一種接收機及接收無線信號的方法

2023-12-06 11:57:21 2

專利名稱：一種接收機及接收無線信號的方法
技術領域：
本發明涉及無線接收技術，特別是涉及一種接收機及接收無線信號的方法。
背景技術：
在無線通信系統或雷達系統中，需要通過某種裝置來接收無線信號，該裝置通常稱為無線接收機或接收機。接收機的種類有很多，動態範圍是衡量接收機優劣的一個重要的指標。
接收機的動態範圍一般分為同時動態範圍和非同時動態範圍。其中，同時動態範圍為大信號和小信號同時存在的情況下，接收機能夠同時正確解調大信號和小信號的能力，其值一般為大信號和小信號功率比值的最大值。而非同時動態範圍為接收機能夠正確解調隨時間起伏變化的信號的能力，其值一般為起伏變化的最大信號功率和最小信號功率的比值。接收機的非同時動態範圍一般比其同時動態範圍大，這是因為如果當大信號和小信號同時輸入，接收機能夠正確解調，那麼當大信號和小信號非同時輸入，由於沒有相互幹擾的問題，接收機就更能夠正確解調。實際上，接收機可以利用模擬自動增益控制(AAGC)技術來達到擴展非同時動態範圍的目的。
目前，AAGC技術一般可以分為兩類一類為單變增益支路，另一類為多固定增益支路。其中，單變增益支路的思想是採用一條支路來傳輸或處理所接收到的信號，但該條支路的增益是可變的；而多固定增益支路的思想是採用多條支路同時傳輸或處理所接收到的信號，但每一條支路的增益是固定的，而且不同支路的增益是不同的。
圖1顯示了由單變增益支路技術來接收無線信號的接收機的基本結構圖。如圖1所示，單變增益支路的接收機一般包括上遊模擬接收通道模塊、變增益模擬接收通道、模擬到數字轉換器、功率檢測與AAGC控制模塊、數字接收通道模塊。
其中，上遊模擬接收通道模塊一般包括低噪聲放大器，還可能包括混頻器和濾波器等，主要用於對接收到的輸入信號進行預處理。上遊模擬接收通道模塊的輸入信號，即接收機輸入信號為模擬帶通信號。如果上遊模擬接收通道模塊中不包含模擬IQ解調部分，則通過上遊模擬接收通道模塊以後輸出一般仍然為模擬帶通信號；而如果上遊模擬接收通道模塊中包含模擬IQ解調部分，則輸出為模擬IQ信號。
變增益模擬接收通道模塊一般包括多級的混頻、濾波模塊和放大模塊等，並且可以在功率檢測與AAGC控制模塊的控制下改變其增益。
模擬到數字轉換器用於將模擬信號轉換為數位訊號。當輸入為一路模擬帶通信號時，模擬到數字轉換器包含一路ADC，即單通道模擬到數字轉換器；而當輸入為模擬IQ信號時，模擬到數字轉換器則包含IQ兩路ADC，即雙通道模擬到數字轉換器。
功率檢測與AAGC控制模塊是將模擬到數字轉換器模塊輸出的信號進行處理，獲得信號功率值，再根據信號功率值確定增益配置，然後在解調同步信號的控制下改變變增益模擬接收通道的增益大小。
數字接收通道模塊用於將從模擬到數字轉換器輸入的信號進行濾波、抽取等處理，獲得基帶信號，然後將基帶信號經過解調後獲得bit流。這裡，如果接收機為單載波接收機，數字接收通道模塊將輸出一路bit流；如果是多載波接收機，則輸出多路bit流。
從圖1中可以看到，變增益模擬接收通道、模擬到數字轉換器、功率檢測與AAGC控制構成一個反饋環路。當輸入信號經過上遊模擬接收通道模塊、變增益模擬接收通道、模擬到數字轉換器之後，功率檢測與AAGC控制模塊檢測到輸入信號功率的大小，並根據接收機自身的動態範圍和一定的AAGC算法來將變增益模擬接收通道設置為一個合適的增益值。
單變增益支路技術的缺點在於(1)由於是利用反饋環路來控制輸入信號功率大小的，在輸入信號發生變化時需要一定的反應時間才能更新接收機的增益大小，控制速度受到反應時間的制約。(2)功率檢測與AAGC控制模塊不能在任意時刻更新增益，而是需要在同步解調信號的控制下更新增益，即在同步邊界上才能更新增益大小，否則會因為模擬器件增益的改變和隨之產生的相位的變化而影響解調性能。這就要求接收機的增益在信號的持續期內保持不變，即需要進行同步AAGC，這不但增加了電路的複雜性，而且不能快速跟蹤信道變化。(3)如果輸入信號在信號持續期內發生大的變化，超過了單通道的非同時動態範圍，則無論AAGC如何控制，都不能避免經過變增益模擬接收通道模塊以後信號出現飽和或低於靈敏度的情況，這將導致誤碼率的增加。
在現有技術中，另外一類AAGC技術為多固定增益支路技術，其特點為無需用反饋環路來控制增益大小，而是採用多條固定的不同增益大小的支路來放大輸入信號，然後選擇一路合適的支路輸出，即在支路間進行切換。根據多固定增益支路技術構成的接收機一般又分為兩種一種是在解調前切換的多固定增益支路接收機，另一種是在解調後切換的多固定增益支路接收機。
圖2顯示了在解調前切換的多固定增益支路接收機的基本結構圖。如圖2所示，該接收機一般包括上遊模擬接收通道模塊、M個固定增益支路模塊、M個模擬到數字轉換器、M個數字接收通道前段、多支路同步切換模塊、數字接收通道後段。
其中，上遊模擬接收通道模塊與單變增益支路接收機相對應模塊相同，此處不再贅述。
與單變增益支路接收機相比，固定增益支路模塊一般也包括多級混頻、濾波和放大模塊，但其增益是固定的，而且M個固定增益支路模塊之間的增益依次形成一定的梯級分布，稱為梯級增益處理，比如第一條支路的增益為80db，第二條增益支路為60db，第三條增益支路為40db，依此類推。當然，在實際應用中，相鄰兩條支路也可以使用不等間隔的增益差。
每一個模擬到數字轉換器與單變增益支路接收機相對應模塊相同，此處不再贅述。
數字接收通道模塊用於將由模擬到數字轉換器輸入的信號進行多次濾波、抽取等處理，得到基帶信號，再將基帶信號經過解調得到bit流。如圖2所示，在解調前切換的多固定增益支路接收機中，數字接收通道模塊被多支路同步切換模塊分成兩個部分一部分為M個數字接收通道前段，另外一部分為數字接收通道後段。M個數字接收通道前段是對由模擬到數字轉換器輸入的信號進行部分處理，再由多支路同步切換模塊在解調同步信號的控制下進行同步切換，選出一路信號大小合適的支路的信號輸出，然後由數字接收通道後段進一步進行數字處理，如解調等處理，最後輸出bit流。這裡，需要說明的是多支路同步切換模塊位於數字接收通道模塊中間的哪個位置並沒有嚴格的規定，與實際中接收機的設計相關，但只要位於解調處理前即可。
當解調前切換的多固定增益支路接收機接收到輸入信號以後，先由上遊模擬接收通道模塊進行混頻、濾波和放大等處理之後，再將信號經過M個固定增益支路分別改變信號功率大小，然後將信號分別經過M個模擬到數字轉換器進行濾波、抽取等採樣處理，得到數位訊號，最後再經過M個數字接收通道前段，並由多支路同步切換模塊選擇一路適合大小信號的支路後，將信號由數字接收通道後段進行解調輸出bit流。
另外，與單變增益支路接收機一樣，解調前切換的多固定增益支路接收機的輸入信號為模擬帶通信號，如果上遊模擬接收通道模塊和固定增益支路模塊包括模擬IQ解調部分，則固定增益支路模塊輸出為模擬基帶信號，即I路和Q路兩路模擬低通信號；否則，輸出信號為模擬帶通信號。相應地，模擬到數字轉換器也分別有包括一路ADC和包含IQ兩路ADC的情況。
最後，如果解調前切換的多固定增益支路接收機是單載波接收機，每一個數字接收通道輸出一路bit流；如果是多載波接收機，則輸出多路bit流。
解調前切換的多固定增益支路技術的缺點在於(1)由於解調前進行的切換必須是同步切換，即在接收信號的同步邊界上才能進行切換，這不但增加了電路的複雜性，而且不能使切換實時跟蹤信道的變化。(2)一方面，輸入信號雖然同時輸入多個支路，但由於多個支路的電路特性不同，導致在進行切換前各支路信號在同一時刻的相位、幅度不一致。另一方面，接收機一般將整個信號持續內的信號同時進行解調，所以切換的時間粒度一般是大於信號持續期。如果輸入信號在持續期內有較大的變化，變化範圍超過了單支路的非同時動態範圍時，無論多支路同步切換模塊怎樣切換，都無法使輸出的信號在整個信號持續期內正常，這將影響信號持續期內的解調性能。
圖3顯示了解調後切換的多固定增益支路接收機的基本結構圖。如圖3所示，這種接收機與解調前切換的多固定增益支路接收機基本一樣，所不同的是，數字接收通道模塊並沒有被多支路切換模塊分為兩個部分，信號是在完全進行解調之後才由多支路切換模塊來選擇一路信號大小合適的支路輸出信號。由於可以直接從經過解調的信號中得到同步信號，所以解調後切換支路無需專門的解調同步信號來控制切換。
另外，需要說明的是在實際應用中，接收機中也可以不包含上遊模擬接收通道，即接收機輸入信號可以輸入到固定增益支路模塊中。另外，模擬IQ解調部分可以不包含於上遊模擬接收通道模塊中，而是包含於各個固定增益支路模塊中，或者上遊模擬接收通道模塊和各個固定增益支路模塊都不含模擬IQ解調部分，而由數字部分通過數字方法從單路採樣的數字帶通信號中得到數字IQ信號。
解調後切換的多固定增益支路技術的缺點在於(1)由於需要先解調後切換，所以這種接收機需要M個包括解調部分的數字接收通道模塊，這造成了資源的浪費。(2)與解調前切換的多固定增益支路技術一樣，解調後切換的多固定增益支路技術仍然無法解決在信號持續期內信號發生較大變化的情況下，解調性能降低的問題。
