MIMO發射器形成RE組的方法與流程
2023-10-30 03:06:02 3
本發明涉及與在大規模多輸入多輸出(MIMO)環境中最小化接收器性能劣化的同時減少實現複雜度的方法。
背景技術：
：多輸入多輸出(MIMO)系統指的是使用多個發射天線和多個接收天線的無線通信系統。在MIMO系統中，出現在無線電信道中的衰落效應可以經由分集方案被最小化，或者多個流可以經由空間復用被同時發送，從而提升吞吐量。如果發射天線的數目是Nt，並且接收天線的數目是Nr，則在空間復用(SM)方案中可發送的流的最大數是min(Nt，Nr)。尤其是，在高的信噪比(SNR)環境下，眾所周知的是通信容量的斜率是min(Nt，Nr)。因為通信容量指的是在給定的信道上理論上可發送的最大信息量，所以當發射和接收天線的數目同時增加的時候，通信容量也增加。具有大量的發射和接收天線的大規模MIMO系統作為5G技術引起相當大的關注。在許多論文和實驗中，大規模MIMO系統包括具有多個天線的一個基站(包括分布式天線系統)和每個具有一個天線的多個用戶設備(UE)。在這種情況下，因為UE具有一個天線，但是幾個UE從一個基站同時接收服務，因此基站和UE之間的信道可以被理解為MIMO。如果UE的總數是K，則通信容量的斜率在高SNR環境下由min(Nt，K)表示。理論上，當具有無窮數目的發射天線的基站同時地發送數據給幾個UE的時候，基站的最優傳輸算法是最大比傳輸(MRT)算法。當一個基站接收從幾個UE發送到基站的數據的時候，基站的最優接收算法是最大比合併(MRC)算法。因為MRT和MRC算法沒有考慮幹擾，所以，如果天線的數目是有限的，則發生性能劣化，但是，如果天線的數目是無限的，則幹擾消失。因此，MRT和MRC算法可以變為最優解決方案。因為基站能夠經由天線波束成形產生尖銳的波束尖峰，基站可以在特定UE上集中能量。在這種情況下，相同的信息可以以低功率發送，並且對鄰近UE的幹擾可以被最小化，從而最小化系統性能劣化。技術實現要素：技術問題被設計以及解決問題的本發明的目的是為了在通過在大規模MIMO環境下使MIMO發射器執行形成RE組的過程來減少多輸入多輸出(MIMO)接收器的負擔的同時最小化性能劣化。根據本發明的另一目的是使MIMO接收器能夠通過使MIMO發射器能夠自適應地形成RE組根據通信環境有效地處理信號。由本發明解決的技術問題不局限於以上所述的技術問題，並且從以下描述，對於本領域技術人員來說，在此處沒有描述的其他技術問題將會變得顯而易見。技術方案通過提供一種在包括多個天線的多輸入多輸出(MIMO)發射器處執行與MIMO接收器的通信的方法能夠實現本發明的目的，包括：基於多個RE的信道信息測量在多個資源元素(RE)的信道之間的相關性；考慮到測量的信道之間的相關性通過分組多個RE形成一個或者多個RE組；以及將關於RE組的信息發送到MIMO接收器。可以在頻率軸和時間軸上排列多個RE，並且可以基於多個RE的數目和形狀確定一個或者多個RE組的配置。形成一個或者多個RE組可以包括：通過將沿著頻率軸計算的多個RE的信道之間的相關性與第一閾值進行比較並且將在時間軸上計算的多個RE的信道之間的相關性與第二閾值進行比較形成一個或者多個RE組。形成RE組可以包括：選擇多個RE組中的預先確定的配置中的任意一個，並且發送可以包括發送指示RE組的所選擇的配置的索引值。發送可以包括：發送指示在被形成的RE組和先前形成的RE組之間的關係的索引值。關係可以是指示先前形成的RE組被保持、擴大、縮小或重置的信息。發送可以包括：周期性地或者非周期性地或者根據MIMO接收器的請求發送關於RE組的信息，並且在其中沒有接收到關於RE組的信息的時段中，MIMO接收器可以基於多個RE的信道信息直接地形成RE組或者繼續使用先前形成的RE組的配置。該方法可以進一步包括：從MIMO接收器接收指示在MIMO接收器處直接地形成RE組的結果的信息並且基於接收到的信息形成新的RE組。該方法可以進一步包括：發送指示當關於RE組的信息被發送時的時間的控制幀，並且發送關於RE組的信息可以包括：在控制幀中指示的時間發送關於RE組的信息。在本發明的另一方面中，在此提供一種包括多個天線並且被配置成生成要通過多個天線發送的信號的多輸入多輸出(MIMO)發射器，包括：發射器、接收器、以及處理器，該處理器被連接到發射器和接收器以生成要被發送的信號，其中處理器基於多個RE的信道信息測量在多個資源元素(RE)的信道之間的相關性，考慮到測量的信道之間的相關性通過分組多個RE形成一個或者多個RE組，並且控制發射器以將關於RE組的信息發送到MIMO接收器。有益效果本發明的實施例具有下述效果。首先，因為對功耗和實現複雜度具有相對小的負擔的MIMO發射器形成RE組，所以能夠顯著地減少MIMO接收器的計算複雜度和存儲器需求。其次，因為RE組被自適應地形成，所以能夠在減少MIMO接收器的負擔的同時減少整個系統的性能劣化。本發明的效果不局限於以上描述的效果，並且在此處沒有描述的其他效果可以由本領域技術人員從本發明的實施例的以下描述得到。也就是說，本發明未描述的效果可以由本領域技術人員從本發明的實施例得到。附圖說明附圖被包括以提供對本發明進一步的理解，附圖圖示本發明的實施例，並且與說明書一起用來解釋本發明的原理。本發明的技術特徵不局限於特定附圖，並且在附圖中示出的特徵被組合以構成新的實施例。附圖的附圖標記指的是結構單元。圖1是示出在關於本發明的多輸入多輸出(MIMO)環境下根據接收到的流的數目的計算複雜度的圖。圖2是示出在關於本發明的多輸入多輸出(MIMO)環境下根據接收到的流的數目的存儲器需求的圖。圖3是示出在關於本發明的MIMO環境下在相同的小區中UE之間幹擾的圖。圖4是示出在關於本發明的MIMO環境下在鄰近的小區之間的幹擾的圖。圖5是示出關於本發明指配給UE的資源塊(RB)結構的圖。圖6是示出關於本發明由多個RE形成的資源元素(RE)組的圖。圖7是示出關於本發明的傳統的MIMO接收器操作過程的圖。圖8是示出與本發明有關的MIMO接收器操作過程的圖。圖9是示出在與本發明有關的MIMO接收器處檢測檢測信號的過程的概念的圖。圖10是示出在與本發明有關的MIMO接收器處檢測檢測信號的過程的概念的圖。圖11是示出在與本發明有關的MIMO接收器處產生預處理濾波器的示例的圖。圖12是示出與本發明的另一MIMO接收器操作過程的圖。圖13是示出與本發明有關的另一MIMO接收器操作過程的圖。圖14是示出與本發明有關的另一MIMO接收器操作過程的圖。圖15是示出在與本發明有關的信號檢測過程的計算複雜度之間的比較的曲線圖。圖16是示出與本發明有關的形成RE組的過程的圖。圖17是示出與本發明有關的形成RE組的過程的圖。圖18是示出與本發明有關的形成RE組的過程的圖。圖19是示出與本發明有關的形成RE組的過程的圖。圖20是示出與本發明有關的形成RE組的過程的圖。圖21是示出與本發明有關的形成RE組的過程的圖。圖22是示出與本發明的一個實施例有關的形成RE組的過程的圖。圖23是示出與本發明的一個實施例有關的處理被發送的信號的方法的圖。圖24是示出根據本發明的一個實施例的UE和基站的配置的框圖。具體實施方式雖然在本發明中使用的術語是從通常已知和使用的術語中選擇出來的，但在此處使用的術語可以根據在該領域中操作者的意圖或者習慣、新技術的出現等等變化。此外，在本發明的描述中提及的一些術語已經由申請人以他的或者她的判斷選擇，其詳細含義在此處說明書的相關部分中描述。此外，所需要的是，不是簡單地通過實際使用的術語，而是通過每個術語在其內的含義來理解本發明。以下的實施例通過根據預先確定的格式合併本發明的構成組件和特徵提出。個別的構成組件或者特徵在沒有額外的注釋的條件下應被考慮是可選擇的因素。如果需要的話，個別的構成組件或者特徵可以不必與其他組件或者特徵結合。此外，某些構成組件和/或特徵可以被合併以實現本發明的實施例。可以改變在本發明的實施例中公開的操作順序。一些實施例的某些組件或者特徵也可以被包括在其他實施例中，或者可以根據需要以其他實施例中的那些替換。在描述本發明時，如果確定相關的已知功能或者結構的詳細描述使本發明的範圍不必要地出現模糊，則其詳細描述將被省略。在整個說明書中，當特定部分「包括或者包含」某個組件的時候，除非另外特別地描述，這指示不排除和可以進一步包括其他組件。在說明書中描述的術語「單元」和「模塊」指示用於處理至少一個功能或者操作的單元，其可以通過硬體、軟體或者其組合實現。詞語「一」、「一個」、「該」和與其相關的詞語可用於包括單數表達和複數表達兩者，除非描述本發明(特別地，以下的權利要求的上下文)的上下文清楚地另外指示。在這個文獻中，本發明的實施例已經集中在移動站和基站之間的數據發送和接收關係描述。基站可以指的是與移動站直接地執行通信的網絡的終端節點。在這個文獻中，被描述為由基站執行的特定操作可以由基站的上層節點執行。即，顯而易見，在由包括基站的多個網絡節點組成的網絡中，針對與移動站通信執行的各種操作可以由基站或者除基站以外的網絡節點執行。術語基站可以以術語固定站、節點B、e節點B(eNB)、高級基站(ABS)、接入點(AP)等等替換。術語移動站(MS)可以以用戶設備(UE)、訂戶站(SS)、移動訂戶站(MSS)、移動終端、高級移動站(AMS)、終端等等替換。