一種AC‑DC變換系統的製作方法

2023-10-17 00:00:19

本發明涉及一種ac-dc電能變換系統，具體的說是一種前級為升降壓型pfc，後級為諧振型dc-dc的高效率、高功率密度ac-dc電能變換器及其控制方法。

背景技術：

ac-dc變換器通常包括功率因數校正(pfc)前級和直流變換(dc-dc)後級。其中pfc級通常採用boost型升壓拓撲，其特點在於boost整流輸出電壓即母線電壓必須高於交流輸入電壓，母線電壓的可控範圍較小，以90～264vac的通用輸入為例，母線電壓必須大於373.3vdc，由此帶來的問題包括：1、低壓輸入時前級的損耗增加明顯，限制了整機功率密度的提高；2、需要通過改變母線電壓實現後級優化設計時，母線電壓的可調範圍小，通常僅為373.3～400vdc，這限制了後級的優化空間。在小功率場合，buck型降壓pfc也常常被採用，其輸出電壓必須低於輸入電壓，這使得：1、高壓輸入時，前級損耗較大，不利於功率密度的提高；2、當交流輸入電壓低於母線電壓時，由於降壓特性的限制，輸入電流理論上為零，這使得輸入電流的諧波增加。

因此，現有技術中如圖1和圖2所示的boostpfc、buckpfc都無法兼顧不同輸入電壓時的系統效率，同時母線電壓的調節都受到各自工作特性的限制，減小了輸出電壓或負載變化時，後級的優化空間。

技術實現要素：

本發明的目的在於提供一種可以兼顧不同輸入電壓、負載狀況的ac-dc電能變化裝置及其控制方法，所採用的技術方案是：

一種ac-dc變換系統，包括輸入電路及整流橋、升降壓型pfc主電路、諧振型dc-dc變換電路、pfc控制器、母線電壓採樣電路、母線電壓控制電路、輸入電壓隔離採樣電路和輸出電流採樣電路；輸入電路及整流橋的輸入端連接交流電網，其輸出端連接升降壓型pfc主電路的輸入端，升降壓型pfc主電路的輸出作為中間直流母線連接諧振型dc-dc變換電路的輸入端，諧振型dc-dc變換電路將母線電壓進行直流變換後提供給負載，升降壓型pfc主電路上連接pfc控制器以接收實現功率因數校正和母線電壓調節所需要的佔空比信號，pfc控制器上連接母線電壓採樣電路以實現母線電壓的閉環反饋，pfc控制器上還連接有母線電壓控制電路以獲取母線電壓基準信號，母線電壓控制電路上連接輸入電壓隔離採樣電路和輸出電流採樣電路，以根據不同的輸入電壓狀態和負載狀態設定不同的母線電壓並輸出所需的母線電壓基準信號。

進一步地，所述升降壓型pfc主電路包括第一開關管、第二開關管、第一電感、第一二極體、第二二極體、第一電容；整流橋的正輸出端依次通過連接的第一開關管第一端和第二端、第一電感、第二二極體和第一電容接地，第二二極體的陽極連接第一電感的第二端，第二二極體的陰極連接第一電容的正極；第一二極體的陰極連接第一開關管和第一電感的公共端，第一二極體的陽極接地；第二開關管的第一端連接第一電感和第二二極體的公共端，第二開關管的第二端接地；升降壓pfc控制器的輸出端連接第一開關管、第二開關管的第三端，控制第一開關管、第二開關管的通斷。

進一步地，所述升降壓型pfc主電路還可以是反向buck-boost、cuk、sepic、buck和boost組合型變換器或諧振變換器。

進一步地，母線電壓控制電路包括母線電壓控制單元、第一光耦、低通濾波器和第一運放；所述母線電壓控制單元包含mcu；輸入電壓隔離採樣電路和輸出電流採樣電路連接母線電壓控制單元的輸入端，母線電壓控制單元的輸出端輸出pwm信號至第一光耦的輸入端；第一光耦的輸出端連接低通濾波器的輸入端，低通濾波器用來將pwm信號濾波；低通濾波器輸出與pwm信號佔空比成比例的直流信號至第一運放的輸入端，第一運放用來實現阻抗隔離；第一運放的輸出端輸出母線電壓基準信號至升降壓pfc控制器。