由此可見，在現有技術中，還沒有一種無需專門的同步信號控制就可以進行支路之間的切換，而且可以快速跟蹤信號變化，保證在信號持續期內輸入信號突變時的解調性能的接收機以及接收無線信號的方法。

發明內容
有鑑於此，本發明的主要目的在於提供一種接收機，該接收機無需專門的同步信號控制就可以進行支路之間的切換，而且可以快速跟蹤信號變化，保證在信號持續期內輸入信號突變時的解調性能。另外，針對本發明提出的接收機，還提供了一種接收無線信號的的方法。為了達到上述目的，本發明提出的技術方案為一種接收機，至少包括多支路校正前處理模塊和數字接收通道後段，該接收機進一步包括多支路校正與切換模塊，用於將由多支路校正前處理模塊輸入的M路數字基帶信號進行幅度和相位校正，並根據切換策略選擇一路輸出給數字接收通道後段。
較佳地，所述多支路校正與切換模塊包括幅相校正模塊，用於根據由多支路校正前處理模塊輸入的M路數字基帶信號和自身中的幅相校正係數來獲得校正後的M路數字基帶信號，並輸出給M路選1路模塊；M路選1路控制模塊，用於根據由多支路校正前處理模塊輸入的M路數字基帶信號和切換策略產生攜帶有支路號信息的切換控制信號，並將切換控制信號輸出給M路選1路模塊；M路選1路模塊，用於根據由M路選1路控制模塊輸入的切換控制信號，從幅相校正模塊輸入的M路數字基帶信號中選擇一路，並輸出給數字接收通道後段。
較佳地，其特徵在於，所述多支路校正與切換模塊進一步包括幅相校正係數計算模塊，用於將由多支路校正前處理模塊或幅相校正模塊輸入的M路數字基帶信號進行幅相校正係數的計算，並根據M路選1路控制模塊輸入的切換標誌信號將幅相校正係數輸出給幅相校正模塊；所述M路選1路控制模塊進一步用於根據由多支路校正前處理模塊輸入的M路數字基帶信號和切換策略產生切換標誌信號，並輸出給幅相校正係數計算模塊。
較佳地，所述多支路校正與切換模塊進一步包括M個幅相校正前饋環時延補償模塊，用於將由多支路校正前處理模塊輸入的M路數字基帶信號進行時延補償，並輸出給幅相校正模塊；或者，用於將由幅相校正係數計算模塊輸入的幅相校正係數進行時延補償，並輸出給幅相校正模塊。
較佳地，所述多支路校正與切換模塊進一步包括切換前饋環時延補償模塊，用於將由M路選1路控制模塊輸入的切換控制信號進行時延補償，並輸出給M路選1路模塊；或者，用於將由多支路校正前處理模塊輸入的M路數字基帶信號進行時延補償，並輸出給幅相校正模塊；或者，用於將由幅相校正模塊輸入的經過幅相校正的M路數字基帶信號進行時廷補償，並輸出給M路選1路模塊。
較佳地，所述接收機進一步包括抽取濾波器，用於將由多支路校正前處理模塊輸入的M路數字基帶信號進行低通濾波和抽取處理，並輸出給幅相校正模塊。
較佳地，所述多支路校正前處理模塊至少包括含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收通道模塊，用於將接收機輸入信號進行含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收處理，獲得模擬基帶信號，再輸出給M個單通道固定增益支路模塊；M個雙通道固定增益支路模塊，用於將由含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收通道模塊輸入的M路模擬基帶信號進行梯級增益處理，並輸出給M個雙通道模擬到數字轉換器；M個雙通道模擬到數字轉換器，用於將由M個雙通道固定增益支路模塊輸入的模擬基帶信號進行採樣處理，轉換為數字基帶信號，並輸出給多支路校正與切換模塊。
較佳地，所述多支路校正前處理模塊至少包括M個含模擬IQ解調功能的固定增益支路模塊，用於將接收機輸入信號進行梯級增益處理和模擬IQ解調處理，獲得模擬基帶信號，並輸出給M個雙通道模擬到數字轉換器；M個雙通道模擬到數字轉換器，用於將從M個含模擬IQ解調功能的固定增益支路模塊輸入的模擬基帶信號進行採樣處理，轉換為數字基帶信號，並輸出給多支路校正與切換模塊。
較佳地，所述多支路校正前處理模塊進一步包括不含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收通道模塊，用於將接收機輸入信號進行不含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收處理，並輸出給M個含模擬IQ解調功能的固定增益支路模塊。
較佳地，該接收機進一步包括時延校正模塊，用於根據由M個雙通道模擬到數字轉換器輸入的M路數字基帶信號進行時延校正處理，並輸出給多支路校正與切換模塊。
較佳地，所述時延校正模塊包括M個低通濾波器模塊，用於根據由濾波器係數計算模塊輸入的濾波器係數，將由M個雙通道模擬到數字轉換器輸入的數字基帶信號進行低通濾波和時延處理，並輸出給多支路校正與切換模塊和時延校正係數計算模塊；時延校正係數計算模塊，用於根據由M個低通濾波器模塊輸入的數字基帶信號計算時延校正係數，並將時延校正係數輸出給濾波器係數計算模塊；濾波器係數計算模塊，根據由時延校正係數計算模塊輸入的時延校正係數得到濾波器係數，並輸出給M個低通濾波器模塊。
較佳地，所述時延校正模塊進一步包括M個直流與IQ平衡校正模塊，用於將由M個雙通道模擬到數字轉換器輸入的數字基帶信號進行直流與IQ平衡校正處理，並輸出給M個低通濾波器模塊。
較佳地，該接收機進一步包括M個抽取模塊，用於將由M個低通濾波器模塊輸入的M路數字基帶信號進行抽取處理，並輸出給多支路校正與切換模塊。
較佳地，所述多支路校正前處理模塊至少包括M個單通道固定增益支路模塊，用於將接收機輸入信號進行梯級增益處理，並輸出給M個單通道模擬到數字轉換器；M個單通道模擬到數字轉換器，用於將由M個單通道固定增益支路模塊輸入的模擬帶通信號進行採樣處理，轉換為數字帶通信號，並輸出給數字IQ解調部分；數字IQ解調部分，用於將由M個單通道模擬到數字轉換器輸入的數字帶通信號進行數字IQ解調處理和低通濾波處理，獲得數字基帶信號，並輸出給多支路校正與切換模塊。
較佳地，所述多支路校正前處理模塊進一步包括不含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收通道模塊，用於將接收機輸入信號進行不含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收處理，並輸出給M個單通道固定增益支路模塊。
較佳地，該接收機進一步包括M個抽取模塊，用於將由數字IQ解調部分輸入的M路數字基帶信號進行抽取處理，並輸出給多支路校正與切換模塊。
較佳地，所述數字IQ解調部分包括數字下變頻模塊，用於將由M個單通道模擬到數字轉換器輸入的數字帶通信號進行下變頻處理，獲得數字IQ信號，並輸出給M個低通濾波器模塊；M個低通濾波器模塊，用於將由數字下變頻模塊輸入的數字IQ信號進行低通濾波處理，獲得數字基帶信號，並輸出給多支路校正與切換模塊；
或者，所述數字IQ解調部分包括M個單邊帶通濾波器模塊，用於將由M個單通道模擬到數字轉換器輸入的數字帶通信號進行單邊帶通濾波處理，並輸出給數字下變頻模塊；數字下變頻模塊，用於將由M個單邊帶通濾波器模塊輸入的數字帶通信號進行下變頻處理，獲得數字基帶信號，並輸出給多支路校正與切換模塊。
較佳地，所述數字IQ解調部分進一步包括時延校正係數計算模塊，用於根據由M個低通濾波器模塊輸入的數字基帶信號計算時延校正係數，並將時延校正係數輸出給濾波器係數計算模塊；濾波器係數計算模塊，用於根據由時延校正係數計算模塊輸入的時延校正係數得到濾波器係數，並輸出給所述M個低通濾波器模塊。
較佳地，該接收機進一步包括校正信號注入模塊，用於將接收機輸入信號或自身產生的校正信號輸出給多支路校正前處理模塊。
較佳地，所述校正信號注入模塊包括開關模塊，用於將接收機輸入信號或校正信號產生模塊生成的校正信號輸出給多支路校正前處理模塊；校正信號產生模塊，用於生成校正信號，並輸出給開關模塊。
較佳地，所述校正信號注入模塊包括開關模塊，用於將接收機輸入信號或校正信號轉換模塊生成的校正信號輸出給多支路校正前處理模塊；校正信號轉換模塊，用於將來自發射機的信號轉換為校正信號，並輸出給開關模塊。
本發明另一個發明目的是這樣實現的一種無線信號接收方法，其特徵在於，該方法包括以下步驟A、將接收機的輸入信號經過多支路校正前處理，獲得M路未經過幅相校正的數字基帶信號；
B、對未經過幅相校正的M路數字基帶信號進行幅度和相位校正，再根據切換策略選擇一路幅相校正後的數字基帶信號；C、將所選擇的數字基帶信號進行進一步的數字處理，獲得比特流。
較佳地，所述步驟B為根據獲得的M個幅相校正係數分別將未經過幅相校正的M路數字基帶信號進行幅度和相位校正，再根據產生的切換控制信號從幅相校正後的M路數字基帶信號中選擇一路；所述切換控制信號產生的方法為根據切換策略從未經過幅相校正的M路數字基帶信號中確定一路作為被選中支路，產生攜帶有被選中支路所對應支路號的切換控制信號。
較佳地，所述M個幅相校正係數的獲取方法為根據幅相校正係數計算方法獲得M個幅相校正係數。