發射器指的是用於發送數據或者語音服務的固定和/或移動節點，並且接收器指的是用於接收數據或者語音服務的固定和/或移動節點。因此，在上行鏈路中，移動站變為發射器，並且基站變為接收器。類似地，在下行鏈路傳輸中，移動站變為接收器，並且基站變為發射器。設備與「小區」的通信可以指的是設備向小區的基站發送信號和設備從小區的基站接收信號。也就是說，雖然設備實質上對特定基站發送和接收信號，但為了描述的方便起見，可以使用表述「向由特定基站形成的小區發送信號和從由特定基站形成的小區接收信號」。類似地，術語「宏小區」和/或「小小區」可以不僅指特定覆蓋範圍，而且指「支持宏小區的宏基站」和/或「支持小小區的小小區基站」。本發明的實施例可以由在無線接入系統，諸如，IEEE802.xx系統、第三代合作夥伴計劃(3GPP)系統、3GPP長期演進(LTE)系統、和3GPP2系統中的任何一個中公開的標準文獻支持。也就是說，沒有被描述以便使本發明的技術精神清楚的步驟或者部分可以由以上所述的文獻支持。此外，在本文獻中公開的所有術語可以由以上所述的標準文獻描述。尤其是，本發明的實施例可以由P802.16-2004、P802.16e-2005、P802.16.1、P802.16p和P802.16.1b文獻中的至少一個支持，以上所述是IEEE802.16系統的標準文獻。在下文中，將會參考附圖描述本發明的優選實施例。要理解的是，將會與附圖一起公開的詳細描述旨在描述本發明的示例性實施例，並且不旨在描述能夠實施本發明的唯一的實施例。應當注意到，在本發明中公開的特定術語是為了便於本發明的描述和更好地理解而提出的，並且這些特定術語的使用可以被改變為本發明的技術範圍或者精神內的另一種格式。1.大規模MIMO接收器為了建立大規模MIMO系統，必須開發大規模MIMO接收算法。與現有的MIMO系統相比較，在大規模MIMO系統中，就以下的兩個方面而言，接收器需要改進。首先，在大規模MIMO環境下，由接收器同時接收的數據流的數目增加。同時處理的數據流的數目的增加導致計算複雜度和存儲器需求增加。這導致系統實現成本和處理時間增加，從而給接收系統帶來負擔。如圖1和2所示，根據現有的MIMO接收算法的接收到的流的數目計算的複雜度和存儲器需求指數地增加。其次，在大規模MIMO環境下，由於幹擾源的數目增加，需要具有改進的幹擾消除性能的接收算法。在大規模MIMO系統中，當基站同時地發送數據給幾十或者數百用戶的時候，除發送給其的數據信號之外，每個用戶接收幾十或者更多的多用戶幹擾信號。因此，存在對用於有效地消除這樣的幹擾信號的大規模MIMO接收算法的需要。此外，也需要有效消除從鄰近小區或者鄰近小區的用戶接收的幹擾。為了解決這樣的技術問題，考慮以下的技術問題。首先，將描述在大規模MIMO環境下計算複雜度和存儲器需求增加。如果發射器的天線的數目始終大於接收器的天線的數目，則由發射器發送的流的數目與接收器的天線的數目成比例增加。此時，接收器使用接收濾波器以便檢測來自接收到的信號的每個流。在LTE系統中，濾波器應在每個子幀中被重新計算。由於這樣的計算過程導致的負荷可以量化為計算複雜度和存儲器需求。複雜度和存儲器需求與接收的流的數目的平方或者立方成正比。因此，由於接收的流的數目Ns增加，計算複雜度和存儲器需求迅速地增加，如圖1所示。此外，因為硬體規格由最壞的情況確定，所以，由於流的數目增加，硬體實現成本顯著地增加。在下文中，將描述常規的MIMO接收器的接收算法和/或根據濾波器的計算複雜度和存儲器需求。MRC算法需要最小的計算複雜度和存儲器。但是，MRC算法不考慮流之間的幹擾，並且因此，提供低的性能(也就是說，低的接收SINR)。最小均方誤差(MMSE)濾波器在線性檢測方法之中提供最好的性能(也就是說，高的接收SINR)。但是，複雜度由和表示，需要用於逆矩陣運算的額外的存儲器。圖1和2分別地示出根據MMSE濾波器的接收的流的數目的複雜度和存儲器需求。對於使用MMSE濾波器的接收，對於信道矩陣的逆矩陣運算是必需的。逆矩陣的大小由接收的流的數目確定，並且，例如，對於高性能現場可編程門陣列(FPGA)，獲得15×15逆矩陣需要的時間大約是150μs。這樣的時間延遲對應於在LTE信道模型中採用的500μs的相干時間的大約30％。此外，對於用於MMSE接收的逆矩陣運算，移動所有信道信息到新的存儲器的過程是必需的，從而導致很大的延遲。此外，處理器訪問用於逆矩陣運算的存儲器，從而導致額外的延遲。這樣的延遲顯著地增加系統處理時間。最後，幹擾消除(IC)濾波器是非線性檢測方法，並且能夠在D-BLAST接收器(其是IC的示例)中獲得對應於最大通信容量的性能。具有低的實現複雜度的V-BLAST接收器以MMSE和SIC混合的形式被配置。尤其是，在MIMO-OFDM環境下，由於信道選擇性增加，V-BLAST接收器具有接近於最大通信容量的性能。但是，因為V-BLAST接收器也基於MMSE濾波器，所以需要高於MMSE濾波器的複雜度和存儲器需求。此外，IC方法從接收的信號中消除先前檢測的符號和層以控制幹擾。因此，如果先前檢測到的值具有誤差，則會發生檢測性能劣化的誤差傳播現象。已經提出用於解決這樣的問題的各種IC算法，但是，與傳統的方法相比較已經提高了複雜度。圖3是示出在關於本發明的MIMO環境下，在相同的小區中UE之間幹擾的圖。圖4是示出在關於本發明的MIMO環境下鄰近小區之間幹擾的圖。除了計算複雜度和存儲器需求增加之外，在大規模MIMO環境下出現的幹擾將參考圖3和4描述。如果基站的天線的數目很大，則一個基站可以同時地支持多個UE。在這種情況下，從基站到UEA發送的信號相對於UEB起幹擾的作用，並且發送給UEB的信號相對於UEA起幹擾的作用。因為幹擾與期望的信號一起由基站發送，所以幹擾經歷與期望的信號相同的路徑損耗。因此，幹擾信號的功率類似於期望的信號的功率，並且因此，接收SINR快速降低。為了解決這樣的問題，基站可以執行多用戶(MU)-MIMO預編碼以最小化幹擾。但是，即使在這種情況下，由於信道信息誤差、遲滯現象和碼本大小限制，也很難完全地消除多用戶幹擾。在多小區環境下，引起各種小區之中的幹擾。典型地，在圖4的環境下，UEA受到來自基站B幹擾的影響，並且UEB受到來自基站A幹擾的影響。尤其是，當UE接近鄰近小區之間的邊緣的時候，UE從鄰近基站接收更強的幹擾。此外，當小區之間的間隙由於在小小區(例如，微小區、微微小區、毫微微小區等等)窄的時候，UE從鄰近小區接收強的幹擾的概率進一步增加。在採用大規模MIMO方法的密集多小區環境下，需要改善MIMO接收器的幹擾消除能力。尤其是，如果造成強的幹擾，則需要幹擾消除(IC)接收算法，並且現有的IC接收器需要比幹擾源的數目更多的天線。例如，接收器需要11個接收天線以便消除10個幹擾源。在不能安裝足夠數目的天線的小型的UE中，需要引入用於解決這樣的限制的技術。例如，應用於多用戶或者多小區幹擾的改進的幹擾抑制(IS)技術，或者幹擾對齊技術在發射器中被使用以在特定信號空間中對齊幹擾，並且，使用限制數目的接收天線，IC接收器被應用於消除來自許多的幹擾源的幹擾。隨後，將關於以上描述的問題描述傳統的MIMO接收器的操作算法。圖5是示出關於本發明的指配給UE的資源塊(RB)的結構的圖。圖6是示出關於本發明的由多個RE形成的資源元素(RE)組的圖。圖7是示出關於本發明的傳統的MIMO接收器操作過程的圖。圖5示出指配給特定UE的一個RB，並且垂直和水平軸分別表示頻率軸和時間軸。一個RB由個RE組成，並且在每個RE中，接收的信號由以下的等式1表示。等式1在等式1中，l表示RE的索引，Gl表示在接收器中經由解調參考信號(DMRS)估計的信道，sl表示發送的信號，並且Il表示幹擾。wl表示白噪聲，並且wl的協方差矩陣是如上所述，接收器可以使用最小均方誤差(MMSE)濾波器，以便從接收的信號中消除信道的影響。使用MMSE濾波器從接收信號檢測到的發送的信號由以下的等式2表示。等式2在等式2中，Bl表示MMSE濾波器，並且表示經由MMSE濾波器估計的發送的信號。協方差矩陣Rl被定義為此時，使用MMSE濾波器估算發送的信號所必需的複數的乘法的計算複雜度可以由以下的等式3示意地表示。等式3在大規模MIMO的情況下，接收天線的數目Nr很大，並且，在這種情況下，可以接收對應於接收天線最大數的數目Ns的流。在這種情況下，接收器的通信容量可以被提升最大Ns倍，但是，複雜度與流數目的立方成正例快速增加。因此，如果接收的流的數目很大，則需要能夠以低的複雜度執行處理同時最小化性能劣化的接收器。圖6示出圖5的RB的一部分，並且示出由幾個RE組成的RE組。此時，RE的信道可以具有互相關。尤其是，如果都卜勒效應小(接收器緩慢地移動或者固定)，則位於相同的水平軸上的RE之間的相關性大。如果信道的功率延遲擴展低，則位於相同的垂直軸上的RE之間的相關性大。如果都卜勒效應小，並且信道的功率延遲擴展低，則在圖6示出的所有RE之間的相關性大。在圖6中，中心RE和外圍RE之間的相關性由陰影的深度示出。也就是說，隨著每個RE的陰影的深度增加，與中心RE的相關性增加，並且隨著每個RE的陰影的深度減小，與中心RE的相關性減小。如圖7所示，無需考慮RE之間的相關性，傳統的MIMO接收器已經將相同的操作應用於RE以檢測發送的信號。也就是說，傳統的MIMO接收器已經相對於接收到的信號每RE執行從信道信息Gi計算濾波器Bi(710)，以及相對於每個RE檢測和解碼接收到的信號的過程(720)。