具有多級的定時恢復電路的製作方法
2023-06-30 19:35:56 1
專利名稱：具有多級的定時恢復電路的製作方法
技術領域：
本發明一般地涉及使接收器一側與發送器一側相同步的接收器電路，更具體而言，本發明涉及在接收器一側恢復符號定時(symbol timing)的符號定時恢復電路。
背景技術：
在高速串行通信中，提供了一定的方法以避免將時鐘信號作為與通信數據相分離的信號來發送，從而減少通信線路的數目。在數據接收一側，從發送器一側發送的通信數據需要被正確地接收。為此，例如採用了符號定時恢復電路，來控制接收信號的相位以與數據接收一側上的時鐘同步。
圖1示出了相關技術的符號定時恢復電路的配置示例。該符號定時恢復電路在日本專利申請公開No.2000-101659中有所公開。圖1的符號定時恢復電路包括時鐘控制電路10、觸發器(F/F)11和12、數字濾波器13、相位比較器14、環路濾波器15、NCO(數控振蕩器)16以及抽頭係數計算單元17。
觸發器11接收數據DATA，數據DATA以這樣的足夠高的頻率進行取樣以使得接收信號的所有信號頻率分量都低於尼奎斯特(Nyquist)頻率。觸發器11利用時鐘信號CLK1鎖存所接收的數據DATA，並輸出鎖存後的數據。時鐘信號CLK1的頻率比所接收的數據DATA的符號速率的兩倍還要高。因此，觸發器11的輸出等同於這樣的接收數據，該接收數據是以時鐘信號CLK1的頻率對接收信號進行取樣而得到的。
數字濾波器13響應於其中提供的抽頭係數而延遲觸發器11的輸出，從而生成延遲後的接收數據。觸發器12利用時鐘信號CLK2鎖存延遲後的接收數據，並輸出鎖存後的數據。時鐘信號CLK2是通過利用時鐘控制電路10抽取(decimate)時鐘信號CLK1的時鐘脈衝而獲得的。這裡，執行這樣的控制以使得抽取後的頻率等於接收數據DATA的符號速率的兩倍。例如，接收數據DATA的符號速率可以是18MHz，時鐘信號CLK1的頻率可以是48MHz。這種情況下，時鐘控制電路10在時鐘信號CLK1的每四個時鐘脈衝中抽取(丟棄)一個，從而生成36MHz的時鐘信號CLK2。利用這樣的配置，獲得了以符號速率的兩倍(18MHz×2＝36MHz)進行取樣的接收數據。這種接收數據由交替出現的接收信號的過零點和數據標識點組成。
在上述操作中，時鐘控制電路10進行的時鐘抽取用來使接收器一側上的時鐘頻率與接收信號的符號速率相匹配。另外，數字濾波器13施加的延遲用來調整接收信號的相位以與接收器一側上的時鐘信號同步。具體而言，在這種延遲中，利用響應於實際取樣點和數據標識點或過零點之間的定時差的係數來執行濾波處理。結果，以偏離數據標識點或過零點的定時取得的樣本(即，觸發器11的輸出)被內插以去除相位位移(定時位移)，從而計算在數據標識點或過零點處取樣的值。
時鐘控制電路10的抽取和數字濾波器13的濾波處理是基於利用觸發器12的輸出而進行的反饋控制來控制的。該反饋控制使得來源於數字濾波器13的濾波處理的觸發器12的輸出與數據標識點或過零點一致。具體而言，在觸發器12的輸出數據中，相位比較器14使用假定處在過零點處的數據的值和假定處在之前和之後的數據標識點處的數據的值，並計算與過零點的值和數據標識點的值假定應滿足的條件之間的偏離。該計算出的值代表觸發器12的輸出和過零點或數據標識點之間的相位差。