較佳地，步驟B所述對未經過幅相校正的M路數字基帶信號進行幅度和相位校正之前，步驟B進一步包括將未經過幅相校正的M路數字基帶信號進行幅相校正前饋環時延補償；或者，步驟B所述獲得M個幅相校正係數之後，步驟B進一步包括將獲得的M個幅相校正係數進行幅相校正前饋環時延補償。
較佳地，步驟B所述產生切換控制信號之後，所述切換控制信號產生的方法進一步包括將產生的切換控制信號進行切換前饋環時延補償；步驟B所述將未經過幅相校正的M路數字基帶信號進行幅度和相位校正之前，步驟B進一步包括將未經過幅相校正的M路數字基帶信號進行切換前饋環時延補償；步驟B所述進行幅度和相位校正和從幅相校正後的M路數字基帶信號中選擇一路之間進一步包括將經過幅相校正的M路數字基帶信號進行切換前饋環時延補償。
較佳地，所述幅相校正係數計算方法為X1、各相鄰支路對通過自身幅相校正窗口，對輸入樣點進行篩選，確定用來進行本次相對幅相校正計算的本次樣點；X2、各相鄰支路對根據自身高增益支路上次功率值迭代和以及落入自身幅相校正窗口的高增益支路本次樣點功率值計算自身高增益支路的本次功率值迭代和，根據自身低增益支路的上次功率值迭代和以及低增益支路本次樣點功率值計算自身低增益支路的本次功率值迭代和，根據相鄰支路對的上次互相關值迭代和以及相鄰支路對本次樣點互相關值計算相鄰支路對的本次互相關值迭代和；X3、各相鄰支路對根據自身高增益支路的本次功率值迭代和、低增益支路的本次功率值迭代和，以及相鄰支路對的本次互相關值迭代和計算各相鄰支路對自身的相對幅相校正係數；X4、根據所有相鄰支路對的相對幅相校正係數獲得M個幅相校正係數。
較佳地，所述幅相校正係數為幅相校正初始值；步驟X1所述輸入信號為用於離線配置幅相校正係數初始值的輸入信號或接收機輸入信號；所述步驟X2和步驟X3之間進一步包括各相鄰支路對判斷樣點落入自身幅相校正窗口的次數是否達到預設值，如果是，則執行步驟X3；否則，返回步驟X1。
較佳地，所述幅相校正係數為幅相校正係數最新值；步驟X1所述輸入信號為校正信號或接收機輸入信號；步驟B所述產生切換控制信號之後進一步包括根據被選中支路情況產生切換標誌信號，並根據切換標誌信號將計算出來的M個幅相校正係數最新值配置為當前的M個幅相校正係數。
較佳地，所述切換策略為S1、從進行幅度和相位校正前的M路數字基帶信號中確定一路增益最大但未飽和的支路，將其作為候補被選中支路；
S2、判斷上一次M路選一路模塊的輸出樣點是否由候補被選中支路的相鄰低增益支路輸出，而且本次樣點在候補被選中支路中的功率不低於遲滯低門限，如果是，則將候補被選中支路的相鄰低增益支路作為輸出本次樣點的被選中支路；否則，將候補被選中支路作為輸出本次樣點的被選中支路。
較佳地，所述步驟A和步驟B之間進一步包括對經過多支路校正前處理後獲得的未經過幅相校正的M路數字基帶信號進行低通濾波和抽取處理。
較佳地，所述步驟A包括AX1、將接收機輸入信號進行含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收處理，獲得M路模擬基帶信號；AX2、將M路模擬基帶信號進行梯級增益處理，再進行採樣處理，獲得未經過幅相校正的M路數字基帶信號。
較佳地，所述步驟A包括AY1、將接收機輸入信號進行梯級增益處理和模擬IQ解調處理，獲得M路模擬基帶信號；AY2、將M路模擬基帶信號進行採樣處理，獲得未經過幅相校正的M路數字基帶信號。
較佳地，步驟AY1所述將接收機輸入信號進行梯級增益處理之前進一步包括將接收機輸入信號進行不含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收處理，獲得處理後的模擬帶通信號。
較佳地，所述步驟A和步驟B之間進一步包括根據獲得的濾波器係數對未經過幅相校正的M路數字基帶信號進行時延校正處理。
較佳地，所述步驟A包括AZ1、將接收機輸入信號進行梯級增益處理，獲得處理後的M路模擬帶通信號；
AZ2、將M路模擬帶通信號進行採樣處理，獲得M路數字帶通信號；AZ3、將M路數字帶通信號進行數字IQ解調處理和低通濾波處理，獲得未經過幅相校正的M路數字基帶信號。
較佳地，步驟AZ1所述將接收機輸入信號進行梯級增益處理之前進一步包括將接收機輸入信號進行不合模擬IQ解調功能的上遊模擬接收處理，獲得處理後的模擬帶通信號。
較佳地，步驟AZ3所述低通濾波處理和獲得未經過幅相校正的數字基帶信號之間進一步包括根據獲得的濾波器係數對M路數位訊號進行時延校正處理；較佳地，所述濾波器係數的獲取方法為根據濾波器係數計算方法獲得濾波器係數；所述濾波器係數計算方法為Y1、各相鄰支路對通過各自的時延校正窗口，對輸入信號經過多支路校正前處理得到的樣點進行篩選，確定用來進行本次時延校正計算的本次樣點；Y2、各相鄰支路對根據各自的上次時延互相關值迭代和以及本次時延互相關功率值，計算各相鄰支路對本次時延互相關值迭代和；Y3、各相鄰支路對根據各自的本次時延互相關值迭代和分別獲得各相鄰支路對的本次時延殘差，並根據自身本次時延殘差和上次相對時延校正係數確定各相鄰支路對的本次相對時延校正係數；Y4、各個相鄰支路根據本次相對時延校正係數獲得全體時延校正係數，並根據全體時延校正係數和事先設置的時延目標值獲得濾波器係數。
較佳地，所述濾波器係數為濾波器係數初始值或濾波器係數最新值。
較佳地，如果濾波器係數為濾波器係數初始值，則步驟Y1所述輸入信號為用於離線配置濾波器係數初始值的輸入信號或接收機輸入信號；所述步驟Y3和步驟Y4之間進一步包括
各相鄰支路對判斷樣點落入時延校正窗口的次數是否達到預設值，如果達到，則執行步驟Y4；否則，返回步驟Y1。
較佳地，如果濾波器係數為濾波器係數最新值，則步驟Y1所述輸入信號為校正信號或接收機輸入信號。
綜上所述，本發明提出的一種接收機和接收無線信號的方法具有以下優點(1)由於本發明切換前的多路數字基帶信號經過了校正，其幅度和相位保持一致，一方面可以在任意的時刻切換，或者說可以逐點切換而無需同步信號的控制，減少同步電路設計的複雜性。另一方面，如果輸入信號在信號持續期內發生突變，也可以立刻切換，達到快速跟蹤信號變化的目的。
(2)由於本發明切換前的多路數字基帶信號經過了校正，可以在任意的兩條支路之間切換，不影響切換輸出信號的幅相連續性，可以增加非同時動態範圍，提高解調性能。
(3)本發明中的切換位於解調之前，所以在數字接收通道後段中只需要一個解調器即可，可以大大節約解調器資源。


圖1是現有技術中單變增益支路技術的接收機的基本結構圖；圖2是現有技術中解調前切換的多固定增益支路接收機的基本結構圖；圖3是現有技術中解調後切換的多固定增益支路接收機的基本結構圖；圖4是本發明方案的接收機基本結構圖；圖5是多支路校正前處理模塊的第一種內部結構示意圖；圖6是多支路校正前處理模塊的第二種內部結構示意圖；圖7是多支路校正前處理模塊的第三種內部結構示意圖；圖8a是數字下變頻模塊的第一種內部結構示意圖；圖8b是數字下變頻模塊的第二種內部結構示意圖；圖9是階梯式的固定增益模塊內部結構示意圖；
圖10是本發明中多支路校正與切換模塊內部結構示意圖；圖11是應用本發明方案的裝置實施例一的結構示意圖；圖12是應用本發明方案的裝置實施例二的結構示意圖；圖13是應用本發明方案的裝置實施例三的結構示意圖；圖14是本發明中校正信號注入模塊的第一種內部結構示意圖；圖15是本發明中校正信號注入模塊的第二種內部結構示意圖；圖16是應用本發明方案的裝置實施例四的結構示意圖；圖17是本發明實現接收無線信號方法的流程圖；圖18是方法實施例一中實現計算幅相校正係數初始值方法的流程圖；圖19是應用本發明方案的方法實施例一的流程圖；圖20是應用本發明方案的方法實施例二的流程圖；圖21是方法實施例三中實現計算濾波器係數初始值方法的流程圖；圖22是應用本發明方案的方法實施例三的流程圖。
具體實施例方式
為使本發明的目的、技術方案和優點更加清楚，下面將結合附圖及具體實施例對本發明作進一步地詳細描述。
本發明的基本思想是在接收機中增加一個多支路校正與切換模塊，將由多支路校正前處理模塊輸入信號的幅度和相位進行校正，並根據校正前各支路信號的情況選擇一條支路輸出給數字接收通道進行進一步的數字處理，輸出bit流。
圖4為應用本發明方案的接收機基本結構圖。如圖4所示，本發明的接收機至少包括多支路校正前處理模塊401、多支路校正與切換模塊402、數字接收通道後段403。
其中，多支路校正前處理模塊401，用於將接收機輸入信號經過M路梯級增益處理、獲取數字基帶處理之後，輸出M路數字基帶信號給多支路校正與切換模塊402。
這裡所述的獲取數字基帶處理一般包括IQ解調、採樣等過程，還可能包括放大、混頻等處理。
多支路校正與切換模塊402，用於將由多支路校正前處理模塊401輸入的M路數字基帶信號進行幅度和相位校正，並根據切換策略選擇一路信號輸出給數字接收通道後段403。
數字接收通道後段403，用於將由多支路校正與切換模塊402輸入的一路數字基帶信號進行進一步的數字處理，得到並輸出bit流。