但是，當由於在大規模MIMO環境下流數目增加，考慮到計算複雜度和存儲器需求增加的時候，傳統的接收算法需要改進。在下文中，提出一種MIMO接收器，該MIMO接收器根據具有較低的複雜度的算法同時使用RE之間的相關性提供與現有的算法相同的性能操作。2.使用預處理濾波器操作MIMO接收器的方法圖8是示出根據本發明的實施例的使用預處理濾波器操作MIMO接收器的過程的圖。如參考圖6所述的，使用預處理濾波器的MIMO接收器將在信道之間具有相對高的相關性的多個RE配置成一個RE組(具有的大小為N)。下面，使用接收信號檢測器(例如，MMSE濾波器)從RE組的第l個RE的接收信號檢測到的信號被定義為「檢測信號」。在參考圖7所述的MIMO接收器的情況下，如果在從接收信號檢測該檢測信號的過程中層數很大，則發生圖1的複雜度問題。為了降低這種複雜度，所提出的MIMO接收器使用數值分析算法(例如，共軛梯度(CG)算法)代替直接計算MMSE濾波器，從而檢測RE組的RE的檢測信號。下面，v1表示基於RE組的第一RE的MIMO信道產生的「預處理濾波器」(或者加速度濾波器)。上述數值分析算法通過迭代計算過程找到一個值，並且隨著迭代計算過程進行，該值接近精確值。如果在迭代計算過程中使用預處理濾波器v1，則MIMO接收器能夠以小的迭代數(即以高速度)找到期望值。然而，產生能夠充分地提高速度以便找到上述期望值的預處理濾波器需要高複雜度。因而，為了降低相對於RE組的所有RE獲得相應預處理濾波器的情況的計算複雜度，預處理濾波器可以相對於特定RE(例如，第一RE)產生，並且在RE組的其它RE之間共享。也就是說，在相對於RE組的RE檢測該檢測信號的過程中，數值分析算法使用相同的預處理濾波器。特定RE(或者第一RE)可以被定義為「參考RE」，參考RE被用於計算預處理濾波器，並且不涉及RE組中的RE的排序或者索引。因而，如果RE之間的信道相關性高，則所提出的MIMO接收器共享從RE組的所有RE中的一個RE產生的預處理濾波器(810)，並且數值分析算法使用預處理濾波器(820、830和840)產生檢測信號。因而，能夠以比傳統MIMO接收器低的複雜度獲得相同性能。隨著RE組內的第一RE和另一RE之間的信道相關性增大，這樣的迭代速度縮短效果提高。圖9和10是示出使用預處理濾波器檢測MIMO接收器處的檢測信號的過程的概念的圖。圖9示出檢測根據共享接收信號檢測器(或者接收濾波器)的方法操作的MIMO接收器的檢測信號的過程，並且圖10是檢測根據共享上述預處理濾波器的方法操作的MIMO接收器的檢測信號的過程。在圖9和10中，箭頭表示數值分析算法的迭代計算過程。首先，在圖9中，圓的中心920表示MIMO接收器的期望值，即精確值。如果檢測值與精確值(910)稍微不同，則數值分析算法可以通過幾個迭代過程達到精確值(920)。相反，如果檢測信號相對接近於精確值(930和940)，則能夠以較小迭代數(950)找到精確值(920)。因而，根據接收濾波器共享方法操作的MIMO接收器操作以共享接收濾波器，使得檢測信號的初始值變得接近於精確值(即，誤差降低)。相比之下，在圖10中，根據預處理濾波器共享方法操作的MIMO接收器操作以降低迭代數，而非使得檢測信號的初始值變得接近於期望值(即，圓的中心1020)。也就是說，即使在計算與數值分析算法的期望值1020明顯不同的初始值時(1010)，根據所提出的方法的MIMO接收器也能夠以與圖9相比相對更小的迭代數(1030)找到期望值。換句話說，在圖10中，MIMO接收器起快速提高根據數值分析算法的迭代計算的收斂速度的作用，以便降低複雜度。下面將詳細地描述這種MIMO接收器產生預處理濾波器v1的實施例。根據第一實施例，可以通過各種算法，諸如雅可比(Jacobi)法、高斯-賽德爾(Gauss-siedel)法、SQR預適應(SQRpreconditioning)法和不完全喬萊斯基分解(incompleteCholeskyfactorization)法，生成預處理濾波器。首先，如下列等式4所示，可以基於參考RE(第一RE)的MIMO信道定義任意矩陣A1。等式4由於矩陣A1為正定矩陣並且為對稱的，所以等式4可以被分解為下列等式5。等式5在等式5中，L1表示下三角矩陣，並且D1表示對角矩陣。在等式5中，根據在上述各種方法之中的三種方法的預處理濾波器V1可以被定義。雅可比法：高斯-賽德爾法：V1＝(L1+D1)-1SQR預適應法：V1＝w(L1+wD1)-1(w為任意常數)在上述方法中，高斯-賽德爾法和SQR預適應法可以通過計算實際逆矩陣清楚地表達預處理濾波器V1。然而，為了降低獲得逆矩陣的計算複雜度，可以通過根據下列等式6的回代過程計算V1，而不精確地計算V1。等式6x＝V-1y→Vx＝y在等式6中，如果V為下三角矩陣，則可以從等式6的右端等式依次計算作為等式6的值x。除了上述三種方法之外，如果不完全喬萊斯基分解法被應用，則如下列等式7中所示，等式5的A1可以被分解為不完全喬萊斯基因子是下三角矩陣。等式7雖然不完全喬萊斯基分解法可以通過低於完全喬萊斯基分解法的複雜度分解A1，但是限定了近似的下三角矩陣。在不完全喬萊斯基分解法中，預處理濾波器V1被定義為下列等式8。等式8根據等式8的預處理濾波器V1可以通過直接計算逆矩陣精確地表達，或者可以通過回代過程計算和表達。除了上述方法之外，還可以根據各種方法計算和定義根據本發明的實施例的預處理濾波器V1。例如，對於計算預處理濾波器V1的過程，可以使用在「IterativeMethodsforSparseLinearSystems(用於稀疏線性系統的迭代方法)」中公開的各種方法和算法。作為產生預處理濾波器的第二實施例，可以使用RE的MIMO信道的特性產生預處理濾波器V1。為了根據上述第一實施例計算A1，需要矩陣X矩陣操作過程為了改善這種操作過程的計算複雜度，在第二實施例中，使用RE的MIMO信道從而以低複雜度計算A1。更具體地，在參考RE中，可以被近似為下列等式9的對角矩陣Z1。等式9當流的數目Ns增大並且信道元素之間的相關性降低時，等式9的近似變得精確。在這種近似中，根據大規模MIMO環境下的信道特性，非對角項可以被近似為0。根據上述近似過程，可以由等式10的對角矩陣定義矩陣A1。等式10A1＝Z1+R之後，由於等式10的A1可以僅由對角元素表達，所以第一實施例中所述的雅可比法可適用於等式10的A1從而計算預處理濾波器V1。在第二實施例中，如果在近似過程中誤差大，則數值分析算法的迭代數的衰減量可能不大。也就是說，對期望值的收斂速度可能不增大。之後，將參考圖11描述產生預處理濾波器的第三實施例。圖11是示出關於本發明的在MIMO接收器處產生預處理濾波器的示例的圖。在第三實施例中，找到具有與第一實施例的微小差異的Z1，並且使用在第二實施例中提出的方法。例如，如果MIMO信道矩陣G1被近似為具有圖11中所示的形狀1110、1120和1130的矩陣則可能顯著地降低A1的計算複雜度。在圖11中，黑色元素指示非零值，並且白色元素指示零值。也就是說，信道矩陣的每個元素的值都被與預定閾值比較，以將低於閾值的元素的值近似為0。此時，近似的秩應等於G1。上文已經描述了計算預處理濾波器V1的三個實施例。下面將描述使用預處理濾波器檢測檢測信號的數值分析算法。數值分析算法代替MMSE的逆矩陣運算、迫零算法(ZF)、幹擾抑制合併算法(IRC)和BLAST算法，以檢測和產生相對於RE組的檢測信號。所提出的數值分析算法適用於NAICv1.1.0的TR36.866中所述的所有MIMO接收器。這種數值分析算法僅代替上述逆矩陣運算，因而具有與傳統的MIMO接收器相同或者類似的檢測性能，同時改善複雜度。作為數值分析算法，可以使用共軛梯度(CG)算法、牛頓法算法或者最速下降法算法。在數值分析算法中，通過使用上述預處理濾波器V1以小迭代數(即以高速)計算值，並且迭代數的降低效果隨著用於產生預處理濾波器的參考RE和另一RE之間的相關性增大而增強。例如，將詳細地描述使用圖8和CG算法的數值分析算法。CG算法是一種用於迭代地執行操作直到得到預定精確度的收斂算法。隨著算法被迭代，得到具有較小誤差的結果。首先，MIMO接收器將具有等於或者大於預定值的相關性的多個RE成組以形成圖6中所示的一個RE組。RE組中包括的任何一個RE都變為參考RE(第一RE)，並且MIMO接收器使用參考RE的MIMO信道產生預處理濾波器。雖然RE組的參考RE可以最接近於時間/頻率軸上的中心，但是本發明不限於此。MIMO接收器基於參考RE的預處理濾波器V1，使用數值分析算法(CG算法)產生相對於RE組的其它RE的檢測信號CG算法可以通過下列等式11的形式實施。等式11g(0)＝b-td(0)＝V1g(0)while||g(i)||＞δ||g(0)||dog(i+1)＝g(i)-α(i)td(i+1)＝V1g(i+1)+β(i+1)d(i)endwhile在等式11中，是數值分析算法的第i次迭代的估計的傳輸信號。第0次迭代的傳輸信號，即初始值被設置成由1，的所有條目組成的向量，並且b(i)表示用於獲得值的臨時向量，並且f1,f2表示用於確定臨時向量之間的關係的函數。向量是梯度向量，並且指示迭代算法在精確值上收斂的最快方向。此時，如果更新向量g(i)和初始產生向量g(0)之間的差小於預定閾值，則算法迭代停止。