從相位比較器14輸出的指示相位差的值被環路濾波器15積分。NCO16以響應於環路濾波器15的輸出指示的值的頻率振蕩。例如，環路濾波器15的輸出越大，NCO 16的振蕩頻率就越高。環路濾波器15的輸出越小，NCO 16的振蕩頻率就越低。NCO 16的振蕩信號具有鋸齒波形。響應於該鋸齒波形的信號值，抽頭係數計算單元17計算提供給數字濾波器13的濾波係數。
當在時鐘信號CLK1的頻率和符號速率的頻率的兩倍之間存在差時，觸發器11的輸出的取樣點和數據標識點或過零點之間的定時差逐漸增大，然後逐漸減小。這種定時差隨後再逐漸增大，然後又逐漸減小。重複這些動作。這裡，鋸齒波形值的變化與定時差中的這些變化匹配。由數字濾波器13執行的處理抵消了這種定時差。
當在時鐘信號CLK1的頻率和符號速率的頻率的兩倍之間存在差時，需要下調觸發器11的輸出的取樣數目，這是因為這些取樣的數目大於數據標識點和過零點的數目。即使數字濾波器13抵消了定時差，也會出現這種需要。時鐘控制電路10在與從NCO 16輸出的鋸齒波形的下降沿相對應的定時處抽取時鐘脈衝，從而實現期望的抽取。
圖2用於說明時鐘控制電路10對時鐘信號的抽取。如圖2所示，在與從NCO 16輸出的鋸齒信號的下降沿相對應的定時處抽取時鐘信號CLK1的一個時鐘脈衝，從而生成時鐘信號CLK2。
在如圖1所示的符號定時恢復電路中，當時鐘脈衝抽取率是整數的倒數，如1/2(每兩個抽取一個)或1/3(每三個抽取一個)時，操作性能會極大地降低。
圖3用於說明與以1/2的速率抽取時鐘信號CLK1相關聯的問題。當在理想狀況下以1/2的速率抽取時鐘信號CLK1時，在與示為NCO2的鋸齒波形的下降沿相對應的定時處丟棄時鐘脈衝，該鋸齒波形的周期為時鐘信號CLK1的周期的兩倍。因此，在時鐘脈衝的均衡抽取後，獲得了諸如時鐘脈衝均勻分布的時鐘信號CLK2之類的信號。然而，在實際電路中，由於例如在圖1中所示的從環路濾波器15到NCO 16的抖動效應，NCO16的輸出信號的下降沿可能會有波動的定時。這種情況下，獲得了示為NCO3的信號波形。當在與這種鋸齒信號的下降沿相對應的定時處抽取時鐘脈衝時(抽取緊跟著每個下降沿之後的時鐘脈衝)，所得到的波形將類似於示在圖底部的時鐘信號CLK3。
時鐘信號CLK3具有所期望的等於1/2的抽取比(抽取率)。然而，時鐘脈衝的分布是非常不均勻的。我們本意所希望的操作是利用諸如圖3中所示的時鐘信號CLK2之類的時鐘信號來執行圖1的觸發器12的鎖存操作，從而生成數據標識點的值和過零點的值在其中交替出現的數據。然而，實際上，諸如圖3中所示的時鐘信號CLK3之類的不規則時鐘信號被用來執行圖1中所示的觸發器12的鎖存操作。這不能實現正確的抽取以留下正確的數據標識點的值和過零點的值。結果，接收信號的恢復變得不準確，從而引起信號接收性能的降低。
圖4示出了通過仿真獲得的抽取率和錯誤率之間的關係。在圖4中，垂直軸代表BER(誤碼率)，水平軸代表NCO旋轉比(revolutionratio)。這裡，2.000的NCO旋轉比對應於1/2的抽取率。NCO旋轉比和抽取率是倒數關係。
如圖4所示，在為2的NCO旋轉比(1/2的抽取率)附近性能的降低是很明顯的。另外，在抽取率為整數倒數的點處，如對應於NCO旋轉比3和4(抽取率為1/3和1/4)的點處，性能的降低增強。隨著NCO旋轉比從3增大到4、5等等，抽取樣本的數目對取樣點的總數目的比率減小。結果，對由鋸齒波形中的波動引起的波動抽取定時的BER性能的影響減小。