進一步地，所述諧振型dc-dc變換電路的主電路為llc諧振變換器、cll諧振變換器、諧振正激變換器或諧振反激變換器。

進一步地，所述諧振型dc-dc變換電路主電路的副邊整流電路為半波整流、全波整流、倍流整流、倍壓整流或全橋整流。

進一步地，所述升降壓型pfc主電路和所述諧振型dc-dc變換電路的主電路任意一級為隔離型。

一種系統效率最優化的效率優化算法，mcu同時採樣負載電流和輸入電壓信號，經效率優化算法處理後，得到pwm信號的佔空比，並輸出至第一光耦的輸入端；所述效率優化算法按如下方法獲得：取n個輸入電壓點和m個負載電流點，計算系統在第x(1≤x≤n)個輸入電壓點和第y(1≤y≤m)個負載電流點下，不同母線電壓時的效率，進而得到在第x個輸入電壓點和第y個負載電流點下系統最優效率對應的母線電壓值；根據系統最優效率對應的n×m個母線電壓值近似得到母線電壓關於輸入電壓和負載電流的函數，即得到所述效率優化算法。

本發明相比於現有ac-dc變換器系統具有以下優點：

1、母線電壓可以高於也可以低於輸入電壓，有利於根據後級諧振變換器的負載狀況，在較寬的範圍內調節母線電壓，使後級在不同負載時都能工作在諧振點附近，實現高效率和高功率密度。

2、母線電壓的設定可以兼顧高壓輸入和低壓輸入下的pfc級損耗，防止因母線電壓設定受到限制而造成的低壓輸入或高壓輸入下pfc效率偏低，提高pfc級的功率密度。

3、可以兼顧輸入電壓狀況和負載狀況對系統工作狀態進行實時調節，實現系統的最優運行。

附圖說明

圖1是現有技術中由升壓pfc和隔離dc-dc變換器組成的ac-dc變換系統結構圖；

圖2是現有技術中由降壓pfc和隔離dc-dc變換器組成的ac-dc變換系統結構圖；

圖3是本發明提供的ac-dc變換系統第一實施例結構圖；

圖4是本發明提供的ac-dc變換系統第二實施例結構圖；

圖5是本發明提供的ac-dc變換系統第三實施例結構圖。

具體實施方式

以下將結合附圖對本發明的結構及有益效果進行詳細說明。

參見附圖3，圖3是本發明所提供的第一種實施結構。

本實施利提供的ac-dc變換系統，包括輸入電路及整流橋301、升降壓型pfc主電路302、諧振型dc-dc變換電路303、升降壓pfc控制器304、母線電壓採樣電路305、母線電壓控制電路306、輸入電壓隔離採樣電路307和輸出電流採樣電路308。

輸入電路及整流橋301，用於將交流輸入電壓進行emc處理並整流後提供給升降壓型pfc主電路302。

升降壓型pfc主電路302根據升降壓pfc控制器304提供的驅動信號，對經輸入電路及整流橋301處理後的輸入電壓進行功率因數校正，並輸出直流母線電壓vbus給諧振型dc-dc變換電路303，諧振型dc-dc變換電路303包括諧振型dc-dc變換器303a和dc-dc控制線路303b兩部分。

諧振型dc-dc變換電路303，用於將升降壓型pfc主電路302輸出的直流電壓vbus進行直流變換後提供給負載供電。

升降壓pfc控制器304實現對升降壓型pfc主電路302的功率因數校正控制，同時根據母線電壓控制電路306提供的基準信號和母線電壓採樣電路305提供的反饋信號進行母線電壓控制。