本發明中，接收機輸入信號為模擬帶通信號，來自如接收機天線等傳感器，可能含有某種帶寬的單個載波，也可能含有同帶寬的多個載波甚至不同帶寬的多個載波。接收機輸入信號首先需要通過多支路校正前處理模塊401處理為M路數字基帶信號。在實際應用中，由於將接收機輸入信號處理為M路數字基帶信號的過程比較複雜，為了敘述簡單，本發明將接收機輸入信號處理為M路數字基帶信號的部分統稱為多支路校正前處理模塊401。組成多支路校正前處理模塊401的方式比較多，但按照數字基帶獲取方式的不同，多支路校正前處理模塊401的組成情況大致有如圖5、圖6和圖7等幾種情況。數字基帶獲取指的是從模擬帶通信號中得到數字基帶信號，即數字IQ信號的過程。
如圖5所示，多支路校正前處理模塊401可以包括含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收通道模塊501、M個雙通道固定增益支路模塊502、M個雙通道模擬到數字轉換器503。
其中，含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收通道模塊501，一般包括低噪聲放大器和模擬IQ解調部分，也可能包括混頻和濾波等部分，主要用於將輸入信號進行放大處理，並將模擬帶通信號解調為模擬基帶信號，再輸出給M個雙通道固定增益支路模塊502。
M個雙通道固定增益支路模塊502包括雙通道固定增益支路模塊502#1至雙通道固定增益支路模塊502#M，用於將由含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收通道模塊501輸入的模擬基帶信號進行梯級增益處理，並將處理後的M路模擬基帶信號輸出給M個雙通道模擬到數字轉換器503。
M個雙通道模擬到數字轉換器503包括雙通道模擬到數字轉換器503#1至雙通道模擬到數字轉換器503#M，用於將由M個雙通道固定增益支路模塊503輸入的模擬基帶信號進行採樣處理，轉換為數字基帶信號，並輸出給多支路校正與切換模塊402。
如圖6所示，多支路校正前處理模塊401也可以包括M個含模擬IQ解調功能的固定增益支路模塊601、M個雙通道模擬到數字轉換器602。
其中，M個含模擬IQ解調功能的固定增益支路模塊601包括含模擬IQ解調功能的固定增益支路模塊601#1至含模擬IQ解調功能的固定增益支路模塊601#M，用於將接收機輸入信號進行含模擬IQ解調功能的梯級增益處理，並將處理後的M路模擬基帶信號輸出到M個雙通道模擬到數字轉換器602。
M個雙通道模擬到數字轉換器602包括雙通道模擬到數字轉換器602#1至雙通道模擬到數字轉換器602#M，用於將從M個含模擬IQ解調功能的固定增益支路模塊601輸入的M路模擬基帶信號進行採樣處理，轉換為M路數字基帶信號，並輸出給多支路校正與切換模塊402。
當然，圖6中還可以進一步包括不含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收通道模塊，其連接關係和功能與圖5中的含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收通道模塊501相似，只是不再包含模擬IQ解調後輸出模擬IQ信號的功能，而是輸出模擬帶通信號。
如圖7所示，多支路校正前處理模塊還可以包括M個單通道固定增益支路模塊701、M個單通道模擬到數字轉換器702、數字IQ解調部分703。
其中，M個單通道固定增益支路模塊701、M個單通道模擬到數字轉換器702與圖6中對應模塊的功能和連接關係類似，只是處理的是模擬帶通信號而不是模擬IQ信號。
數字IQ解調部分703，包括數字下變頻模塊7031和M個低通濾波器模塊7032。其中，數字下變頻模塊7031包括DDC乘法器和數控振蕩器(NCO)，用於將從M個單通道模擬到數字轉換器702輸入的數字帶通信號的頻譜搬移到0頻率的位置，再輸出給M個低通濾波器模塊7032進行低通濾波處理，得到M路數字基帶信號，即為M路數字覆信號，表現為數字IQ信號。這裡，搬移到0頻率位置的信號實際上分為I路和Q路兩個並行的分支，即I路信號和Q路信號，然後分別輸入低通濾波器模塊7032進行低通濾波處理，可以濾除數字鏡像和其它幹擾信號，得到M路數字IQ信號。因為數字IQ信號的模值直接反映了接收機輸入信號的包絡形狀，所以也可以稱為復包絡。圖7並沒有將I路和Q路信號分開描述，即表示一路覆信號。
另外，數字下變頻模塊7031的內部結構可以為圖8a或者圖8b兩種形式。如圖8a所示，數字下變頻模塊7031可以包括M個DDC乘法器和一個NCO，M個DDC乘法器分別將從M個單通道模擬到數字轉換器702輸入的M路數字帶通信號和共同的NCO輸入的數字本振信號作相乘運算，完成頻譜搬移，並輸出給M個低通濾波器模塊7032。如圖8b所示，數字下變頻模塊7031也可以包括M個DDC乘法器和M個NCO，其作用與圖8a類似，只是每一個DDC都有一個單獨的NCO，此處不再贅述。
當然，圖7中還可以進一步包括不含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收通道模塊，其連接關係和功能與圖5中的含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收通道模塊501相似，只是不再包含模擬IQ解調後輸出模擬IQ信號的功能，而是輸出模擬帶通信號。
總之，接收機輸入信號一般為模擬帶通信號，需要由多支路校正前處理模塊401處理為數字基帶信號。至於IQ解調是在模擬信號處理階段中進行，還是在數位訊號處理階段中進行，這與實際的接收機設計相關，此處不再一一列舉。
另外，數字接收通道後段403進行的數字處理是根據接收機輸入信號而不同的。比如，對於多載波的情況，數字接收通道後段403需要進行多路的下變頻、濾波、抽取和解調等處理過程，再輸出多路bit流。而對於單載波的情況，則只需要進行一路濾波、抽取和解調等處理，然後輸出一路bit流。
本發明中，多支路校正前處理模塊401中所合的M個固定增益支路可以是含模擬IQ解調功能的固定增益支路，也可以是雙通道固定增益支路模塊或單通道固定增益支路模塊。由於整個接收通道中只要進行一次解調到模擬基帶的處理，所以在模擬IQ解調功能之前的模擬處理都是單通道的，而在模擬IQ解調功能之後的模擬處理都是雙通道的。雙通道固定增益支路模塊位於模擬IQ解調功能之後，其並行的兩個通道分別處理I路和Q路的模擬低通信號，由於已經混頻到基帶，所以在處理通道中沒有混頻級。單通道固定增益支路模塊輸入和輸出都是模擬帶通信號，但是輸出信號頻率較之輸入信號頻率可能已經發生變化，即在處理通道中可能有一級甚至多級混頻處理。不管是雙通道還是單通道固定增益支路模塊，M個支路都是固定增益的，而且M個支路形成一定的增益梯級，使M個支路在同時刻的輸出的信號在不飽和的情況下具有不同幅度，比如，第一條支路輸出信號的幅度最大，第二條支路輸出信號的的幅度次之，並依次類推。
梯級增益處理的方法一般有兩種一種是並行式方法，將每一個固定增益支路模塊的增益設置為大小不同的增益，M個支路完全是並行的。另外一種是階梯式方法，如圖9所示。
圖9中，公共固定增益級模塊901是所有支路共用的。各支路的增益差主要是由固定增益梯級1模塊902-1～固定增益梯級M-1模塊902-M-1造成的。而專用固定增益級1模塊903-1～專用固定增益級M模塊902-M這些模塊可以取相同的增益，也可以取不同的增益以形成進一步的增益差。
圖9中的所有模塊都可能含有混頻級。為了減少電路複雜性和提高資源共用率，只要性能允許應該儘量將所有混頻級放在靠上遊的模塊中。如果將所有混頻級放到圖9中的公共固定增益級或者更上遊的電路中，會使整個接收機的資源最節省，這在最大增益支路和最小增益支路的增益差不大的情況下是完全可能的。但是不排除最大增益支路和最小增益支路的增益差較大的情況下圖9中的固定增益梯級1～固定增益梯級M-1模塊中含混頻級的情況，這時在中間抽頭引出的專用增益級中必須補齊相應的混頻級，以使所有支路的輸出頻率相同。
多支路校正與切換模塊402是實現本發明方案的關鍵，其內部結構如圖10所示，多支路校正與切換模塊402至少包括幅相校正模塊1001、M路選1路控制模塊1002、M路選1路模塊1003。
其中，幅相校正模塊1001包括M個幅相校正乘法器，即幅相校正乘法器1001#1至幅相校正乘法器1001#M，用於根據由多支路校正前處理模塊401輸入的M路數字基帶信號和配置在自身中的幅相校正係數來獲得校正後的M路數字基帶信號，並輸出給M路選1路模塊1003。
M路選1路控制模塊1002，用於根據切換策略從多支路校正前處理模塊401輸入的M路數字基帶信號中確定一條支路，產生攜帶有該支路號的切換控制信號，並輸出給M路選1路模塊1003。
M路選1路模塊1003，用於根據由M路選1路控制模塊1002輸入的切換控制信號，從由幅相校正模塊1001輸入的M路數字基帶信號中選擇一路，並輸出給數字接收通道後段403。
本發明中，為了在幅相校正模塊1001中對從多支路校正前處理模塊401輸入的M路數字基帶信號進行校正，需要為每一支路配置相應的幅相校正係數。幅相校正乘法器的作用其實就是將表示為複數的數字基帶信號和表示為複數的幅相校正係數進行複數乘法運算，改變數字基帶信號的幅度和相位，使所有幅度充分大而又不飽和的支路的數字基帶信號的幅度和相位保持一致。至於信號幅度過小或過大，以致於低於靈敏度或發生飽和的支路，在經過校正後可能仍然無法使其幅度和相位與正常支路保持一致，但由於根據切換策略不會被作為輸出經過校正的數字基帶信號的支路，其校正情況不是本發明關心的問題，此處不再贅述。