作為用於避免在抽取率等於整數倒數時發生的性能降低問題的方法，可以提供多個取樣時鐘，並且取決於符號速率選擇性地使用這些時鐘，從而避免抽取比變為整數倒數的情形。然而，這種使用多個時鐘的配置帶來了電路變得複雜和電路尺寸增加的問題。另外，難以無縫地切換時鐘，從而帶來了無法容易地改變符號速率的問題。
因此，需要一種可以防止與時鐘信號的抽取相關聯的性能降低的定時恢復電路和抽取時鐘生成方法。
發明內容
本發明的一般目的是提供一種定時恢復電路和抽取時鐘生成方法，其基本克服了由相關技術的限制和缺點引起的一個或多個問題。
本發明的特徵和優點將在下面的描述中給出，並且部分從下面的描述和附圖中變清楚，或者可以根據描述中提供的教導通過實踐本發明來獲知。本發明的目的以及其他特徵和優點將通過在說明書中特別指出的定時恢復電路和抽取時鐘生成方法來實現和獲得，在說明書中以這樣的完全、清楚、簡明和準確的術語提出了這些內容以使得本領域普通技術人員能夠實踐本發明。
為了實現根據本發明目的的這些和其他優點，本發明提供了一種定時恢復電路，包括第一振蕩電路，其被配置用來在輸出節點產生第一定時信號；第二振蕩電路，其被配置用來在輸出節點產生第二定時信號；第一抽取電路，其耦合到第一時鐘信號的供應節點和第一振蕩電路的輸出節點，以在輸出節點產生通過響應於第一定時信號抽取第一時鐘信號的脈衝而獲得的第二時鐘信號；以及第二抽取電路，其耦合到第一抽取電路的輸出節點和第二振蕩電路的輸出節點，以產生通過響應於第二定時信號抽取第二時鐘信號的脈衝而獲得的第三時鐘信號，其中第一定時信號和第二定時信號中的一個具有固定周期，而第一定時信號和第二定時信號中的另外一個具有響應於反饋控制的周期。
根據本發明的另一個方面，提供了一種在定時恢復電路中生成抽取時鐘的方法，所述定時恢復電路生成通過響應於利用輸出數據信號的相位進行的反饋控制抽取第一時鐘信號的脈衝而獲得的第二時鐘信號，並且通過響應於反饋控制調整輸入數據信號的取樣點的相位並響應於第二時鐘信號抽取取樣點，來生成輸出數據信號。該方法包括第一抽取步驟，其生成通過抽取第一時鐘信號的脈衝而獲得的中間時鐘信號；以及第二抽取步驟，其生成通過抽取中間時鐘信號的脈衝而獲得的第二時鐘信號，其中第一抽取步驟和第二抽取步驟中的一個以響應於反饋控制的間隔抽取脈衝，而第一抽取步驟和第二抽取步驟中的另外一個以固定間隔抽取脈衝。
根據本發明的至少一個實施例，符號定時恢復電路將時鐘信號的抽取劃分為多個抽取級，從而使有一個部分利用不受抖動影響的固定抽取率來執行抽取處理，而另一個部分在存在抖動效應的情況下利用基於反饋的抽取率來執行抽取處理。這些部分組合在一起以實現期望的抽取率。在該配置中，利用固定抽取率進行的抽取處理可以降低基於反饋的抽取處理的抽取率。因此，可以減少抖動對基於反饋的抽取處理的影響。
本發明的其他目的和另外的特徵將從下面結合附圖的詳細描述中變清楚，在附圖中圖1示出了相關技術的符號定時恢復電路的配置示例；圖2用於說明時鐘控制電路對時鐘信號的抽取；圖3用於說明與以1/2的速率抽取時鐘信號相關聯的問題；圖4示出了抽取率和通過仿真獲得的錯誤率之間的關係；圖5示出了根據本發明的符號定時恢復電路的基本配置；圖6示出了圖5的電路對時鐘信號的抽取示例；圖7示出了根據本發明的符號定時恢復電路的第一實施例的配置；圖8的波形圖示出了從時鐘信號CLK1到時鐘信號CLK2的抽取處理和從時鐘信號CLK2到時鐘信號CLK3的抽取處理；以及圖9示出了根據本發明的符號定時恢復電路的第二實施例的配置。