即，通過向量的大小，可以間接地確定通過直接計算MMSE濾波器獲得的結果和輔信號之間的差。如果g(i)值為0，則輔信號和使用MMSE獲得的結果之間的差為0。在等式11中，δ確定算法的終止時間，並且可以表示算法的目標精確度。δ可以由系統自動地確定，或者可以根據用戶輸入確定。隨著δ減小，算法迭代數增大，並且結果的精確度增大，並且隨著δ增大，算法迭代數減少，並且結果的精確度降低。即，根據δ的水平確定使用CG算法獲得的值和使用MMSE濾波器獲得的值之間的可允許誤差。MIMO接收器可以控制δ，以在複雜度和性能之間提供平衡。同時，在CG算法中，如果迭代數等於方矩陣的大小，則通過CG算法獲得的值和使用MMSE濾波器獲得的值變得彼此相等。根據一個實施例，MIMO接收器可以限制數值分析算法的迭代數，從而限制檢測該檢測信號所需的最大時間。如果MIMO接收器檢測特定RE的信號所需的時間比檢測另一RE所需的時間相對地更長，則系統的總處理時間受影響。為了防止這種問題，檢測該檢測信號所需的時間可以被限制於特定範圍。可以通過限制數值分析算法的迭代數限制檢測信號。即，由於數值分析算法的迭代所需的時間恆定，所以MIMO接收器可以通過限制迭代數控制迭代時間。限制迭代數可能增大通過CG算法獲得的值和使用MMSE濾波器獲得的值之間的誤差。這是性能劣化和處理時間之間的權衡。圖12是示出使用預處理濾波器的另一實施例的MIMO接收器操作過程的圖。在圖12中將描述產生預處理濾波器V1的另一實施例。在圖12中，使用RE組的所有RE的信道計算預處理濾波器V1。例如，可以基於在下列等式圖12中計算的GA產生V1。等式12在等式12中，N表示RE組中的RE數，並且wl表示每個信道矩陣的權重。在wl＝1的情況下，GA被定義為所有信道矩陣的平均值。MIMO接收器基於在等式12中計算的信道矩陣GA計算將在RE組中共享的預處理濾波器V1(1210)。之後，MIMO接收器使用預處理濾波器V1檢測每個RE的檢測信號(1220、1230和1240)。已經參考圖8至12描述了其中MIMO接收器產生預處理濾波器V1的實施例和其中使用V1產生檢測信號的實施例。下面，除了其中預處理濾波器被在RE組中共享的實施例之外，還將參考圖13至15描述其中接收濾波器被在RE組中共享的實施例。圖13是示出使用預處理濾波器的另一實施例的MIMO接收器操作過程的視圖。在圖13中，與圖8不同，MIMO接收器基於RE組的參考RE的信道G1產生預處理濾波器V1和接收濾波器B1(1310)。V1和B1在RE組的所有RE之間共享，並且MIMO接收器使用接收濾波器B1檢測來自接收信號的主信號(1320和1330)。之後，MIMO接收器基於每個RE的獨特信道，使用預處理濾波器V1和數值分析算法通過主信號的補償過程檢測輔信號(1340、1350和1360)。將參考下列等式13詳細地描述上述過程。等式13g(0)＝b-td(0)＝V1g(0)while||g(i)||＞δ||g(0)||dog(i+1)＝g(i)-α(i)td(i+1)＝V1g(i+1)+β(i+1)d(i)endwhile在等式13中，表示使用基於參考RE的信道產生的接收濾波器B1從第1個RE的接收信號檢測的主信號。等式13的數值分析算法使用從參考RE產生的預處理濾波器V1補償主信號，從而產生輔信號如果參考RE和RE組的另一RE之間的相關性高，則使用公共接收濾波器B1檢測的主信號類似於使用MMSE濾波器直接獲得的值，並且更快速地執行在數值分析算法中使用預處理濾波器V1補償主信號以檢測輔信號的過程。相反，如果相關性小，則主信號和使用MMSE濾波器直接獲得的值之間的誤差大，並且檢測輔信號的過程與不使用預處理濾波器的情況稍微不同。下面將描述獲得圖13的實施例中的預處理濾波器V1的實施例。在圖13中，與圖8中不同，由於計算了在RE組中共享的公共接收濾波器B1，所以計算預處理濾波器V1的過程可以與圖8的過程不同。首先，基於等式14中所示的參考RE的信道定義任意矩陣A1。等式14在等式14中，A1具有與公共接收濾波器B1的逆矩陣關係MIMO接收器可以根據下列三個實施例，基於矩陣A1定義預處理濾波器V1。首先，預處理濾波器V1可以是公共接收濾波器B1的逆矩陣。即，公共接收濾波器B1可以是預處理濾波器V1。該實施例被表達為如等式15中所示，並且如果計算了公共接收濾波器B1，則MIMO接收器使用公共接收濾波器B1作為預處理濾波器。由於公共接收濾波器和預處理濾波器相同，所以MIMO接收器不需要進一步計算V1，並且不需要用於計算和存儲V1的存儲器。等式15第二，MIMO接收器可以根據完全喬萊斯基分解法分解A1，以計算預處理濾波器V1。通過根據下列順序的三個步驟執行這種過程。i)(L1是下三角矩陣)ii)iii)如果使用回代過程，則可以省略步驟ii)中的獲得下三角矩陣L1的逆矩陣的過程。也就是說，在第二方法中，當應用B1和V1時，能夠使用回代過程降低複雜度。在這種情況下，產生預處理濾波器V1和公共接收濾波器B1的過程的主要複雜度發生在步驟i)中。步驟iii)是通過的近似產生稀疏預處理濾波器(其主要元素為0的矩陣)的步驟。在這種過程中，如果預處理濾波器是稀疏濾波器，則計算複雜度在數值分析算法的每次疊代中都被顯著降低。在第三方法中，可以根據不完全喬萊斯基分解法計算預處理濾波器V1。通過根據下列順序的三個步驟執行這種過程。i)(是下三角矩陣)ii)iii)在第二實施例中，產生預處理濾波器V1和公共接收濾波器B1的過程的主要複雜度發生在步驟i)中。因而，在第三實施例中，代替在步驟i)中使用完全喬萊斯基分解，使用不完全喬萊斯基分解計算如果基於計算預處理濾波器V1和公共接收濾波器B1，則與第二實施例中不同，甚至應通過補償過程計算參考RE的輔信號。這是因為B1是近似逆矩陣，因而可能在參考RE中出現誤差。結果，第三實施例需要在產生公共接收濾波器和預處理濾波器時需要最低複雜度，但是在補償過程中需要最大迭代數。上述實施例僅是示例性的，並且除了上述方法之外，還可以根據各種方法定義預處理濾波器和公共接收濾波器。與參考圖13所述的實施例不同，根據RE之間的信道相關性，可以省略使用RE的獨特信道和預處理濾波器的補償過程1340和1350。也就是說，如果參考RE和另一RE之間的相關性足夠高，則使用公共接收濾波器B1檢測的主信號的誤差相對小。如果預測RE的主信號的誤差對最終結果性能的影響低，則補償主信號的過程被省略，並且主信號被立即輸入至解碼器1370。也就是說，可能降低補償過程必需的計算複雜度和存儲器需求。圖14是示出使用預處理濾波器的另一MIMO接收器操作過程的圖。圖14與圖13類似之處在於使用公共接收濾波器B1。然而，在圖14的實施例中，不基於參考RE的信道計算預處理濾波器V1，而是使用RE組的每個RE的獨特信道計算每個RE的預處理濾波器。使用基於每個RE的獨特信道產生的預處理濾波器，代替V1，執行對主信號的補償過程。更具體地，MIMO接收器基於參考RE的信道計算公共接收濾波器B1(1410)。B1在RE組的RE之間被共享，並且被用於產生主信號(1430)。在補償主信號的過程之前，MIMO接收器基於每個RE的獨特信道產生預處理過濾器(1440和1460)。也就是說，V2是基於相對於第二RE的G2計算的(1440)，並且VN是基於相對於第N個RE的GN計算的。參考圖8至13所述的實施例適用於每個RE的獨特預處理濾波器的過程。之後，MIMO接收器使用相對於每個RE產生的獨特預處理濾波器，基於數值分析算法執行補償過程(1450和1470)。通過補償過程產生的輔助信號(1480)被輸入至解碼器1490，並且在解碼器1490中處理。根據圖14的實施例，由於每個RE都產生預處理濾波器，所以需要另外的複雜度。然而，如果RE之間的信道相關性低，則補償過程的迭代數在其中根據圖8至13的方法共享預處理濾波器的實施例中增大。如圖14中所示地使用獨特預處理濾波器的實施例在降低計算過程所需的複雜度和時間方面更高效。此外，如果根據採取回代過程的雅可比法、高斯-賽德爾法和SQR預適應法產生預處理濾波器，則在計算預處理濾波器的過程中增加的複雜度被最小化，並且對MIMO接收器沒有施加大的負擔。如果具有大小為N的下三角矩陣經過回代過程，則複雜度低於N2。圖15是示出現有技術的計算複雜度和應用預處理濾波器的情況之間的比較的圖。在圖15的圖中，矩形指示的曲線示出當使用相應MMSE濾波器相對於RE組的所有RE檢測信號時的計算複雜度。星形指示的曲線示出預處理濾波器V1在RE組中共享的情況，並且三角形表示的曲線示出V1不在RE組中共享，並且公共接收濾波器B1被共享從而執行計算過程的情況。在圖15中，能夠看出上面提出的MIMO接收器隨著接收流的數目增大而具有更高複雜度增益。根據上述實施例，如果RE組的所有RE之間的相關性為1，則每個RE的接收濾波器Bl變為等於參考RE的接收濾波器B1。因而，即使僅使用B1，也可以在性能沒有劣化的情況下將主信號輸入至解碼器。因此，由於相對於RE組僅獲得一個接收濾波器，所以總計算複雜度被降為1/N(N為RE組的RE的數目)。如果RE組的RE之間的相關性小於1，則使用預處理濾波器V1補償使用公共接收濾波器B1計算的主信號的誤差。隨著RE之間的相關性增大，快速地執行使用預處理濾波器的數值分析算法的補償過程(即，迭代數減小)。