本發明中，配置幅相校正係數的方式有兩種一種為離線配置方式，即在接收機開始接收無線信號之前就將M個幅相校正係數初始值預先配置給幅相校正模塊1001，並且在接收機工作過程中始終保持不變。這裡，所述的在開始接收無線信號之前將M個幅相校正係數初始值預先配置給幅相校正模塊又包括兩種情況其一，是接收機在出廠前就將根據測試結果計算出來的幅相校正係數初始值固化到幅相校正模塊中；其二，是接收機上電開始工作時，利用輸入信號計算幅相校正係數初始值，並一次性配置給幅相校正模塊。本發明中，離線配置方式適合於接收機各個支路電路的相對特性比較穩定的情況。這裡所述的相對特性指兩個支路間的傳輸函數的比，M個支路間的相對特性指的是M個支路之間的傳輸函數的比。在支路輸出信號幅度比較大而又不飽和的情況下，電路可以認為是線性的，即可以用傳輸函數來描述。
另外一種方式是在線配置方法，指接收機在上電開始工作後，利用輸入信號計算幅相校正係數初始值，再將其配置給幅相校正模塊。然後，接收機定期或不定期地利用輸入信號不斷重新計算新的幅相校正係數，以補償各個支路電路相對特性隨時間的變化。本發明中，在線配置方法適合於接收機各個支路電路的相對特性不穩定的情況。
需要注意的是，幅相校正模塊1001中的M個幅相校正乘法器有兩個輸入端，其中一個由多支路校正前處理模塊401輸入數字基帶信號，另外一個由幅相校正模塊1001內的幅相校正係數寄存器輸入幅相校正係數。
對於離線配置的方式，幅相校正係數初始值可以一次性寫入幅相校正係數寄存器中；而對於在線配置方式，則會將計算出來的新的幅相校正係數不斷地寫入到幅相校正係數寄存器中。
另外，本發明中，不管是離線配置還是在線配置，都可以用相似的方法進行M個幅相校正係數的計算，即幅相校正係數計算方法。
裝置實施例一本實施例中，接收機的各個支路電路的相對特性穩定，在接收機開始接收工作信號之前，一次性地計算和寫入幅相校正係數初始值，即採用離線配置方法，並且在工作過程中不再改變幅相校正係數的值。
本實施例中，接收機包括含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收通道模塊1101、M個雙通道固定增益支路模塊1102、M個雙通道模擬到數字轉換器1103、幅相校正模塊1104、M路選1路控制模塊1105、M路選1路模塊1106、數字接收通道後段1107。
其中，含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收通道模塊1101，包括低噪聲放大器和模擬IQ解調部分，用於將接收機輸入信號進行含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收處理，即放大、混頻等處理，並將模擬帶通信號解調為模擬基帶信號，再輸出給M個雙通道固定增益支路模塊1102。
M個雙通道固定增益支路模塊1102，包括雙通道固定增益支路模塊1102#1至雙通道固定增益支路模塊1102#M，用於將由含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收通道模塊1101輸入的模擬基帶信號進行梯級增益處理，並將處理後的M路模擬基帶信號輸出給M個雙通道模擬到數字轉換器1103。這裡，每一路的模擬基帶信號是一個覆信號，含I路和Q路兩路並行的模擬信號。
M個雙通道模擬到數字轉換器1103，包括雙通道模擬到數字轉換器1103#1至雙通道模擬到數字轉換器1103#M，用於將由M個雙通道固定增益支路模塊1102輸入的模擬基帶信號進行採樣處理，轉換為數字基帶信號，並分別輸出給幅相校正模塊1104和M路選1路控制模塊1105。
幅相校正模塊1104，包括幅相校正乘法器1104#1至幅相校正乘法器1104#M，用於根據由M個雙通道模擬到數字轉換器1103輸入的數字基帶信號和事先配置在自身中的幅相校正係數來獲得校正後的數字基帶信號，並輸出給M路選1路模塊1106。
M路選1路控制模塊1105，用於根據本發明的切換策略，從M個雙通道模擬到數字轉換器1103輸入的M路數字基帶信號中確定一條支路，產生攜帶有該支路號的切換控制信號，再將切換控制信號輸出給M路選1路模塊1106。
M路選1路模塊1106，用於根據由M路選1路控制模塊1105輸入的切換控制信號，從幅相校正模塊1104輸入的M路數字基帶信號中選擇一路，並輸出給數字接收通道後段1107。
數字接收通道後段1107，用於將M路選1路模塊1106輸入的經過校正的一路數字IQ基帶進行進一步的數字處理，獲得並輸出bit流。
當接收機接收無線信號時，含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收通道模塊1101先將信號形式為模擬帶通信號的接收機輸入信號進行放大、模擬IQ解調等處理，獲得模擬基帶信號，並輸出給M個雙通道固定增益支路模塊1102；在雙通道固定增益支路模塊1102中，M路模擬IQ信號由各自的雙通道固定增益支路模塊經過梯級增益處理後，被輸出給M個雙通道模擬到數字轉換器1103；M個雙通道模擬到數字轉換器1103將輸入的M路模擬基帶信號進行採樣處理，得到數字基帶信號，並輸出給幅相校正模塊1104和M路選1路控制模塊1105；幅相校正模塊1104將輸入的信號進行幅相校正，使支路間的數字基帶信號在幅度和相位上一致，並輸出給M路選1路模塊1106；M路選1路控制模塊1105則根據M個雙通道模擬到數字轉換器1103輸入的M路數字基帶信號和切換策略，來確定幅度最大但未飽和的信號所在的支路，並通過攜帶有該支路號的切換控制信號通知給M路選1路模塊1106；M路選1路模塊1106根據由M路選1路控制模塊1105輸入的切換控制信號選擇一路校正後的數字基帶信號，輸出給數字接收通道後段1107；數字接收通道後段1107將對M路選1路模塊1106輸入的校正後的數字基帶信號進行進一步的濾波、抽取、解調等數字處理，得到並輸出bit流。
在實際應用中，接收機也可以不包括含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收通道模塊1101，而是將M個雙通道固定增益支路模塊1102替換為M個含模擬IQ解調功能的固定增益支路模塊，本發明方案也可以實現。
應用本實施例，可以將所有幅度充分大而又不飽和的支路之間的數字基帶信號在幅度和相位上對齊，可以實現逐點切換，達到快速跟蹤信號變化的目的。
裝置實施例二本實施例中，接收機採用在線配置方法來配置幅相校正係數初始值，並且在接收機工作的過程中，根據接收機輸入信號的變化，不斷地重新計算和寫入新的幅相校正係數。
如圖12所示，本實施例包括M個含模擬IQ解調功能的固定增益支路模塊1201、M個雙通道模擬到數字轉換器1202、M個抽取濾波器模塊1203、M個幅相校正前饋環時延補償模塊1204、幅相校正模塊1205、幅相校正係數計算模塊1206、M路選1路控制模塊1207、切換前饋環時延補償模塊1208、M路選1路模塊1209、數字接收通道後段1210。
其中，M個含模擬IQ解調功能的固定增益支路模塊1201、M個雙通道模擬到數字轉換器1202、幅相校正模塊1205、M路選1路控制模塊1207、M路選1路模塊1209、數字接收通道後段1210與裝置實施例一中對應模塊的功能相似，其區別在於M個含模擬IQ解調功能的固定增益支路模塊1201不但可以將接收機輸入信號進行梯級增益處理，而且可以進行模擬IQ解調；M路選1路控制模塊1207還將根據切換策略產生切換標誌信號。
本實施例中，M個抽取濾波器模塊1203，用於對由M個雙通道模擬到數字轉換器1202輸入的數字基帶信號作進一步的抽取處理，並分別輸出給M個幅相校正前饋環時延補償模塊1204、幅相校正係數計算模塊1206和M路選1路控制模塊1207。
M個幅相校正前饋環時延補償模塊1204，用於將由M個抽取濾波器模塊1203輸入的數字基帶信號進行時延補償，並輸出給幅相校正模塊1205。
幅相校正係數計算模塊1206，用於根據由M個抽取濾波器模塊1203輸入的數字基帶信號進行幅相校正係數的計算，並根據M路選1路控制模塊1207輸入的切換標誌信號，將計算出來的幅相校正係數輸出給幅相校正模塊1205。
在實際應用中，幅相校正係數計算模塊1206還可以根據由幅相校正模塊1205輸入的經過幅相校正的數字基帶信號進行幅相校正係數的計算，並根據M路選1路控制模塊1207輸入的切換標誌信號，將計算出來的幅相校正係數輸出給幅相校正模塊1205，即構成一個反饋環。需要注意的是，如果幅相校正係數計算模塊1206根據由幅相校正模塊1205輸入的數字基帶信號進行幅相校正係數的計算時，由於此時的數字基帶信號已經經過了幅相校正，所以在計算新的幅相校正係數時，需要去除原來幅相校正係數的影響。