具體實施例方式
下面將參考附圖描述本發明的實施例。
圖5示出了根據本發明的符號定時恢復電路的基本配置。圖5的符號定時恢復電路包括第一抽取電路20、第二抽取電路21、第一NCO 22、第二NCO 23以及相位比較和環路濾波器24。
第一抽取電路20和第二抽取電路21中的每一個對應於如圖1中所示包括時鐘控制電路10、數字濾波器13、觸發器12和抽頭係數計算單元17的部分。第一抽取電路20和第二抽取電路21中的每一個通過濾波處理等調整輸入接收數據的定時，並抽取取樣點，從而產生經定時調整的、抽取後的接收數據。另外，第一抽取電路20和第二抽取電路21中的每一個抽取輸入到其中的時鐘信號以產生抽取後的時鐘信號。
第一抽取電路20的濾波處理和抽取處理由第一NCO 22的輸出信號控制。第二抽取電路21的濾波處理和抽取處理由第二NCO 23的輸出信號控制。
第一NCO 22以固定振蕩頻率振蕩以產生具有預定周期的鋸齒信號。第一NCO 22的輸出被固定到預定頻率，從而是高度精確的，且不受抖動的影響。
第二NCO 23基於類似於結合圖1所述的反饋控制來產生鋸齒信號。即，該反饋控制使得從第二抽取電路21輸出的數據信號與數據標識點和過零點一致。具體而言，相位比較和環路濾波器24使用其相位比較功能來檢測觸發器12的數據輸出和過零點或數據標識點之間的相位差，並使用其環路濾波功能對相位差進行積分。第二NCO 23以響應於相位比較和環路濾波器24的輸出所指示的值的頻率振蕩。
因此，第二抽取電路21的輸出變為這樣的接收數據，該接收數據被以兩倍的符號速率進行取樣，即，在該數據中，接收信號的數據標識點和過零點的值交替出現。
在圖5的配置中，第一抽取電路20首先以精確的抽取定時抽取時鐘信號CLK1以產生時鐘信號CLK2，然後，第二抽取電路21以響應於與符號速率的偏離的抽取率抽取時鐘信號CLK2，從而產生時鐘信號CLK3。選擇在從時鐘信號CLK1到時鐘信號CLK2的第一級的抽取率，使得在從時鐘信號CLK2到時鐘信號CLK3的第二級的抽取率不被設置為諸如1/2或1/3之類的產生大的抖動效應的速率。
這樣一來，根據本發明的符號定時恢復電路將時鐘信號的抽取劃分為多個抽取級，從而使有一個部分利用不受抖動影響的固定抽取率來執行抽取處理，而另一個部分在存在抖動效應的情況下利用基於反饋的抽取率來執行抽取處理。這些部分組合在一起以實現期望的抽取率。在該配置中，利用固定抽取率進行的抽取處理可以降低基於反饋的抽取處理的抽取率。因此，可以減少抖動對基於反饋的抽取處理的影響。
圖6示出了圖5的電路對時鐘信號的抽取示例。在圖6的示例中，具有固定周期的鋸齒信號NCO1被用來抽取時鐘信號CLK1以產生時鐘信號CLK2。該抽取處理對應於圖5中所示的第一抽取電路20進行的抽取。鋸齒信號NCO1不受抖動效應的影響並且以固定周期振蕩，從而使時鐘信號CLK2具有均勻分布的時鐘脈衝。
此後，具有基於反饋控制的周期的鋸齒信號NCO2被用來抽取時鐘信號CLK2以產生時鐘信號CLK3。該抽取處理對應於圖5中所示的第二抽取電路21進行的抽取。由於抖動效應的影響，鋸齒信號NCO2的周期有波動。由於從時鐘信號CLK2到時鐘信號CLK3的抽取頻率很低，因此抽取位置的失準對接收信號的質量只有很小的影響。