母線電壓採樣電路305用於對母線電壓進行採樣，採樣信號作為pfc電壓環的反饋信號提供給升降壓pfc控制器304。

輸入電壓隔離採樣電路307用於採樣輸入電壓並經隔離處理後輸入到母線電壓控制電路306。

輸出電流採樣電路308用於採樣負載電流並輸入到母線電壓控制電路306。

母線電壓控制電路306由母線電壓控制單元、第一光耦u2、低通濾波器和第一運放u1構成。輸入電壓隔離採樣電路307和輸出電流採樣電路308連接母線電壓控制單元的輸入端，母線電壓控制單元的輸出端輸出pwm信號至第一光耦u2的輸入端；第一光耦u2的輸出端連接低通濾波器的輸入端，低通濾波器用來將pwm信號濾波；低通濾波器輸出與pwm信號佔空比成比例的直流信號至第一運放u1的輸入端，第一運放u1用來實現阻抗隔離；第一運放的輸出端輸出母線電壓基準信號至升降壓pfc控制器304。所述母線電壓控制單元，包含微處理器(mcu)和用於實現系統效率最優化的效率優化算法；所述微處理器(mcu)同時採樣負載電流和輸入電壓信號，經效率優化算法處理後，得到pwm信號的佔空比，並輸出至第一光耦的輸入端；所述效率優化算法按如下方法獲得：取n個輸入電壓點和m個負載電流點，計算系統在第x(1≤x≤n)個輸入電壓點和第y(1≤y≤m)個負載電流點下，不同母線電壓時的效率，進而得到在第x個輸入電壓點和第y個負載電流點下系統最優效率對應的母線電壓值；根據系統最優效率對應的n×m個母線電壓值近似得到母線電壓關於輸入電壓和負載電流的函數，即得到所述效率優化算法。

本實施例提供的ac-dc變換系統採用的是具有升降壓功能的功率因數校正器。由於是升降壓變換，母線電壓可以高於也可以低於輸入電壓，拓展了系統的優化空間：有利於根據後級諧振變換器的負載狀況，在較寬的範圍內調節母線電壓，使後級在不同負載時都能工作在諧振點附近，實現高效率和高功率密度；母線電壓的設定可以兼顧高壓輸入和低壓輸入下的pfc級損耗，防止因母線電壓設定受到限制而造成的低壓輸入或高壓輸入下pfc效率偏低，提高pfc級的功率密度；可以兼顧輸入電壓狀況和負載狀況對系統工作狀態進行實時調節，實現系統的最優運行。

本發明實施例提供的諧振型dc-dc變換電路包括諧振型dc-dc變換器和dc-dc控制線路；

所述諧振型dc-dc變換器的輸入端連接升降壓型pfc主電路的輸出端，用於在dc-dc控制線路的控制下將升降壓型pfc主電路輸出的直流母線電壓進行dc-dc變換後向負載供電；

dc-dc控制線路採樣輸出電壓，並將採樣信號反饋至輸出電壓控制環，電壓控制環的輸出連接dc-dc控制器，dc-dc控制器根據電壓環輸入的控制信號控制諧振型dc-dc變換器中功率開關的通斷。

需要說明的是，本發明實施例中的諧振型dc-dc變換器可以是：llc諧振變換器、cll諧振變換器、諧振正激變換器或諧振反激變換器。下面結合附圖分別介紹諧振型dc-dc變換器為llc諧振變換器和cll諧振變換器時的dc-dc變換電路，其它諧振型dc-dc變換拓撲在此不進行贅述。

參見圖4，該圖為本發明提供的ac-dc變換系統實施例二結構圖。

本實施例提供的ac-dc變換系統中的諧振型dc-dc變換器303a為llc諧振變換器。

首先介紹升降壓型pfc主電路302，包括：第一開關管s1、第二開關管s2、第一電感l1、第一二極體d1、第二二極體d2、第一電容c1。

整流橋的正輸出端依次通過連接的第一開關管s1第一端和第二端、第一電感l1、第二二極體d2和第一電容c1接地，第二二極體d2的陽極連接第一電感的第二端，第二二極體d2的陰極連接第一電容的正極；第一二極體d1的陰極連接第一開關管和第一電感的公共端，第一二極體d1的陽極接地；第二開關管s2的第一端連接第一電感和第二二極體d2的公共端，第二開關管s2的第二端接地；升降壓pfc控制器的輸出端連接第一開關管s1、第二開關管s2的第三端，控制第一開關管s1、第二開關管s2的通斷。本文中開關管可以為igbt或mosfet，開關管的第一端為igbt的集電極或mosfet的漏極，開關管的第二端為igbt的發射極或mosfet的源極，開關管的第三端為igbt的基極或mosfet的柵極。但本文中的開關管不限於igbt或mosfet，還可以為碳化矽開關管或氮化鎵功率管等。

下面介紹升降壓pfc主電路輸出電壓控制電路306。

所述升降壓pfc主電路輸出電壓控制電路306還用於對輸入電壓和輸出負載進行採樣，並輸出升降壓pfc控制器所需的電壓基準信號。

所述升降壓pfc主電路輸出電壓控制電路306包括母線電壓控制單元、第一光耦u2、低通濾波器和第一運放u1；

輸入電壓隔離採樣電路和輸出電流採樣電路連接母線電壓控制單元的輸入端，母線電壓控制單元的輸出端輸出pwm信號至第一光耦u2的輸入端；第一光耦u2的輸出端連接低通濾波器的輸入端，低通濾波器用來將pwm信號濾波；低通濾波器輸出與pwm信號佔空比成比例的直流信號至第一運放u1的輸入端，第一運放u1用來實現阻抗隔離；第一運放u1的輸出端輸出母線電壓基準信號至升降壓pfc控制器304。