切換前饋環時延補償模塊1208，用於將M路選1路控制模塊1207輸入的切換控制信號進行時延補償，並輸出給M路選1路模塊1209。
本實施例中，當接收機接收無線信號時，接收機輸入信號首先輸入給M個含模擬IQ解調功能的固定增益支路模塊1201，進行梯級增益處理和模擬IQ解調等處理，獲得模擬基帶信號，再輸出給M個模擬到數字轉換器1202；M個模擬到數字轉換器1202將輸入的M路模擬基帶信號進行採樣處理，得到數字基帶信號，並輸出給M個抽取濾波器模塊1203；M個抽取濾波器模塊1203將信號進行抽取，並分別輸出給M個幅相校正前饋環時延補償模塊1204、幅相校正係數計算模塊1206和M路選1路控制模塊1207；M個幅相校正前饋環時延補償模塊1204將輸入信號延時處理並輸出給幅相校正模塊1205，幅相校正係數計算模塊1206根據M個抽取濾波器模塊1203輸入的M路數字基帶信號計算M個幅相校正係數；M路選1路控制模塊1207根據切換策略確定一條支路，產生切換控制信號並輸出給M路選1路模塊1208，並根據判斷是否需要切換到新的支路而產生切換標誌信號，並將切換標誌信號輸出給幅相校正係數計算模塊1206；幅相校正係數計算模塊1206根據M路選1路控制模塊1207輸入的切換標誌信號將計算出來的M個幅相校正係數配置給幅相校正模塊1205；幅相校正模塊1205根據由M個幅相校正前饋環時延補償模塊1204輸入的M路數字基帶信號，和由幅相校正係數計算模塊1206輸入的幅相校正係數進行信號作複數相乘，使支路間的數字基帶信號在幅度和相位上一致，即完成幅相校正，並輸出給M路選1路模塊1209；M路選1路模塊1209根據由切換前饋環時延補償模塊1208輸入的經過時延補償的切換控制信號選擇一路數字基帶信號，並輸出給數字接收通道後段1210；數字接收通道後段1210將由M路選1路模塊1209輸入的一路數字基帶信號作進一步的抽取、濾波和解調等數字處理，最後得到並輸出bit流。
本實施例中，由於接收機各支路可能會隨時間和溫度發生變化，導致各個支路電路的相對特性不穩定，所以採用了在線配置幅相校正係數的方法，則M個含模擬IQ解調功能的固定增益支路模塊1201、M個模擬到數字轉換器1202、幅相校正模塊1205、幅相校正係數計算模塊1206、M路選1路控制模塊1207、M路選1路模塊1209、數字接收通道後段1210是必要的，其它模塊可以根據實際情況進行取捨。
在實際應用中，為了節省數字資源，可以增加M個抽取濾波器模塊1203，即先對需要算計的信號進行抽取，使輸入幅相校正模塊1205和幅相校正係數計算模塊1206等模塊的信號通過率減少，降低模塊的數字處理量和對資源的需求。
為了在需要切換時給幅相校正模塊1205及時重新配置最新的幅相校正係數，使當前樣點或本次計算幅相校正係數的樣點可以通過幅相校正模塊1205進行幅相校正，圖12中使用M個幅相校正前饋環時延補償模塊1204來彌補幅相校正係數計算所產生的時延。在實際應用中，在幅相校正係數計算所產生的時延小於幅相校正模塊的時延的情況下，M個幅相校正前饋環時延補償模塊1204還可以位於幅相校正係數計算模塊1206和幅相校正模塊1205之間，即M個幅相校正前饋環時延補償模塊1204用於將由幅相校正係數計算模塊1206輸入的M個幅相校正係數進行時延補償之後，再輸出給幅相校正模塊1205。當然，在幅相校正係數計算所產生的時延和幅相校正模塊的時延相等的情況下，可以不需要M個幅相校正前饋環時延補償模塊1204。
另外，切換前饋環時延補償模塊1208的作用是為了保證對應於同一個樣點的切換控制信號與經過校正的M路數字基帶信號可以同時到達M路選1路模塊。圖12中的切換前饋環時延補償模塊1208模塊位於M路選1路控制模塊1207和M路選1路模塊1209之間，適合於M個幅相校正前饋環時延補償模塊1204和幅相校正模塊1205的處理總延時大於M路選1路控制模塊1207的處理延時的假設的。
但在實際應用中，如果M個幅相校正前饋環時延補償模塊1204和幅相校正模塊1205的處理總延時正好等於M路選1路控制模塊1207的處理延時，就不用進行切換前饋環時延補償，即不需要切換前饋環時延補償模塊1208。
在實際應用中，如果M個幅相校正前饋環時延補償模塊1204和幅相校正模塊1205的處理總延時小於M路選1路控制模塊1207的處理延時，切換前饋環時延補償模塊1208就必須位於信號通道上。由於M個幅相校正前饋環時延補償模塊1204、幅相校正模塊1205和幅相校正係數計算模塊1206這3個模塊組成了一個前饋環，為了不和幅相校正前饋環的時延補償產生耦合，切換前饋環時延補償模塊1208模塊最好在這個前饋環之外插入，即連接關係可以為M個抽取濾波器模塊1203將抽取後的M路數字基帶信號輸出給切換前饋環時延補償模塊1208和M路選1路控制模塊1207；切換前饋環時延補償模塊1208將M個抽取濾波器模塊1203輸入的M路數字基帶信號進行時延補償，再輸出給M個幅相校正前饋環時延補償模塊1204模塊，其它模塊的連接關係保持不變。連接關係也可以為幅相校正模塊1205將校正後的M路數字基帶信號輸出給切換前饋環時延補償模塊1208；由切換前饋環時延補償模塊1208進行時延補償，再輸出給M路選1路模塊1209，其它的連接關係保持不變。但由於經過幅相校正之後，非同時動態的增加造成信號定點位寬有所增加，所以將切換前饋環時延補償模塊1208置於M個抽取濾波器模塊1203模塊和M個幅相校正前饋環時延補償模塊1204模塊之間可以節約資源。
在實際應用中，如果各個支路電路的相對幅相特性穩定，只需要接收機在初始化時將計算出來的幅相校正係數一次性配置給幅相校正模塊1205，並且以後不再更改，就可以沒有幅相校正係數計算模塊1206。
在實際應用中，當幅相校正係數計算模塊1206接收到M路選1路控制模塊1207輸入的切換標誌信號時，可以立即將最近計算出來的幅相校正係數配置給幅相校正模塊1205，也可以只有在自上次配置幅相校正係數之後，幅相校正係數計算模塊1206又計算出了新的幅相校正係數時，幅相校正係數計算模塊1206才將新的幅相校正係數配置給幅相校正模塊1205。
裝置實施例三本實施例中，接收機採用在線配置的方法來配置幅相校正係數初始值，可以在接收無線信號的過程中根據獲得的M路數字基帶信號重新計算幅相校正係數，並且將新的幅相校正係數的值配置給幅相校正模塊，然後幅相校正模塊將利用幅相校正係數新值來進行校正處理。
如圖13所示，本實施例包括校正信號注入模塊1301、M個單通道固定增益支路模塊1302、M個單通道模擬到數字轉換器1303、時延校正模塊1304、M個抽取模塊1305、M個幅相校正前饋環時延補償模塊1306、幅相校正模塊1307、幅相校正係數計算模塊1308、M路選1路控制模塊1309、切換前饋環時延補償模塊1310、M路選1路模塊1311、數字接收通道後段1312。
其中，M個單通道固定增益支路模塊1302、M個單通道模擬到數字轉換器1303、M個幅相校正前饋環時延補償模塊1306、幅相校正模塊1307、幅相校正係數計算模塊1308、M路選1路控制模塊1309、切換前饋環時延補償模塊1310、M路選1路模塊1311、數字接收通道後段1312與裝置實施二所對應的模塊相似，其主要區別在於M個抽取模塊1305用於將輸入的M路數字基帶信號進行抽取而不再進行濾波處理；M個單通道固定增益支路模塊1302不含模擬IQ解調功能；M個單通道模擬到數字轉換器1303每個只有一路ADC。
另外，在本實施例中，時延校正模塊1304包括數字下變頻模塊1304S1、M個低通濾波器模塊1304S2、時延校正係數計算模塊1304S3、濾波器係數計算模塊1304S4；時延校正模塊1304用於根據由M個模擬到數字轉換器1303輸入的數字帶通信號進行數字IQ解調處理和時延校正處理，得到在時間完全一致的數字基帶信號，並輸出給M個抽取模塊1305。
實際上，數字下變頻模塊1304S1和M個低通濾波器模塊1304S2就是圖7中的數字IQ解調部分703，是多支路校正前處理模塊401中的一部分，而本實施例中利用了數字IQ解調部分703進行時延校正，為了名稱上的統一，這裡也可以將數字IQ解調部分703、時延校正係數計算模塊1304S3和濾波器係數計算模塊1304S4統稱為時延校正模塊1304。
本實施例中，時延校正模塊1304可以實現時延校正的原理為數字下變頻模塊1304S1將來自M個單通道模擬到數字轉換器1303的數字帶通信號的頻譜搬移到中心頻率為0頻率的位置，並輸出M個低通濾波器模塊1304S2；M個低通濾波器模塊1304S2對輸入的信號進行低通濾波處理，以濾除數字鏡像和其它幹擾信號，根據濾波器係數進行時延校正，得到M路數字基帶信號，輸出給M個抽取模塊1305和時延校正係數計算模塊1304S3；時延校正係數計算模塊1304S3根據M個低通濾波器模塊1304S2輸入的M路數字基帶信號信號計算M路信號的時延校正係數，並將時延校正係數輸出給濾波器係數計算模塊1304S4，濾波器係數計算模塊1304S4根據輸入的時延校正係數計算濾波器係數，再配置給M個低通濾波器模塊1304S2。