圖7示出了根據本發明的符號定時恢復電路的第一實施例的配置。圖7的符號定時恢復電路包括時鐘控制電路31、觸發器32、數字濾波器33、相位比較器34、環路濾波器35、NCO 36、抽頭係數計算單元37、時鐘控制電路41、觸發器42、數字濾波器43、抽頭係數計算單元44和NCO 45。
時鐘控制電路31、觸發器32、數字濾波器33和抽頭係數計算單元37對應於圖5的第二抽取電路21。相位比較器34和環路濾波器35對應於圖5的相位比較和環路濾波器24。NCO 36對應於圖5的第二NCO 23。時鐘控制電路41、觸發器42、數字濾波器43和抽頭係數計算單元44對應於圖5的第一抽取電路20。NCO 45對應於圖5的第一NCO 22。兩級抽取處理的操作與結合圖5所述的相同。
數字濾波器43響應於其中提供的抽頭係數而延遲接收數據DATA，從而產生延遲後的接收數據。觸發器42利用時鐘信號CLK2鎖存延遲後的接收數據，並輸出鎖存後的數據。時鐘信號CLK2是通過利用時鐘控制電路41以固定抽取率抽取時鐘信號CLK1而獲得的。這生成了這樣的接收數據，對該數據的取樣數目被抽取到接近於所期望的取樣速率的速率(即，符號速率的兩倍)，這還生成了頻率接近於所期望的取樣頻率的時鐘信號CLK2。
時鐘控制電路41的抽取處理和數字濾波器43的濾波處理由NCO 45控制。NCO 45以固定周期振蕩以產生鋸齒波形。響應於該鋸齒波形的信號值，抽頭係數計算單元44計算提供給數字濾波器43的濾波係數。另外，時鐘控制電路41檢測從NCO 45輸出的鋸齒波形的下降沿(即，信號值返回到其初始值的時刻)，並在與所述的檢測相同的定時處抽取(丟棄)時鐘脈衝，從而實現所期望的抽取處理。
NCO 45包括用於多位數據的觸發器62和加法器61。加法器61將固定值加上觸發器62的輸出，並將和提供給觸發器62。觸發器62與預定時鐘同步地鎖存所提供的和。利用該配置，獲得了這樣的輸出，該輸出的值與預定時鐘同步地累積增加。一步的增量等於輸入到加法器61中的固定值。還提供了這樣的配置，使得一旦達到最大值觸發器62的輸出就被復位並返回到零。
數字濾波器33響應於其中提供的抽頭係數而延遲觸發器42的輸出，從而生成延遲後的接收數據。觸發器32利用時鐘信號CLK3鎖存延遲後的接收數據，並輸出鎖存後的數據。時鐘信號CLK3是通過利用時鐘控制電路31抽取時鐘信號CLK2的時鐘脈衝而獲得的。這裡，執行這樣的控制使得抽取後的頻率等於接收數據DATA的符號速率的兩倍。利用該配置，獲得了以符號速率的兩倍進行取樣的接收數據。這種接收數據由交替出現的接收信號的數據標識點和過零點組成。
時鐘控制電路31的抽取和數字濾波器33的濾波處理是基於利用觸發器32的輸出而進行的反饋控制來控制的。該反饋控制使得數字濾波器33的濾波處理所產生的觸發器32的輸出與數據標識點或過零點一致。具體而言，在觸發器32的輸出數據中，相位比較器34使用假定處在過零點處的數據的值和假定處在之前和之後的數據標識點處的數據的值，並計算與過零點的值和數據標識點的值假定應滿足的條件之間的偏離。該計算出的值代表觸發器32的輸出和過零點或數據標識點之間的相位差。
