和ubc＝usb-usc分別提供分裂直流母線電壓的上端直流電源電壓upo和下端直流電源電壓uon。直流母線電壓upn＝usa-usb-usc。依次經過扇區ⅰ-ⅵ，直流母線電壓依次為：usa-usb-usc，usb-usa-usc，usb-usc-usa，usc-usb-usa，usc-usa-usb，usa-usc-usb，即產生了一個6脈波脈動的分裂式中間直流母線電壓。

在本實施例中，由於三電平間接矩陣變換器輸入側功率因數的校正和中性點電壓平衡需要通過合成正確的三次諧波注入電感電流實現。三次諧波注入電感電流即流經電感ly的電流。三次諧波注入電路的數學模型可以描述如下：

其中，uly是施加在三次諧波注入電感器ly上的電壓，iy為電感電流。因此，三次諧波注入電路的控制可以通過對電感電壓uly的控制來實現對電感電流的控制。具體地，對上式進行拉氏變換，即可發現變化後的電感電流可由變換後的電感電壓與傳遞函數gp(s)＝1/lys獲得。

參見圖6，圖6為三次諧波注入電路的控制示意圖。具體地，基於中間值輸入相電壓的幅度和相位角、三電平間接矩陣變換器的有功功率以及所需的輸入移位角，獲取輸入電壓選擇器的期望注入電流基於t型三電平逆變器的中性點電流平均值，獲取期望中性點電流基於期望注入電流和期望中性點電流獲取參考三次諧波注入電感電流通過pi控制器和前饋項的組合使得實際三次諧波注入電感電流調整至參考三次諧波注入電感電流，從而使得中性點o處平均電流值為0，進而實現了中性點電壓的平衡。

在本實施例中，基於載波對逆變器進行調製。

首先，假設三相調製信號，即相對星形連接負載的中性點的期望輸出相電壓為：

其中urn,usn和utn為相對星形連接負載的中性點的期望輸出相電壓；uom,ωo和分別表示調製信號的幅度，角頻率和初始相位。

為了最大化直流鏈路電壓的利用率，通過添加零序電壓來修改相對星形連接負載的中性點的期望輸出相電壓，獲得相對直流鏈路虛擬中點的輸出相電壓：

其中uro，uso和uto表示相對直流鏈路虛擬中點的輸出相電壓，uno為零序電壓，max和min為最大值和最小值的運算符。

為了最大化直流母線電壓的利用率，引入額外的零序電壓進行補償，得到分裂直流電源的中性點為參考的期望輸出相電壓：

其中，uro，uso和uto是相對於分裂直流電源的中性點為參考的期望輸出相電壓，uoo為額外的零序電壓。

為了方便數字實現，相對於分裂直流電源的中性點為參考的期望輸出相電壓分別根據分裂直流電源的上和下直流電壓進行歸一化：

其中，和是歸一化後的相對於分裂直流電源的中性點為參考的期望輸出相電壓。

基於歸一化後的相對於分裂直流電源的中性點為參考的期望輸出相電壓，獲取佔空比：

其中，drp,dsp,dtp分別表示輸出r，s和t相上開關的佔空比；drn,dsn,dtn分別表示輸出r，s和t相下開關的佔空比。

對於三電平npc逆變器(包括t型三電平逆變器)的載波的調製策略，存在兩個載波，這使得調製的實現非常靈活。調製策略包括但不限於：同相層疊載波(pd)方案，反相層疊載波方案和交錯層疊載波方案。由於在本實施例中，pd方案具有較低的輸出電壓諧波失真的優點。因此，本實施例選擇pd方案。圖7示出了在的情況下pd調製方案的示意圖和開關序列，其中ts和fs分別是開關周期和開關頻率。通過該載波調製，可以獲得三相三電平輸出電壓。

為了驗證本發明通過引入三次諧波注入電感電流實現中性點電壓平衡的有效性，本發明進行了如下仿真實驗：

圖8a示出了調製指數為mi＝0.5，輸出頻率為fo＝50hz，期望輸入位移角為0時，三電平間接矩陣變換器產生的波形。圖8b示出了調製指數為mi＝0.9，輸出頻率為fo＝60hz，期望輸入位移角為0時，三電平間接矩陣變換器產生的波形。

圖8a中所示的波形包括輸入相電壓usa，輸入電流ia,輸出線路電壓urs和輸出電流ir。除了由濾波電容器吸收的電容電流引起的微小相位超前之外，輸入電流幾乎是正弦的，與輸入相電壓相位相同，且得到三電平輸出線電壓和正弦輸出電流。這是因為從svm的觀點來看，它僅使用輸出電壓矢量中的小矢量、中矢量和零矢量來合成低調製指數下的預期電壓。與圖8a中的三電平輸出線電壓不同，圖8b它產生明顯的五電平輸出線電壓。這是因為在高調製指數下，它利用5個不同層次的矢量來合成輸出電壓，但同樣實現了正弦輸入和輸出電流的期望特徵以及輸入側的單位功率因數。

圖9a和圖9b示出了三電平間接矩陣變換器的寬範圍輸入無功功率控制結果。其中，圖9a示出了輸入無功電流基準的振幅為4a，預期輸入位移角為π/2時，輸入側產生的電流；圖9b示出了輸入無功電流基準的振幅為4a，預期輸入位移角為-π/2時，輸入側產生的電流。從圖9a和圖9b中可以發現在輸入側均產生了具有所需幅度的純無功電流。

為了驗證開發的平衡中性點電壓算法的有效性，對三電平間接矩陣變換器在不同輸入功率因數下平衡中性點電位的能力進行了測試，測試結果如圖10a和圖10b所示。圖10a示出了調製係數為mi＝0.9，輸出頻率為fo＝50hz，輸入位移角為π/12時，三電平間接矩陣變換器產生的波形。圖10b示出了調製係數為mi＝0.9，輸出頻率為fo＝50hz，輸入位移角為-π/12時，三電平間接矩陣變換器產生的波形。

首先，不啟動對有源三次諧波注入電路的控制，0.1s後啟動。從10a和圖10b中可以看出，當不啟動對有源三次諧波注入電路的控制時，上下直流電源電壓不均勻，輸入電流嚴重失真。這是由於逆變器產生的中性點電流直接流入三電平間接矩陣變換器的輸入側，從而導致三電平間接矩陣變換器的輸入電流和輸入濾波器中的電容器電壓以低次諧波失真，分壓直流電源電壓發生不平衡。但是，由於逆變器的調製信號根據實時直流鏈路電壓進行補償，正弦輸出並未失真。激活平衡算法後，中性點電流由三次諧波注入電路完全補償，實現了正弦輸入電流以及平衡的上下直流電源電壓。此外，降低了平均注入電流ij的振幅，這有利於降低功率損耗。

最後，本發明的方法僅為較佳的實施方案，並非用於限定本發明的保護範圍。凡在本發明的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發明的保護範圍之內。