下面介紹llc諧振變換電路的具體結構。

llc諧振變換電路包括：第三開關管s3、第四開關管s4、第二電感l2、第二電容c2、變壓器t1、第三二極體d3、第四二極體d4和第三電容c3。所述第三開關管s3和第四開關管s4串聯後並聯在所述升降壓pfc主電路302的輸出端；所述第三開關管s3和第四開關管s4的公共端依次通過串聯的第二電容c2和第二電感l2連接變壓器t1初級繞組的同名端；所述變壓器t1初級繞組的異名端和第四開關管s4的公共端接原邊地；所述變壓器t1次級繞組的同名端連接第三二極體d3的陽極，第三二極體d3的陰極連接輸出負載的正端；所述變壓器t1次級繞組的異名端連接第四二極體d4的陽極，第四二極體d4的陰極連接輸出負載的正端；所述變壓器t1次級繞組的中心抽頭連接輸出負載的負端；所述第三電容c3並聯在輸出負載兩端。

由於本實施例提供的諧振型dc-dc變換器是llc諧振變換器，dc-dc變換器的輸入電壓可以在較寬的範圍內隨著負載電流的減小而降低，使llc諧振變換器在大部分負載情況下都工作在諧振點附近，llc諧振變換器的增益範圍減小，工作頻率範圍減小，有利於實現高效率的llc諧振變換器設計。另一方面，當輸入電壓較低時，如果只按照llc級效率最優化的方式來控制母線電壓，重載時pfc級的效率將明顯降低，不利於整機損耗的減小和功率密度的提高。本實施例採用效率優化算法對母線電壓進行控制，不但考慮負載狀態，還兼顧輸入電壓狀態，使系統在任何工況小都工作在最優的狀態，實現高效率和高功率密度。

參見圖5，該圖為本發明提供的ac-dc變換系統實施例三結構圖。由於除諧振型dc-dc變換器303a以外部份的線路和圖4所示實施例中的相同，因此以下實施例不再贅述，僅介紹不同諧振型dc-dc變換器的拓撲結構。

本實施例提供的ac-dc變換系統中的諧振型dc-dc變換器303a為cll諧振變換器，包括：第三開關管s3、第四開關管s4、第二電感l2、第三電感l3、第二電容c2、變壓器t1、第三二極體d3、第四二極體d4和第三電容c3。所述第三開關管s3和第四開關管s4串聯後並聯在所述升降壓pfc主電路302的輸出端；所述第三開關管s3和第四開關管s4的公共端依次通過串聯的第二電容c2和第二電感l2連接變壓器t1初級繞組的同名端；所述第二電容c2和第二電感l2的公共端連接第三電感l3的第一端；所述第三電感l3的第二端、所述變壓器t1初級繞組的異名端和所述第四開關管s4的一端相連後接原邊地；所述變壓器t1次級繞組的同名端連接第三二極體d3的陽極，第三二極體d3的陰極連接輸出負載的正端；所述變壓器t1次級繞組的異名端連接第四二極體d4的陽極，第四二極體d4的陰極連接輸出負載的正端；所述變壓器t1次級繞組的中心抽頭連接輸出負載的負端；所述第三電容c3並聯在輸出負載兩端。

圖5所示實施例中的cll諧振變換器具有以下優點：包括全負載範圍軟開關、關斷電流小、副邊開關器件無反向恢復問題及可以工作在升壓和降壓兩種模式，而且cll諧振變換器變壓器原邊電流和副邊電流同頻同相，可以通過檢測變壓器原邊的電流產生副邊同步整流的驅動邏輯，cll諧振變換器的主變壓器勵磁電感不參與諧振工作，因此勵磁電感可以設計得比較大，甚至磁芯不需要開氣隙，從根本上消除了氣隙帶來的電磁幹擾問題和漏磁損耗問題。

需要指出的是，以上實施例僅為說明本發明的技術思想，並非對本發明做任何形式上的限制，凡是根據本發明的技術實質，在以上技術方案基礎上所做的任何改動，均落入本發明的保護範圍之內。