此時，使用預處理濾波器的補償過程與不使用預處理濾波器的補償過程相比具有較高計算複雜度，但是與不使用預處理濾波器的計算過程相比具有明顯更低的迭代數。作為結果，所提出的MIMO接收器使得RE之間的相關性最佳，由此在最小化性能劣化的同時降低複雜度。MIMO接收器還能夠以犧牲由於使用預處理濾波器的補償過程中的誤差導致的性能劣化為代價進一步降低計算複雜度，由此在計算複雜度和性能之間提供折衷。另外，根據上文所提供的方法，除了參考RE之外，相對於RE不直接地計算逆矩陣，並且通過矩陣X向量操作執行所有操作。分布處理方法不易於應用於逆矩陣運算，但是由於易於平行化而易於應用於矩陣X向量操作。因此，能夠快速地降低整體處理時間。3.形成MIMO接收器的RE組的方法上文已經描述了使用預處理濾波器在MIMO接收器處理接收信號的過程。下面將描述在MIMO接收器形成作為處理接收信號的單元的RE組的過程。首先將描述RE組、參考RE和正常RE的概念。圖16至20是示出根據本發明的實施例的形成RE組的過程的視圖。圖16至20中所示的矩形指示RE，並且帶陰影、帶圖案或者帶顏色的矩形表示RE組的參考RE。一個或者更多RE形成RE組，並且RE組中所包括的RE共享基於參考RE的信道信息產生的接收濾波器和/或預處理濾波器。即，直接從接收信號(例如，使用MMSE濾波器)計算參考RE的接收濾波器和/或預處理濾波器。下面，除了RE組的參考RE之外的RE被稱為「正常RE」。例如，在圖16中，RE組#11610包括11*6＝66個RE，並且RE組#11610由位於其中心的一個參考RE和65個正常RE組成。類似地，RE組#21620由一個參考RE和65個正常RE組成。從參考RE至每個正常RE的距離由{頻率軸，時間軸}的坐標值定義，並且例如位於RE組#11610中的A處的正常RE可以由{0,2}表達。位於B、C和D處的正常RE可以分別由{0,5}、{-3,0}和{-3,5}表達。通過確定作為僅為示例性的頻率/時間軸增大方向的RE組的向右和向上方向獲得這些坐標值。在圖16中，兩個RE組1610和1620每個都包括66個RE，並且兩個RE組1610和1620中所包括的所有RE都被稱為「母組」。即，下文的術語「母組」是用於處理多個RE，以在MIMO發射器處形成RE組的單元。在圖16中，母組是包括11*12＝132個RE的一個資源塊(RB)(在圖16中，MIMO接收器處理作為母組的RB以形成兩個RE組)。在圖16至20中所示的實施例中，根據不同方法劃分相同的母組從而形成RE組。母組不限於圖16至20的實施，並且作為對RB的代替，可以在LTE/LTE-A中的時隙、子幀、子帶或者幀單元中定義母組。如上所述，MIMO接收器基於參考RE的信道信息產生將在RE組中共享的接收濾波器和預處理濾波器，並且在正常RE之間共享所產生的濾波器，從而從接收信號產生檢測信號。此時，接收濾波器、預處理濾波器和數據檢測所需的參考RE的複雜度被表達為如下列等式16所示。等式16另外，正常RE的複雜度被表達為如下列等式17所示。等式17通過等式17能夠看出，產生檢測信號所需的複雜度可能受算法的迭代數的影響。另外，通過等式16和17，處理一個母組所需的總複雜度被表達為如下列等式18所示。等式18在等式18中，NRE_DMMSE表示位於母組中的參考RE的數目，並且NRE_Proposed(iter)表示數值分析算法的迭代數在母組中為「iter」的正常RE的數目。在圖16的RE組#11610中，位於B處的正常RE的迭代數可以大於位於A處的正常RE的迭代數。這是因為在RE組中共享的接收濾波器和/或預處理濾波器的效率隨著與參考RE的距離增大和用於找到值的數值分析算法的迭代數增大而減小。另外，隨著信道變化增大(如果功率時延擴展分布大或者都卜勒效應大)，共享濾波器的效率快速降低。因而，對於遠離參考RE的正常RE，如果信道變化大，則算法的迭代數顯著增大，顯著地降低產生檢測信號所需的總複雜度CpxTotal。下面將通過描述其中MIMO接收器形成來自母組的RE組的各種實施例而提出一種甚至是在產生檢測信號所需的複雜度增大時也最小化複雜度的方法。首先，如果MIMO接收器使用圖16中所示的RE組#1和#21610和1620，並且RE之間的信道相關性非常高(例如，如果功率時延擴展分布的長度短並且都卜勒效應具有小的值，則為步行信道(3km/h))，在RE組中共享的接收濾波器和預處理濾波器的效率非常高。因而，RE組的所有RE的數值分析算法的迭代數可以為1，並且處理母組所需的計算複雜度CpxTotal能夠被最小化。相反，如果RE之間的信道相關性低，則數值分析算法需要對遠離參考RE的正常RE進行迭代。例如，假定位於A、B、C和D處的RE的迭代數分別為1、2、3和4。增大具有大迭代數的正常RE的數目提高RE組的計算複雜度。為了解決具有大迭代數的正常RE的數目增大的問題，例如，採用圖17中所示的四個RE組1710、1720、1730和1740。由於圖17中所示的四個RE組1710、1720、1730和1740在母組方面與圖16的實施例相等，所以包括數目上等於兩個RE組1610和1620的RE數的RE。然而，在圖17中所示的四個RE組1710、1720、1730和1740中，從參考RE至每個RE組中的最遠正常RE的距離更短。因而，對於一些正常RE的迭代數能夠被降低。例如，在圖16中，位於A和B處的正常RE和參考RE之間的距離分別為{0,2}和{0,5}，而在圖17中，位於A和B處的正常RE和參考RE之間的距離分別被降低為{0,1}和{0,2}。在這種情況下，位於A、B、C和D處的任意RE的迭代數能夠被降低。結果，雖然在圖17中的參考RE的總數目從2增大至4，但是與圖16相比，處理母組所需的總複雜度降低。從上述實施例，參考RE的數目和RE組的配置被確定以便最小化CpxTotal，即處理母組中所包括的所有RE所需的計算複雜度。RE組的「配置」表示RE組的大小和形狀。圖17和20在於RE組的數目上是相同為4，並且在其形狀上是不同的。因而，RE組的配置彼此不同。存在形成RE組的各種方法。下面將描述其中形成RE組以便最小化母組的計算複雜度的實施例。首先，RE組中的參考RE位於距正常RE的距離被最小化的位置處。換句話說，參考RE應位於RE組中，使得參考RE與最遠正常RE的距離(即最大距離)被最小化。如上所述，可以通過使用包括頻率軸和時間軸的兩個元素{頻率軸，時間軸}表達RE組中的RE之間的距離。產生遠離參考RE的正常RE的檢測信號所需的迭代數等於或者大於接近於參考RE的正常RE。因而，如果根據所提出的方法布置參考RE，則能夠防止特定正常RE的迭代數快速增大。在圖16的RE組#11610中，參考RE和正常RE之間的最大距離為{3,5}。甚至在RE組#11610的任何其它RE被選為參考RE時，這種最大距離也不能夠被降低。相反，在圖18中，參考RE位於每個RE組的角處，並且最大距離為{5,10}。因而，與位於圖16的相同位置A的正常RE相比，位於圖18的A處的正常RE需要更大的迭代數。此外，隨著RE組中的RE之間的信道相關性降低，迭代數顯著增大，需要大迭代數的正常RE的數目快速地增大，並且總複雜度CpxTotal增大。總而言之，如上所述，參考RE應位於其中與參考RE的最大距離被最小化的位置。接下來，MIMO接收器可以基於RE之間的信道相關性確定RE組的配置。如上所述，RE組的信道相關性對產生正常RE的檢測信號所需的迭代數有影響。例如，如果RE之間的信道相關性高，則對於MIMO接收器檢測正常RE的數據所需的迭代數小。相反，如果RE之間的信道相關性低，則MIMO接收器在相同條件下檢測來自正常RE的數據所需的迭代數大。這是因為MIMO接收器使用接收濾波器和預處理濾波器檢測RE組的數據，並且隨著信道相關性增大，共享濾波器的效果提高。更具體地，MIMO接收器提前知曉所有RE的信道信息，並且可以基於RE的信道信息根據等式19計算RE之間的信道相關性。等式19在等式19中，指示根據弗羅貝尼烏斯(Frobenius)法的弗羅貝尼烏斯範數。另外，函數diag(B)指示通過僅提取矩陣B的對角元素獲得的對角矩陣。C和|C|指示被用作用於分別計算RE組中的信道相關性和索引集合的大小的參考RE的任意RE的索引集合。例如，在圖16的實施例中，C可以指示RE組#11610和RE組#21620的兩個參考RE的索引，或者不是參考RE的兩個任意RE的索引。另外，|C|為2。在圖16中，如果RE組#21620的參考RE的信道為Gl,l∈C，則指示位於在頻率軸上分別與參考RE隔開距離為1和-1的E和F處的正常RE的信道。類似地，指示位於在時間軸上分別與參考RE隔開距離為1和-1的G和H處的正常RE的信道。同時，指示參考REGl,l∈C和在頻率軸上與參考RE隔開為k的正常RE之間的信道相關性。如果Gl和的信道相同，則為1，否則小於1。MIMO接收器可以基於等式19的計算沿頻率軸的RE之間的信道相關性，並且根據所計算的信道相關性和下列等式20確定RE組中的頻率軸上的最大距離。等式20k＝k+1computeendwhile在等式20中，表示頻率軸上的最大距離，γ表示作為頻率軸上的RE之間的信道相關性並且具有小於1的值的的最小閾值。在等式20中，如果小於γ，則在頻率軸上與參考RE的最大距離為k-1，即等式20表示直至就在與參考RE的信道相關性變為最小閾值之前的RE被確定為其中共享接收/預處理濾波器的RE組。