從相位比較器34輸出的指示相位差的值被環路濾波器35積分。NCO36以響應於環路濾波器35的輸出指示的值的頻率振蕩。例如，環路濾波器35的輸出越大，NCO 36的振蕩頻率就越高。環路濾波器35的輸出越小，NCO 36的振蕩頻率就越低。NCO 36的振蕩信號具有鋸齒波形。響應於該鋸齒波形的信號值，抽頭係數計算單元37計算提供給數字濾波器33的濾波係數。另外，時鐘控制電路31檢測從NCO 36輸出的鋸齒波形的下降沿(即，信號值返回到其初始值的時刻)，並在與所述的檢測相同的定時處抽取(丟棄)時鐘脈衝，從而實現所期望的抽取處理。
NCO 36包括用於多位數據的觸發器52和加法器51。加法器51獲得固定值、環路濾波器35的輸出以及觸發器52的輸出的和，並將和提供給觸發器52。觸發器52與預定時鐘同步地鎖存所提供的和。利用該配置，獲得了這樣的輸出，其值與預定時鐘同步地累積增加。一步的增量等於固定基礎值加上輸入到加法器51中的環路濾波器35的輸出所得的值。還提供了這樣的配置，使得一旦達到最大值觸發器52的輸出就被復位並返回到零。
下面將參考這樣的示例描述本發明的抽取處理，在該示例中，圖7中所示的符號定時恢復電路從48MHz時鐘信號CLK1生成40MHz時鐘信號CLK2，並進一步從40MHz時鐘信號CLK2生成32MHz時鐘信號CLK3。圖8的波形圖示出了從時鐘信號CLK1到時鐘信號CLK2的抽取處理和從時鐘信號CLK2到時鐘信號CLK3的抽取處理。
在該示例中，假定NCO 36和NCO 45的輸出是8位數據。為了從48MHz時鐘信號CLK1生成40MHz時鐘信號CLK2，並進一步從40MHz時鐘信號CLK2生成32MHz時鐘信號CLK3，第一級以1/6的抽取率執行抽取，第二級以1/5的抽取率執行抽取。
為了在NCO 45中實現1/6的抽取率，輸入到圖7所示的加法器61中的固定值被設為42(幾乎等於256步(8位)被6除)。隨著圖7中所示的觸發器62與時鐘信號CLK1同步地執行鎖存操作，獲得了鋸齒波形，該波形在等於時鐘信號CLK1的6個周期的時間段內從0增加到256(準確地說，該數目是252＝42×6)。該波形在圖8中示為NCO1。儘管1/6的抽取率是整數的倒數，但是獲得了如圖8所示的脈衝被均勻抽取的時鐘信號CLK2，這是因為在第一級處執行的抽取處理利用了不受抖動效應影響的固定周期鋸齒波形。
假定NCO 36實現1/5的抽取率，圖7中所示的加法器51的基礎值被設為51(幾乎等於256步(8位)被5除)。該設置值被加到充當反饋調整的環路濾波器35的輸出上。因此，響應於反饋調整，在NCO 36的輸出累積增加時一步的增量與基礎值「51」相偏離。以這種方式生成的鋸齒波形在圖8中示為NCO2。該反饋調整包括抖動效應，從而NCO2的下降沿的定時由於抖動而產生波動。然而，在圖8所示的示例中，抽取率僅有1/5，從而抖動效應不明顯。
由於抖動效應而導致時鐘脈衝抽取的位置偏位的信號在圖8的底部示為時鐘信號CLK3』。由箭頭A指示的部分對應於由於抖動效應而導致時鐘脈衝抽取的位置偏位的點。這種偏位最大只可能在時鐘信號CLK1的每6個周期中發生一次。然而，在相關技術的單級抽取配置中，需要1/3的抽取率以通過抽取將48MHz時鐘信號CLK1轉換為32MHz。這種情況下，由於抖動效應導致的抽取位置的偏位最大在時鐘信號CLK1的每3個周期中發生一次。
在上述示例中，出於簡化說明的目的，已經描述了在第一級處抽取率為1/6並且在第二級處抽取率為1/5的情形。例如，第二級的抽取率可設為發生頻率較低的諸如1/8之類的較小的值。這種設置比上述示例提供了更為穩定的性能。另外，儘管參考使用8位數據的NCO進行了描述，但是大多數情況下實際數據大小可設為24位或該數目附近。