本文獲取數字IQ信號的敘述是基於先數字下變頻再低通濾波的順序的。在實際應用中，獲取數字IQ信號可以使用先單邊帶通濾波再數字下變頻的順序。即M個單通道模擬到數字轉換器1303可以將數字帶通信號先輸出給M個單邊帶通濾波器模塊，經過M個單邊帶通濾波器模塊進行單邊帶通濾波和時延校正之後，再輸出給數字下變頻模塊1304S1。單邊帶通濾波為複數濾波器，是基於負採樣頻率之半到正採樣頻率之半之間的頻率範圍內的Nyquist帶寬的，可以根據信號調製和收發數字與模擬本振設置的不同情況，只保留正頻率軸或負頻率軸上的信號譜。不管是信號頻譜位於正頻率軸還是負頻率軸，只要是將信號頻譜搬移到0頻率，就統一稱為下變頻。在使用先單邊帶通濾波再數字下變頻的順序中，由於濾波器形式和處理順序的改變，進行時延校正的濾波器係數也要相應改變。
在實際應用中，如果接收機多支路的電路特性比較穩定，也可以與配置幅相校正係數初始值一樣，採用離線配置的方法來配置濾波器係數初始值。也就是說，在實際應用中，可以不包括時延校正係數計算模塊1304S3和濾波器係數計算模塊1304S4，而是將時延校正係數事先保存在M個低通濾波器中。比如可以使用EPROM和FLASH等非揮發性器件固化在低通濾波器中，也可以在上電和復位時一次性寫入低通濾波器。
另外，校正信號注入模塊1301，用於在接收機初始化或空閒時產生用於校正的信號，並輸出給M個固定增益支路模塊1302。
圖14和圖15顯示了校正信號注入模塊1301內部框圖。如圖14所示，校正信號注入模塊1301包括開關模塊1401和校正信號產生模塊1402。其中，開關模塊1401用於將從天線等傳感器接收的接收機輸入信號和校正信號產生模塊1402產生的校正信號輸出給M個固定增益支路模塊1302。當然，開關模塊1401需要分時傳輸上述的兩種信號，在有接收機輸入信號時必須輸出接收機輸入信號，在接收機初始化時或接收機空閒時可以輸出校正信號用於校正係數的計算。在實際應用中，開關模塊1401可以用電子開關來實現，而校正信號產生模塊1402則可以用振蕩器來實現。至於開關模塊如何分時傳輸不同的信號，則可以由接收機中的系統時序信號來控制，比較容易實現，此處不再贅述。
如圖15所示，校正信號注入模塊1301也可以包括開關模塊1501和校正信號轉換模塊1502，圖14與圖15相似，其區別主要在於如果在實際應用中，接收機是與發射機並存的，那麼校正信號可以不由振蕩器自身產生，而是由發射機在發射信號時將要發射的信號輸入給校正信號轉換模塊1502，校正信號轉換模塊1502再將由發射機輸入的信號轉換為可以用於校正的信號。
本實施例中，由於需要進行時延校正和幅相校正，所以，M個單通道固定增益支路模塊1302、M個單通道模擬到數字轉換器1303、數字下變頻模塊1304S1、M個低通濾波器模塊1304S2、幅相校正模塊1307、M路選1路控制模塊1309、M路選1路模塊1311、數字接收通道後段1312是必須的，而其它的模塊都可以根據實際情況任意選擇。當然，在實際應用中，接收機還可以包括不含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收通道模塊，其功能與連接關係與裝置實施例一中的相應的模塊類似，只是不含模擬IQ解調功能，即校正信號注入模塊1301的開關模塊1401的輸入來自不含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收通道模塊和校正信號產生模塊1402或校正信號轉換模塊1502，此處不再贅述。
裝置實施例四如圖16所示，本實施例包括校正信號注入模塊1601、M個含模擬IQ解調功能的固定增益支路模塊1602、M個雙通道模擬到數字轉換器1603、時延校正模塊1604、M個抽取模塊1605、M個幅相校正前饋環時延補償模塊1606、幅相校正模塊1607、幅相校正係數計算模塊1608、M路選1路控制模決1609、切換前饋環時延補償模塊1610、M路選1路模塊1611、數字接收通道後段1612。
本實施例與裝置實施例三相似，其區別在於由於本實施例的固定增益支路模塊是含模擬IQ解調功能的固定增益支路模塊，即M個含模擬IQ解調功能的固定增益支路模塊1602，所以在本實施例中不包括數字IQ解調部分；由於本實施例無法利用數字IQ解調部分的低通濾波器進行時延校正，所以需要在接收機中增加M個低通濾波器模塊1604S1、時延校正係數計算模塊1604S2、濾波器係數計算模塊1604S3。其中，與裝置實施例三相同，時延校正係數計算模塊1604S2和濾波器係數計算模塊1604S3可以根據實際情況任意選擇。
實際應用中，還可以在M個雙通道模擬到數字轉換器1603和時延校正模塊1604之間增加一個直流與IQ平衡校正模決，用於去除電路誤差，這裡所述的電路誤差包括由電路引入的I路和Q路信號中的直流誤差，以及I路和Q路之間的幅度和相位誤差。
本實施例其它模塊的功能和連接關係與裝置實施例三相似，此處不再詳細敘述。
總之，在實際應用中，多支路校正前處理模塊401中通過哪個部分實現IQ解調；多支路校正與切換模塊402中的幅相校正係數初始值是採用離線配置方法，還是採用在線配置方法，即是否包括幅相校正係數計算模塊；固定增益支路模塊是採用並行式或是階梯式的；是否需要對信號進行抽取；是否需要在接收機工作過程中進行時延補償；是否需要對幅相校正前的信號進行時延校正；時延校正係數是採用離線配置方法，還是採用在線配置方法，即是否包括時延校正係數計算模塊和濾波器係數計算模塊；是否包括直流與IQ平衡校正模塊；是否包括校正信號注入模塊等都與實際設計接收機相關，可以根據實際情況產生不同的組合，這裡就不再一一列舉這些情況的組合所能組成的裝置結構。
應用本發明方案，可以將模擬帶通信號形式的接收機輸入信號處理為在時間、幅度、相位上都對齊的數字基帶信號，然後根據切換策略選擇一路輸出。由於本發明將信號的時間、幅度、相位都經過了校正，所以當根據切換策略需要從當前的一條支路切換到另外一條支路時，就可以逐點切換，即切換的時間粒度小於數字基帶信號兩個樣點之間的時間距離，可以達到快速跟蹤信號變化的目的，從而增加了非同時動態範圍，提高了接收機的性能。
針對本發明提供的裝置，本發明還提供了一種實現接收無線信號的方法，其核心思想是接收機將接收機輸入信號處理為M路數字基帶信號以後，先將M路數字基帶信號進行幅度和相位校正，再根據切換策略選擇一路輸出，最後進行數字處理獲得bit流。
圖17是本發明實現接收無線信號方法的流程圖。如圖17所示，本發明實現接收無線信號方法包括以下步驟步驟1701多支路校正前處理模塊將接收機輸入信號轉換為M路數字基帶信號，並輸出給多支路校正與切換模塊。
多支路校正前處理模塊一般通過梯級增益處理、基帶解調、數字採樣等過程，可以將信號形式為模擬帶通信號的接收機輸入信號轉換為數字基帶信號。
步驟1702多支路校正與切換模塊將獲得的M路數字基帶信號進行幅度和相位校正，並根據切換策略選擇一路數字基帶信號輸出給數字接收通道後段。
步驟1703數字接收通道後段對輸入的一路數字基帶信號作進一步的數字處理，輸出bit流。
本發明中，在支路輸出信號幅度比較大而又不飽和的情況下，可以認為電路是線性的，可以用傳輸函數來描述。每一條支路的傳輸函數的形式為Hi(f)＝|Hi(f)|exp(jφi(f))，其中，f表示信號頻率，φ表示相位，i表示支路所對應的支路號，1≤i≤M。
另外，在實際應用中，可以認為1)|Hi(f)|＝ρi|H(f)|，ρi＞0，ρi表示支路的幅度響應值，可以隨支路號i而不同，但是較短時間內可以認為是基本不變的；2)φi(f)＝2πfτi+i，τi和i分別為支路的時延響應值和相位響應值，可能隨支路號i而不同，但是較短時間內可以認為是基本不變的；3)|H(f)|在系統頻帶內是平坦的，即使有一些不平坦也不需要進行帶內均衡。
從以上的傳輸函數形式可以知道接收機輸入信號通過M條支路後的信號的差異體現在M個時延特性值τi、M個幅度特性值ρi和M個相位特性值i上，其中i＝1～M。但是，在實際應用中，如果接收機支路之間不存在時延誤差，或者時延誤差可以忽略的情況下，則接收機輸入信號通過M條支路後的信號的差異就可以只體現在M個幅度特性值ρi和M個相位特性值i上，這正在本發明需要進行幅相校正的原因。也就是說，如果將經過多支路校正前處理模塊獲得的M路數字基帶信號進行幅度和相位校正，使所有支路中幅度充分大而又未飽和的信號在幅度和相位上保持一致，就可以在從M路選1路輸出信號時達到逐點切換，快速跟蹤信號變化。
在本發明中，多支路校正前處理方法可以有以下幾種方法(1)參見圖5，含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收通道模塊將模擬帶通信號進行放大、混頻和模擬IQ解調等處理，將接收機輸入信號轉換為模擬基帶信號，並輸出給M個雙通道固定增益支路模塊；M個雙通道固定增益支路模塊將模擬基帶信號通過M條支路進行梯級增益處理，再輸出給M個雙通道模擬到數字轉換器；M個雙通道模擬到數字轉換器對模擬基帶信號進行採樣處理，獲得數字基帶信號。