根據等式20確定頻率軸上的RE組的兩端。在等式19中，時間軸上的RE之間的信道相關性可以被計算為並且也通過類似於等式20的方法確定時間軸上的最大距離。因而，可以確定時間軸上的RE組的兩端，並且當確定兩個軸上的最大距離時，最終確定RE組的配置(即形狀和大小)。即，接收/預處理濾波器被共享到其中與參考RE的相關性變為等於或者大於頻率上和時間軸上的閾值的距離。作為另一實施例，MIMO接收器可以使用公共參考信號(CRS)預測信道的功率時延擴展分布。這種功率時延擴展分布至少對時域中的信道的脈衝響應，隨著其長度增大，頻率軸上的信道變化增大。MIMO接收器可以從信道的功率時延擴展分布計算等式20中所述的最大距離。更具體地，如果信道時延分布非常長，則等式20的最大距離可以變為1。相反，如果信道時延分布短，則頻率軸上的所有信道變為相等，並且最大距離可以被設為6。即，MIMO接收器可以使用信道時延分布確定頻率軸上的參考RE和正常RE之間的最大距離。另外，支持LTE/LTE-A的MIMO接收器可以測量都卜勒效應，並且與上述功率時延擴展分布類似地使用都卜勒效應確定時間軸上的最大距離。結果，MIMO接收器可以使用功率時延擴展分布和都卜勒效應確定RE組的配置。根據另一實施例，MIMO接收器可以基於接收信號的信噪比(SNR)/信號幹擾比(SIR)/信號與幹擾加噪聲比(SINR)確定數值分析算法的誤差可允許係數，並且確定RE組的配置。數值分析算法的誤差可允許係數已在等式11中描述，並且指示數值分析算法的計算結果值的誤差可允許範圍。這種誤差表示使用正常RE的MMSE濾波器的直接計算結果和根據所提出的方法的共享接收/預處理濾波器的計算結果之間的差。因而，隨著誤差可允許係數δ增大，計算結果的誤差增大的概率增大，因而所提出的MIMO接收器的性能劣化。然而，如果SNR/SIR/SINR低，則是噪聲或者幹擾而非誤差主要影響性能。因而，在這種情況下，雖然誤差可允許係數大，但是接收器的性能劣化相對地低。如果誤差可允許係數增大，則數值分析算法的迭代數可能降低，由此降低產生檢測信號所需的計算複雜度。如果誤差可允許係數大，則與其中誤差可允許係數小的情況相比，每個RE的數值分析算法的迭代數可以減小，並且可以形成更大的RE組。更具體地，例如，在圖16中位於D處的RE的情況下，如果δ＝0.0001，則數值分析算法所需的迭代數為4。相反，如果δ＝0.01，則迭代數可以降為2。因而，如果不考慮SNR/SIR/SINR，則MIMO接收器應以圖17中所示的而非圖16的配置形成RE組，以便防止迭代數變為4。相反，如果考慮SNR/SIR/SINR，則如果SNR/SIR/SINR低，則MIMO接收器可以增大誤差可允許係數δ，從而以圖16中所示的配置形成RE組。此外，MIMO接收器可以確定每個母組的平均SINR，並且如等式21中所示，基於平均SINR確定母組的誤差可允許係數。等式21δ＝10-SINR/5例如，圖21的矩形指示母組2110。母組2111、2112、2113、2114、2114和2116每個都可以由多個RE組成(例如，圖16至20的RB)，並且在每個母組中，RE組都可以通過圖16至20的配置形成。在圖21中，作為處理母組#12111的結果，SINR可以為10dB。在這種情況下，MIMO接收器相對於母組#12111確定δ＝0.01，並且以圖17中所示的配置形成RE組。之後，如果作為處理母組#22112的結果，SINR為15dB，則MIMO接收器可以確定δ＝0.001，並且以圖19的配置形成較小的RE組。之後，如果作為處理母組#32113的結果，SINR為5dB，則MIMO接收器可以確定δ＝0.1，並且以圖16的配置形成RE組。作為結果，MIMO接收器可以根據每個母組測量的SINR主動地確定RE組的配置，由此另外地降低處理接收信號所需的計算複雜度。作為使用SNR/SIR/SINR的另一實施例，MIMO接收器可以考慮SNR/SIR/SINR確定信道相關性的最小閾值γ。最小閾值γ表示RE滿足的最小相關性，以便如等式20中所述，基於參考RE共享接收/預處理濾波器。如果SNR/SIR/SINR低，則MIMO接收器可以降低信道相關性的最小閾值。在這種情況下，等式20的算法可以選擇與參考RE的更大最大距離由此形成更大的RE組。相反，如果SNR/SIR/SINR高，則MIMO接收器可以增大最小閾值。等式20的算法選擇較小最大距離，由此形成較小RE組。作為另一示例，如果母組為RB，則MIMO接收器可以在RB單元中確定RE組，並且考慮到先前RB的迭代數形成RE組。如果數值分析算法的迭代數在產生先前RB的檢測信號的過程中超過特定閾值，則MIMO接收器可以形成相對於下一RB每個都具有低於被應用於先前RB的RE組的大小的RE組。更具體地，數值分析算法的迭代數的特定閾值為χ。例如，如圖16中所示，當相對于于RB形成兩個RE組時，可以考慮在產生位於圖16的D處的正常RE的檢測信號的過程中，數值分析算法的迭代數超過閾值χ的情況。此時，MIMO接收器相對於下一RB以圖17中所示的配置形成較小RE組。當形成較小RE組時，位於D的正常RE和參考RE之間的距離從{3,5}降為{3,2}，並且數值分析算法的迭代數減小。相反，如果在產生圖16中所示的RE組的檢測信號的過程中，迭代數不超過閾值χ，則具有圖16中所示的配置的RE組可繼續應用於下一RB。作為結果，MIMO接收器可以取決於先前RB的數值分析算法的迭代數在RB單元中形成RE組的過程中是否超過閾值而減小RE組。減小RE組的意思可以是頻率軸方向的減小、時間軸方向的減小以及頻率和時間軸方向的減小任何一個。在圖16的實施例中，如果位於圖16的D處的正常RE的迭代數超過閾值χ，則MIMO接收器可以比較位於C處的正常RE的收斂速度(其中不使用公共濾波器的情況的誤差)與位於B處的正常RE的收斂速度。如果位於C處的正常RE的收斂速度高於位於B處的正常RE(即，誤差低)，則參考RE和位於C處的RE之間的信道相關性比參考RE和位於B處的RE之間的信道相關性更大。因此，MIMO接收器可以形成具有圖17中所示的配置的RE組，其中相對於下一RB在時間軸方向中進一步提供參考RE(從而在更接近B的位置提供參考RE)。相反，如果位於C處的正常RE的收斂速度較低(即，誤差更高)，則參考RE和位於C處的RE之間的信道相關性低於參考RE和位於B處的RE之間的信道相關性。因此，MIMO接收器可以相對於下一RB形成具有圖20中所示的配置的RE組(從而在更接近C的位置提供參考RE)。考慮收斂速度控制RE組的配置的方法可以被理解為考慮數值分析算法的迭代數。同時，高收斂速度(降低每個迭代數的誤差的較高速度)表示產生檢測信號所需的迭代數小。可以通過計算等式11中所述的數值分析算法的while||g(i)||＞δ||g(0)||do的||g(i)||(即，梯度)確認收斂速度(即，其中不使用公共濾波器的情況的誤差)。換句話說，隨著||g(i)||相對於相同迭代數i減小，收斂速度增大(即，誤差減小)。因此，通過比較位於C處的RE的||g(i)||和位於D處的RE的||g(i)||，可以比較兩個RE的收斂速度。上文已經描述了其中MIMO接收器比較數值分析算法的迭代數和誤差從而確定下一RE組的配置的實施例。下面，除了上述說明之外，將描述其中MIMO接收器使用RE之間的信道相關性預先確定下一RE組的配置的實施例。使用等式19描述了在MIMO接收器處測量頻率軸和時間軸的信道相關性的過程。如果頻率軸方向中的信道相關性低於時間軸方向(即，頻率軸方向中的頻道變化更大)，則可以選擇其中頻率軸方向的最大距離減小的RE組。相反，如果時間軸方向中的信道相關性低於頻率軸方向(即，如果時間軸方向的信道變化更大)，則可以選擇其中時間軸方向的最大距離減小的RE組。根據這種實施例，通過減小其中數值分析算法的迭代數由於低信道相關性而大的軸方向的最大距離，可能降低相對於下一RE的所有RE組的計算複雜度。例如，如果在使用具有圖16中所示的配置的RE時，在數值分析算法的迭代數超過χ時滿足則MIMO接收器可以相對於下一RB形成具有圖17中所示的配置的RE組。相反，如果滿足則可以形成具有圖20中所示的配置的RE組。可以如下改變其中MIMO接收器比較最大迭代數和閾值χ的實施例。與RE組減小的實施例相反，如果在檢測先前RB的數據的過程中，數值分析算法的最大迭代數小於特定閾值，則MIMO接收器可以相對於下一RB擴大RE組。也就是說，如果信道相關性充分好，則甚至在RE組被擴大時，數值分析算法的迭代數沒有顯著增大。因此，MIMO接收器可以擴大RE組，以便降低參考RE的計算複雜度。此外，如果先前RB的數值分析算法的最大迭代數低於特定閾值，則MIMO接收器比較頻率軸方向的收斂速度和時間軸方向的收斂速度，從而確定將被擴大的RE組的配置。另外，MIMO接收器可以比較頻率軸和時間軸上的信道相關性，以確定將被擴大的RE組的配置。其中RE組被擴大的實施例類似地適用於RE組被減小的實施例，因而將省略其詳細說明。如果考慮先前RB的迭代數擴大RE組，則MIMO接收器可以擴大RE組以返回到未減小RE組。即，如果MIMO接收器已經考慮到RB的迭代數減小了RE組，則擴大RE組可以表示RE組被返回到未減小RE組。圖21是示出根據本發明的實施例的形成RE組的過程的圖。