在圖8所示的示例中，由NCO 45生成的振蕩波形NCO 1和由NCO36生成的振蕩波形NCO2被設為相同周期。應當注意，振蕩的初始值被設為不同的值，從而防止NCO1和NCO2的下降沿彼此一致。如果NCO1返回到0的定時和NCO2返回到0的定時彼此一致或接近，則在第二級處抽取的時鐘脈衝的位置緊跟著在第一級處抽取的時鐘脈衝的位置。這種情況下，作為兩級抽取處理的結果的時鐘信號CLK3具有非常不均勻的脈衝分布，其中丟棄了連續的脈衝。
為了避免這種情形，優選地使第一級的NCO 45的下降沿定時不同於第二級的NCO 36的下降沿定時，如圖8中的示例所示。為了實現這一目的，例如，NCO 45可以從初始值0開始操作，而NCO 36可以從初始值100左右開始操作。利用這種NCO初始值的不同設置，可以獲得具有均勻脈衝分布的時鐘信號。在第一級NCO的周期與第二級NCO的周期不同的情況下，在對應於這些周期的最小公倍數的定時處發生連續抽取。然而，由於這種連續抽取的發生頻率極低，因此這不是個明顯問題。
圖9示出了根據本發明的符號定時恢復電路的第二實施例的配置。在圖9中，與圖7中相同的元件以相同的標號指代，並且省略其描述。
在圖9所示的符號定時恢復電路中，與圖7所示的符號定時恢復電路相比，第一級抽取處理的角色和第二級抽取處理的角色被互換。在圖7所示的配置中，在第一級處執行具有固定抽取率的抽取處理，而在第二級處執行具有基於反饋控制的抽取率的抽取處理。相反，在圖9所示的配置中，在第一級處執行具有基於反饋控制的抽取率的抽取處理，而在第二級處執行具有固定抽取率的抽取處理。即，環路濾波器35的輸出被提供給第一級處的NCO 45的加法器61，而第二級的NCO 36的加法器51僅具有固定值。
即使在圖9所示的配置中，相位比較器34、環路濾波器35、NCO45、抽頭係數計算單元44、數字濾波器43、觸發器42、數字濾波器33和觸發器32也一起構成了反饋路徑，其實現了等同於圖7中的反饋控制。另外，NCO 36、時鐘控制電路31和觸發器32提供了具有固定抽取率的抽取處理。這提供了與圖7所示配置相同的優點。即，通過降低基於反饋控制的抽取處理的抽取率，減小了抖動效應。
另外，本發明並不限於這些實施例，而是可以在不脫離本發明的範圍的前提下進行各種變化和修改。
本申請基於2005年3月28日向日本專利局提交的在先日本專利申請No.2005-093004並要求其優先權，這裡通過引用併入其全部內容。
權利要求
1.一種定時恢復電路，包括第一振蕩電路，其被配置用來在輸出節點產生第一定時信號；第二振蕩電路，其被配置用來在輸出節點產生第二定時信號；第一抽取電路，其耦合到第一時鐘信號的供應節點和所述第一振蕩電路的輸出節點，以在輸出節點產生通過響應於所述第一定時信號抽取所述第一時鐘信號的脈衝而獲得的第二時鐘信號；以及第二抽取電路，其耦合到所述第一抽取電路的輸出節點和所述第二振蕩電路的輸出節點，以產生通過響應於所述第二定時信號抽取所述第二時鐘信號的脈衝而獲得的第三時鐘信號，其中所述第一定時信號和所述第二定時信號中的一個具有固定周期，而所述第一定時信號和所述第二定時信號中的另外一個具有響應於反饋控制的周期。
2.如權利要求1所述的定時恢復電路，其中所述第一抽取電路還耦合到第一數據信號的供應節點以將所述第一數據信號轉換為與所述第二時鐘信號同步的第二數據信號，並且所述第二抽取電路將所述第二數據信號轉換為與所述第三時鐘信號同步的第三數據信號，以在輸出節點輸出所述第三數據信號。