在圖21中，每個矩形指示RB，並且每個RB包括圖16至20中所示的多個RE，並且由一個或者更多RE組組成。參考圖16至20所述的一個或者更多實施例被組合併且可應用，因而MIMO接收器能夠最小化每個RB的計算複雜度。例如，首先，MIMO接收器考慮根據相對於RB#12111的頻率軸和時間軸的信道相關性確定RE組的配置。當RB#12111的數據檢測結束時，MIMO接收器可以基於RB#12111的數值分析算法的收斂速度和迭代數預先確定將在RB#22112中使用的RB組的配置。類似地，可以基於RB#22112的數值分析算法的結果確定RB#32113的RE組的配置。即，可以基於收斂速度確定將在下一RB中使用的RE組的配置，並且可以考慮RE之間的信道相關性和/或SNR/SIR/SINR確定先前RB和第一RB的RE組的數值分析算法的迭代數。除了RB單元之外，MIMO接收器還可以在子幀和時隙單元中形成RE組。如上所述，MIMO可以考慮RE之間的信道相關性、SNR/SIR/SINR和先前操作歷史自適應地確定RE組的配置。由於RE組被自適應地確定，所以MIMO接收器能夠在沒有性能劣化的情況下降低處理所有RB所需的計算複雜度。4.所提出的操作MIMO發射器的方法在上面已經描述了在MIMO接收器處形成RE組以處理接收到的信號的過程。在下文中，將會參考圖22和圖23描述其中MIMO發射器從母組形成RE組的實施例。在下文中，MIMO發射器可以意指在本說明書的開始描述的基站或者發射器並且可以執行與MIMO接收器的通信。首先，考慮到在時間軸上的多個RE當中的信道相關性和在頻率軸上的多個RE當中的信道相關性MIMO發射器確定來自於母組的RE組的配置。即，MIMO發射器可以直接地確定RE組(即，RE組的配置)以被用於MIMO接收器生成檢測信號。隨後，MIMO發射器將關於RE組的配置信息發送給MIMO接收器，MIMO接收器基於這樣的信息處理接收到的信號以生成檢測信號。在下文中，將會詳細地描述在MIMO發射器處形成RE組的過程。即，在MIMO接收器處理接收到的信號之前MIMO發射器可以執行確定RE組的配置的過程。當通過MIMO發射器確定RE組的配置時，從將信息從MIMO發射器發送到MIMO接收器。關於通過MIMO發射器發送的RE組的信息可以通過物理層下行鏈路控制信道(PDCCH)被發送到MIMO接收器。根據上述過程，因為MIMO接收器可以省略確定RE組的配置的過程，所以能夠改進UE的實現複雜度並且減少UE的功耗。如果在MIMO發射器和MIM接收器在時分雙工(TDD)系統中相互通信，則MIMO發射器可以事先獲知有效的信道。在這樣的情況下，MIMO發射器可以根據在等式20中描述的過程執行在多個RE當中的計算信道相關性的過程。通過等式20，MIMO發射器可以確定頻率軸上的最大距離和在時間軸上的最大距離。即，如果頻率和時間軸上的最大距離被確定，則MIMO發射器確定RE組的配置。關於形成的RE組的信息(例如，RE組的配置)被發送到MIMO接收器。相反地，如果MIMO發射器和MIMO接收器在頻分雙工(FDD)系統中相互通信，則對於MIMO發射器來說難以直接地獲知有效的信道。在這樣的情況下，MIMO發射器可以接收關於在頻率和時間軸上的RE之間的信道相關性的信息或者關於通過MIMO接收器反饋的都卜勒效應和功率延遲擴散分布的信息。換言之，MIMO發射器可以接收用於形成通過MIMO接收器反饋的RE組的參數值並且使用接收到的信息形成RE組。反饋的信息的示例包括關於是特定頻域的特性值的都卜勒效應、功率延遲擴展分布、相干性時間、以及相干帶寬的信息並且可以包括關於MIMO接收器的偏好頻域的索引、偏愛頻域的順序以及各個頻域的偏好的信息作為根據時間/頻率相關性的頻域的偏好信息。MIMO發射器基於反饋的信息中的至少一個形成RE組。隨後，將會描述其中MIMO發射器形成來自於一個母組的RE組並且然後將關於RE組的信息發送到MIMO接收器的實施例。首先，可以共享在MIMO發射器和MIMO接收器之間預先確定的RE組的配置。即，MIMO發射器可以選擇RE組的預先確定的配置中的任意一個並且將所選擇的RE組作為索引值發送到MIMO接收器。因為MIMO接收器具有關於RE組的配置的信息，所以能夠確定其中使用從MIMO發射器接收到的索引值形成RE組的配置。參考圖22，MIMO發射器和MIMO接收器共享指示RE組的配置是集合#12210、集合#22220、集合#32230以及集合#42240中的任意一個的信息。這時，各個集合示出一個母組包括具有特定配置的RE組。根據上述實施例，MIMO發射器基於和選擇預先確定的四個集合中的任意一個並且將關於所選擇的集合的信息發送到MIMO接收器。在圖22中，假定四個集合的母組是相同的。這時，雖然在此描述中形成一個母組的單元(例如，一個RB)在LTE/LTE-A中是RB，但是形成一個母組的單元不限於此並且可以通過在新的通信系統中定義的子幀、時隙或者單元實現。在圖22中示出的數字指示在母組中的RE組的索引。在下文中，為了方便描述，通過{集合索引，RE組索引}表達集合中的特定集合和特定RE組。即，{3,1}意指通過集合3中的「3」表示的第三RE組(2230)。其次，MIMO發射器可以基於先前選擇的集合的索引值用信號發送新選擇的集合的索引值。即，在上述實施例中，MIMO發射器直接地發送指示RE組的配置的索引值。可替選地，MIMO發射器可以將最新形成的RE組的配置與先前形成的RE組的配置進行比較並且僅將比較的結果發送到MIMO接收器。更加具體地，通過長期統計要素(例如，功率延遲擴散分布或者都卜勒效應)確定在時間/頻率軸上的RE之間的信道相關性。通過UE的移動速度和載波選擇顯著地影響這樣的長期統計要素。因此，如果UE使用相同的載波並且其移動性低，則信道相關性隨著時間而緩慢地改變。在這樣的情況下，先前選擇的RE組的配置和新選擇的RE組的配置很有可能是相似的。即，MIMO發射器僅發送與先前的RE組的配置的比較的結果，從而最小化被發送到MIMO接收器的信息的開銷。例如，如果事先已知在MIMO發射器和MIMO接收器之間先前選擇的RE組的配置，則MIMO發射器可以僅使用如在下面的表1中所示的1比特信息通知MIMO接收器先前選擇的RE組的配置是否被重用。表1索引信息0保持1重置如果MIMO發射器發送「1」，則MIMO接收器不再使用先前使用的RE組的配置。而是，MIMO發射器將指示新的RE組的配置的索引值發送到MIMO接收器。相反地，如果MIMO發射器發送「0」，則MIMO接收器可以識別先前使用的RE組的配置被繼續使用。作為另一示例，MIMO發射器可以使用2比特信息用信號發送作為相關值新選擇的RE的配置，如在下面的表2中所示。表2索引信息00保持01-1(擴大)10+1(縮小)11重置或者被保留在表2中，如果在MIMO發射器和MIMO接收器之間事先選擇的RE組的配置是集合#32230並且新選擇的RE組的配置是集合#42240，則MIMO發射器發送「10」。當接收「10」時，MIMO接收器可以識別設置的索引增加了1並且RE組的配置被實質地減少。如果新選擇的RE組的配置是集合#22220，則MIMO發射器發送「01」。如果信道狀態被快速地改變並且因此集合#12210被重新選擇，則MIMO發射器發送「11」並且直接地通知MIMO接收器集合#12110的索引值。可替選地，MIMO發射器發送「11」並且沒有通知MIMO接收器新選擇的集合的索引值。而是，已經接收到「11」的MIMO接收器根據上述實施例直接地形成RE組。這時，MIMO發射器隱式地估計MIMO接收器已經選擇集合#1。隨後，MIMO發射器基於隱式地選擇的集合#1使用表2通知MIMO接收器RE組的配置。根據在表1和表2中描述的實施例，如果信道狀態被快速地改變以重置RE組信息，則MIMO發射器應快速地發送指示新的RE組集合的索引值。為了減輕這樣的負擔，MIMO發射器可以僅將關於信道相關性中的變化的信息發送到MIMO接收器，如在下面的表3中所示。表3索引信息0信道相關性減少。1信道相關性增加。當接收到根據表3的信息時，考慮到先前使用的RE組的配置和信道相關性的變化MIMO接收器確定要被重新使用的RE組的配置。例如，將會描述MIMO接收器從MIMO發射器接收「0」同時選擇和使用圖22的集合#32230的情況。能夠看到用於生成特定RE的檢測信號的數值分析算法的迭代數超過閾值同時MIMO接收器優選地應用集合#32230以通知RE組並且處理接收到的信號。在這樣的情況下，MIMO接收器將集合#32230應用於RE屬於的RE組，以形成RE組並且將集合#42240應用於其後續的RE組以形成RE組。即，如果被要求生成檢測信號的迭代數超過閾值同時MIMO接收器處理{3,2}的RE，則在處理{3,3}的RE和其後續的RE時選擇集合#42240以在{4,5}和{4,6}的配置中形成RE組。隨後，MIMO接收器可以相對於剩餘的RE選擇集合#42240以在{4,7}和{4,8}的配置中處理接收到的信號。相反地，當MIMO接收器從MIMO發射器接收「1」時，可以基於現有的集合形成RE組以處理接收到的信號。這時，如果處理接收到的信號的過程的迭代數顯著減少，則MIMO接收器可以將集合#3變成集合#2並且處理接收到的信號。例如，如果在{3,2}中此情形發生，{3,3}和{3,4}的RE組可以變成{2,2}的配置並且然後被處理。第三，MIMO發射器可以周期性地或者非周期性地通知MIMO接收器關於RE組的信息。上述第二實施例的MIMO發射器將關於通過與先前選擇的RE組的配置(即，集合)的關係表達的新RE組的配置的信息發送到MIMO發射器。在本實施例中，MIMO發射器周期性地或者非周期性地直接地通知MIMO接收器關於RE組的配置的信息。因此，MIMO接收器可以在其中關於RE組的信息沒有被接收的時段中根據在章節3中描述的實施例通知RE組。對於非周期性的傳輸，MIMO發射器可以在下述情況下將關於RE組的信息發送到MIMO接收器：例如，如果MIMO發射器首先將數據發送到MIMO接收器，如果層的數目或者秩被改變，如果服務的載波或者RB被改變，如果MIMO接收器通過觸發消息直接地請求關於RE組的信息等等。如果MIMO接收器通過觸發消息請求關於RE組的信息，則觸發消息可以通過物理上行鏈路控制信道(PUCCH)被發送。MIMO發射器可以使用控制幀以將關於RE組的信息發送到MIMO接收器。控制幀指示當發送關於RE組的信息時的時間並且可以被周期性地或者非周期性地發送到MIMO接收器。如果控制幀被周期性地發送，則發送關於RE組的信息的時間被固定在時段內。相反地，如果控制幀被非周期性地發送，則直到新的控制幀被發送，發送關於RE組的信息的時間被固定。這時，當MIMO發射器改變關於RE組的信息被發送的時間時可以使用後者。下面的等式22是配置控制幀的示例並且CF1、CF2和CF3表示不同的控制幀。在控制幀中，各個元素意指一個母組處理單元(例如，RB、幀、子幀、時隙等等)，「1」意指MIMO發射器直接地發送母組的分組信，並且「0」意指MIMO發射器沒有發送分組信息並且因此MIMO接收器直接地形成RE組。這時，在沒有直接地形成RE組的情況下，MIMO接收器使用通過MIMO發射器先前確定的分組信息。等式22CF1＝{1,0,1,0,1,0,1,0,1}CF2＝{1,0,0,0,1,0,0,0,1}CF3＝{1,0,0,0,0,0,0,0,0}如果信道相關性被快速地改變則MIMO發射器發送CF1以將關於RE組的信息更加頻繁地發送到MIMO接收器，並且如果信道相關性被緩慢地改變則發送CF3以不將關於RE組的信息頻繁地發送到MIMO接收器。迄今為止，已經描述其中MIMO發射器將關於RE組的信息發送到MIMO接收器的實施例。即使在所提出的實施例中，MIMO接收器可以直接地形成RE組。在這樣的情況下，MIMO接收器可以忽略關於RE組的接收到的信息並且自發地形成RE組。如果MIMO接收器在不同於通過MIMO發射器指示的配置中形成RE組，MIMO接收器將這樣的信息反饋到MIMO發射器。即，MIMO接收器可以感測在根據通過MIMO發射器指示的RE組的配置生成檢測信號的過程中用於一些RE的數字分析算法的迭代數超過閾值。在這樣的情況下，MIMO接收器確定通過MIMO發射器指示的RE組的配置是不合適的並且根據章節3中提出的方法直接地形成RE組。隨後，MIMO接收器將關於形成的RE組的配置的信息發送到MIMO發射器使得MIMO發射器確認形成新的RE組的過程。可以通過物理上行鏈路控制信道(PUCCH)遞送這樣的反饋信息。例如，假定通過MIMO接收器允許的數字分析算法的迭代數的閾值是2。在MIMO接收器處根據從MIMO發射器接收到的信息形成RE組並且檢測數據的過程中，一些RE的結果值可能不滿足可允許的錯誤範圍。在這樣的情況下，MIMO接收器可以另外或者迭代地執行數字分析算法以檢測數據直到獲取在可容許的錯誤範圍內的結果值。MIMO接收器可以累積沒有獲取可容許的錯誤範圍內的結果值的RE的數目，並且如果累積的數字超過任意的數字則直接地形成RE組。可替選地，當在可容許的錯誤範圍內的結果值沒有被獲取時，MIMO接收器可以將這樣的信息直接地反饋給MIMO發射器。這樣的反饋信息被示出，如在下面的表4中所示。表4索引信息00保持01頻率10時間11頻率/時間即，作為根據通過MIMO發射器發送的RE組的配置檢測數據的結果，如果在錯誤範圍內檢測信號，則MIMO接收器發送「00」。相反地，如果在頻率軸或者時間軸上需要擴大RE組作為生成MIMO接收器的檢測信號的結果，則MIMO接收器可以發送「01」或者「10」。如果在兩個軸上需要擴大RE組，則可以保持「11」。基於通過MIMO接收器反饋的信息，MIMO發射器可以確定要被重新形成的RE組的配置。例如，假定MIMO發射器選擇圖22的集合#32230並且通知MIMO接收器集合#32230並且MIMO接收器反饋「01」。在這樣的情況下，考慮到MIMO接收器的反饋在選擇下一個集合時MIMO發射器可以通知MIMO接收器集合#42240，即使當集合#32230被選擇時。圖23是圖示在時間序列中MIMO發射器的RE組形成方法的流程圖。因此，儘管在圖23中省略詳細描述，本領域的技術人員可以容易地理解同等地或者相似地應用上面的描述。首先，MIMO發射器獲取MIMO信道信息(S2310)。在TDD系統中，MIMO發射器可以直接地獲知信道信息。在FDD系統中，MIMO發射器可以通過分析通過MIMO接收器反饋的信息獲取信道信息。隨後，MIMO發射器確定RE組的配置(S2320)。即，MIMO發射器確定RE組的配置以被用於生成檢測信號。在確定RE組的過程中，在RE之間的信道相關性可以被使用。考慮到在S2310中獲取的信道信息可以計算信道相關性。當確定RE組的配置時，MIMO發射器將關於RE組的配置的信息發送到MIMO接收器(S2330)。發送關於RE組的信息的方法包括發送先前確定的RE組的配置的索引值的方法和發送指示與如上所述的先前的RE組的配置的關係的索引值的方法。可以周期性地或者非周期性地執行這樣的傳輸過程。已經接收關於RE組的信息的MIMO接收器基於信息處理接收到的信號以生成檢測信號(S2340)。如果RE組的配置需要在生成檢測信號的過程中被調節，這樣的信息被反饋到MIMO發射器。根據上面提出的實施例，MIMO發射器基於RE之間的信道相關性自適應地確定RE組的配置並且向MIMO接收器通知RE組的配置。MIMO接收器基於接收到的信息形成RE組以處理接收到的信號，從而省略形成RE組的過程。5.裝置配置圖24是示出根據本發明的一個實施例的UE和基站配置的框圖。在圖24中，UE100和基站200可以分別地包括射頻(RF)單元110和210、處理器120和220以及存儲器130和230。雖然在圖24中示出UE100和基站200之間的1:1通信環境，但通信環境可以在多個UE和基站200之間建立。此外，在圖24中示出的基站200適用於宏小區基站和小小區基站。RF單元110和210可以分別包括發射器112和212以及接收器114和214。UE100的發射器112和接收器114被配置為向基站200和其他UE發送信號和從基站200和其他UE接收信號，並且處理器120被功能地連接到發射器112和接收器114以在發射器112和接收器114處控制向其他裝置發送信號和從其他裝置接收信號的過程。處理器120處理要發送的信號、將處理的信號發送給發射器112，並且處理由接收器114接收的信號。必要時，處理器120可以在存儲器130中存儲被包括在交換的消息中的信息。通過這種結構，UE100可以執行本發明的各種實施例的方法。基站200的發射器212和接收器214被配置為向另一個基站和UE發送信號和從另一個基站和UE接收信號，並且處理器220被功能地連接到發射器212和接收器214以在發射器212和接收器214上控制向其他裝置發送信號和從其他裝置接收信號的過程。處理器220處理要發送的信號、將處理的信號發送給發射器212，並且處理由接收器214接收的信號。必要時，處理器220可以在存儲器230中存儲被包括在交換的消息中的信息。通過這種結構，基站200可以執行本發明的各種實施例的方法。UE100和基站200的處理器120和220分別地指示(例如，控制、調整或者管理)UE100和基站200的操作。處理器120和220可以分別地被連接到用於存儲程序代碼和數據的存儲器130和180。存儲器130和180分別地被連接到處理器120和220以便存儲作業系統、應用和一般文件。本發明的處理器120和220可以被稱作控制器、微控制器、微處理器、微型計算機等等。處理器120和220可以由硬體、固件、軟體或者其組合實現。如果本發明的實施例由硬體實現，專用集成電路(ASIC)、數位訊號處理器(DSP)、數位訊號處理設備(DSPD)、可編程邏輯器件(PLD)、現場可編程門陣列(FPGA)等等可以被包括在處理器120和220中。而且，上述方法可以被編寫為電腦程式，並且可以在使用計算機可讀存儲介質執行程序的通用數字計算機中實施。並且，用於上述方法的數據結構能夠通過計算機可讀介質中的各種方式被記錄。可用於解釋存儲設置的程序存儲設備，包括配置為執行本發明的各種方法的可執行計算機代碼，不應當被理解為包括諸如載波或信號的臨時對象的設備。計算機可讀介質包括諸如磁存儲介質(例如，ROM、軟盤、硬碟等)和光讀取介質(例如，CD-ROM、DVD等)的存儲介質。對於那些本領域技術人員來說顯而易見，不脫離本發明的精神或者範圍，可以在本發明中進行各種修改和變化。因此，本發明意欲覆蓋本發明的修改和變化，只要它們落入所附的權利要求和其等效範圍之內。當前第1頁1 2 3