3.如權利要求2所述的定時恢復電路，還包括相位檢測電路，其耦合到所述第二抽取電路的輸出節點，以輸出響應於所述第三數據信號的相位的相位檢測信號；以及環路濾波器，其耦合到所述相位檢測電路以接收所述相位檢測信號，其中所述第一振蕩電路和所述第二振蕩電路中只有一個耦合到所述環路濾波器的輸出。
4.如權利要求3所述的定時恢復電路，其中所述第一抽取電路包括被配置用來調整所述第一數據信號的相位的電路；以及被配置用來通過與所述第二時鐘信號同步地鎖存經相位調整的第一數據信號來生成所述第二數據信號的電路，並且其中所述第二抽取電路包括被配置用來調整所述第二數據信號的相位的電路；以及被配置用來通過與所述第三時鐘信號同步地鎖存經相位調整的第二數據信號來生成所述第三數據信號的電路。
5.如權利要求4所述的定時恢復電路，其中所述被配置用來調整所述第一數據信號的相位的電路響應於所述第一定時信號來調整所述第一數據信號的相位，並且所述被配置用來調整所述第二數據信號的相位的電路響應於所述第二定時信號來調整所述第二數據信號的相位。
6.如權利要求5所述的定時恢復電路，其中所述被配置用來調整所述第一數據信號的相位的電路和所述被配置用來調整所述第二數據信號的相位的電路包括數字濾波器。
7.如權利要求1所述的定時恢復電路，其中所述第一振蕩電路和所述第二振蕩電路包括數控振蕩器。
8.如權利要求1所述的定時恢復電路，其中所述第一振蕩電路和所述第二振蕩電路分別從不同的初始值開始振蕩。
9.一種在定時恢復電路中生成抽取時鐘的方法，所述定時恢復電路生成通過響應於利用輸出數據信號的相位進行的反饋控制抽取第一時鐘信號的脈衝而獲得的第二時鐘信號，並且通過響應於所述反饋控制調整輸入數據信號的取樣點的相位並響應於所述第二時鐘信號抽取所述取樣點，來生成所述輸出數據信號，所述方法包括第一抽取步驟，其生成通過抽取所述第一時鐘信號的脈衝而獲得的中間時鐘信號；以及第二抽取步驟，其生成通過抽取所述中間時鐘信號的脈衝而獲得的第二時鐘信號，其中所述第一抽取步驟和所述第二抽取步驟中的一個以響應於所述反饋控制的間隔抽取脈衝，而所述第一抽取步驟和所述第二抽取步驟中的另外一個以固定間隔抽取脈衝。
10.如權利要求9所述的方法，其中所述第一抽取步驟生成通過調整所述輸入數據信號的取樣點的相位並響應於所述中間時鐘信號抽取所述取樣點而獲得的中間數據信號，並且所述第二抽取步驟生成通過調整所述中間數據信號的取樣點的相位並響應於所述第二時鐘信號抽取所述中間數據信號的取樣點而獲得的輸出數據信號。
全文摘要
一種定時恢復電路，包括第一振蕩電路，其被配置用來產生第一定時信號；第二振蕩電路，其被配置用來產生第二定時信號；第一抽取電路，其耦合到第一時鐘信號的供應節點和第一振蕩電路，以產生通過響應於第一定時信號抽取第一時鐘信號的脈衝而獲得的第二時鐘信號；以及第二抽取電路，其耦合到第一抽取電路和第二振蕩電路，以產生通過響應於第二定時信號抽取第二時鐘信號的脈衝而獲得的第三時鐘信號，其中第一定時信號和第二定時信號中的一個具有固定周期，而另外一個具有響應於反饋控制的周期。
文檔編號H04L7/02GK1842070SQ20061005685
公開日2006年10月4日 申請日期2006年3月9日 優先權日2005年3月28日
發明者金指和幸 申請人:富士通株式會社