(2)參見圖6，M個含模擬IQ解調功能的固定增益支路模塊首先將模擬帶通信號通過M條含模擬IQ解調功能的支路進行梯級增益處理，獲得M路模擬基帶信號，並輸出給M個雙通道模擬到數字轉換器；M個雙通道模擬到數字轉換器對模擬基帶信號進行採樣處理，獲得數字基帶信號。
(3)參見圖7，M個單通道固定增益支路模塊首先將模擬帶通信號通過M條支路進行梯級增益處理，並輸出給M個單通道模擬到數字轉換器；M個單通道模擬到數字轉換器對模擬帶通信號進行採樣處理，獲得M路數字帶通信號，並輸出給數字IQ解調部分；數字IQ解調部分將M路數字帶通信號進行數字IQ解調處理，獲得數字基帶信號。
當然，在上述第2種和第3種方法中，本發明在進行梯級增益處理之前，還可以首先將接收機輸入信號進行放大和混頻等處理。
這裡，接收機輸入的信號為模擬帶通信號，為實信號。接收機進行IQ解調也就是將實信號變換為覆信號，是一個必要的步驟。需要注意的是，本發明所述的IQ解調中的「解調」二字並不是通常意義上的恢復調製前的星座圖上的信號符號，而是指先將帶通信號的載波中心頻率搬移到0頻率的位置，然後進行低通濾波處理，以濾除鏡像和其它幹擾信號，獲得IQ信號的過程。這裡的0頻率即0Hz。如果在模擬信號處理階段進行頻率搬移和模擬低通濾波，就為模擬IQ解調；如果在數位訊號處理階段進行頻率搬移和數字低通濾波，則為數字IQ解調。
對於多載波接收機，即接收機輸入信號含有多個載波，需要在數字接收通道後段模塊中，將接收到的數字基帶信號進行進一步下變頻處理，即將每一個載波的中心頻率分別搬移到0頻率的位置，再進行濾波、抽取處理，獲得對應於多個載波的多路基帶信號，最後經過解調得到多路bit流。
對於單載波接收機，即接收機輸入信號只有一個載波，那麼經過IQ解調以後，已經可以獲得唯一的基帶信號了，就無需在數字接收通道後段模塊進行下變頻處理，而只需要進行濾波、抽取處理，然後經過解調得到一路bit流。
由於數字基帶信號的模值從形狀上反映了接收機輸入信號的包絡的形狀，所以數字基帶信號也常常被稱為復包絡。本發明下述的樣點、數字基帶信號或復包絡的含義是一樣的。其中，樣點是數字基帶信號的每一個採樣點，而樣點的功率就是該樣點所在復包絡的功率。
本發明中，多支路校正與切換模塊將M路數字基帶信號進行幅度和相位校正，其關鍵是需要給幅相校正模塊配置幅相校正係數。配置幅相校正係數的方式一般分為兩種一種是離線配置方式，另外一種是在線配置方式。但不管採用哪種方式，幅相校正係數的計算過程是類似的。
為了更好地理解本發明方案，下面對幅相校正係數的計算方法進行詳細的描述假設本發明的接收機共M條支路，M條支路的增益分別為G1～GM，其中，第1條支路的增益最高，第2條支路的增益次之，依此類推，第M條支路的增益最小。另外，規定第1條支路和第2條支路為第1對相鄰支路對，其增益差，即G1-G2，為ΔG1；第2條支路和第3條支路為第2對相鄰支路，其增益差為ΔG2；依此類推，第M-1條支路和第M條支路為第M-1對相鄰支路對，其增益差為ΔGM-1。
另外，校正前的數字基帶信號可以表示為 x~k(n)=jk(n)+jqk(n),]]>ik(n)和qk(n)為[-1，1)範圍的定點數，即復包絡幅度 滿足|x~k(n)|1.]]>這裡k表示第k條支路，n表示第n號樣點，並且假設樣點為經過了抽取率為R的抽取之後的，即樣點間隔為RTs。如果將 的功率定義為 則當|x~k(n)|=1]]>時，復包絡功率則為0dBFS。
從上述的定義中可以很容易地知道，如果某支路信號校正前的功率為0dBFS，則表示該條支路為臨界飽和。但在實際應用中，為了防止包絡失真而導致ADC飽和，一般會為每一條支路分別設置包絡回退BCEk，當復包絡功率大於-BCEkdBFS時就可以認為該支路已經飽和。所以，當本發明利用切換策略選擇輸出第n號樣點的支路時，就可以從所有第n號樣點功率小於或等於-BCEkdBFS的支路中選擇一條信號幅度最大或增益最大的支路，並將其作為輸出第n號樣點的支路。
本發明中，計算幅相校正係數的方法包括以下步驟步驟1各相鄰支路對對輸入樣點進行篩選，確定將用於進行相對幅相校正計算的樣點。
由於本發明有M條支路，同一輸入信號經過多支路校正前處理模塊401處理後的同一個樣點在幅度和相位上不同，如果能計算出M條支路上同一個樣點之間幅度和相位的差異，那麼就可以對各條支路在幅度和相位進行不同的補償，使補償後的M條支路上的數字基帶信號在幅度和相位上保持一致，從而達到校正的目的。
但是，從每對相鄰支路對來說，並不是每一個樣點都適合用來進行該相鄰支路對的相對幅相校正計算。比如在某個樣點上，某相鄰支路對中的一個支路的ADC已經飽和，明顯該支路的輸出信號不能反映該支路增益的真實大小，所以該樣點不應該用於計算該支路對相對幅相校正係數。所以，本發明為每一對相鄰支路對設置了幅相校正窗口，幅相校正窗口位於接近ADC滿刻度而又不致飽和的地方。規定只有落在幅相校正窗口中的信號樣點才被選中來進行該相鄰支路對的相對幅相校正計算，這稱為幅相校正信號的篩選，其篩選條件可以用以下公式表示-BCEk-WAP,kPk(n)-BCEk-BCEk-WAP,k-GkPk+1(n)-BECk-Gk]]>其中，1≤k≤M-1，AP表示幅相校正，BCEk表示第k條支路的包絡回退值，[-BCEk-WAP，k，-BCEk)表示第k對相鄰支路對的高增益支路的幅相校正窗口，[-BCEk-WAP，k-ΔGk，-BCEk-ΔGk)表示第k對相鄰支路對的低增益支路的幅相校正窗口。WAP，k表示第k對相鄰支路對幅相校正窗口寬度，WAP，k最小可以取得接近0，最大可以取為無窮大。當WAP，k取值為無窮大時，只要第k支路不飽和，樣點就將落在第k對相鄰支路對幅相校正窗口內。Pk(n)表示第k條支路的第n號樣點的功率大小，Pk+1(n)表示第k條支路的第n+1號樣點的功率大小，ΔGk表示第k對相鄰支路對的增益差。從以上公式可以知道，在第k對相鄰支路對中，只有在第k條支路上的第n號樣點的功率值在-BCEk-WAP，k和-BCEk之間，同時，第k+1條支路上的第n號樣點的功率值在-BCEk-WAP，k-ΔGk和-BCEk-ΔG之間時，第n號樣點才能作為進行第k對相鄰支路對相對幅相校正計算的樣點。
在實際應用中，如果某樣點落在多個相鄰支路對的幅相校正窗口之中，則可以同時作為多個相鄰支路對之間相對幅相校正計算的樣點。
步驟2根據各相鄰支路對中高增益支路的上次功率值迭代和以及高增益支路的本次樣點功率值來計算高增益支路的本次功率值迭代和，根據相鄰支路對中低增益支路的上次功率值迭代和以及低增益支路的本次樣點功率來計算低增益支路的本次功率值迭代和，根據相鄰支路對的上次互相關值迭代和以及本次樣點互相關值來計算相鄰支路對本次互相關值迭代和。
假設nAP(lAP，k)表示進行第k對相鄰支路對本次幅相校正係數計算時的樣點號，即第n號樣點落在第k對相鄰支路對的幅相校正窗口中，並且第n號樣點是第LAP，k次落入第k對相鄰支路對的幅相校正窗口中；假設Pk，H(lAP，k)和Pk，H(lAP，k-1)分別為相鄰支路對中高增益支路第lAP，k次和第lAP，k-1次功率值迭代和，即高增益支路的本次功率值迭代和以及高增益支路的上次功率值迭代和；Pk，L(lAP，k)和Pk，L(lAP，k-1)分別表示相鄰支路對的低增益支路的第lAP，k次和第lAP，k-1次功率值迭代和，即低增益支路的本次功率值迭代和以及上次功率值迭代和；RAP，k(lAP，k)和Pk(lAP，k-1)分別表示相鄰支路對第lAP，k次和第lAP，k-1次的互相關值迭代和，即相鄰支路對的本次樣點互相關值迭代和以及上次互相關值迭代和。
高增益支路的功率值迭代和、低增益支路的功率值迭代和以及相鄰支路對的互相關值迭代和的初始值設置為0，即上電或者復位之後，Pk，H(0)、Pk，L(0)和RAP，k(0)的值為0。
高增益支路的本次功率值迭代和、低增益支路的本次功率值迭代和以及本次相鄰支路對互相關值迭代和可以分別由以下的迭代公式表示Pk,H(lAP,k)=(1-AP,k(lAP,k))|x~k(nAP(lAP,k))|2+AP,k(lAP,k)Pk,H(lAP,k-1)]]>Pk,L(lAP,k)=(1-AP,k(lAP,k))|x~k+1(nAP(lAP,k))|2+AP,k(lAP,k)Pk,L(lAP,k-1)]]>RAP,k(lAP,k)=(1-AP,k(lAP,k))x~k(nAP(lAP,k))x~k+1*(nAP(lAP,k))+AP,k(lAP,k)RAP,k(lAP,k-1)]]>其中，αAP，k(lAP，k)表示第k對相鄰支路對的α濾波上次值權重，簡稱α係數， 表示第nAP(lAP，k)號樣點的信號值， 表示 的共軛， 表示高增益支路的本次樣點功率值， 表示低增益支路的本次樣點功率值， 表示相鄰支路對的本次互相關值。αAP，k(lAP，k)的取值與第k對相鄰支路對的電路特性相關，一般在電路特性基本不變的時間尺度上取值近似為1，以形成相干累加的效果；而在電路特性發生較大變化的時間尺度上的取值近似為0，以去除上次電路特性對當前計算值的影響。
在實際應用中，可以設αAP，k(lAP，k)＝(θAP，k)^((nAP(lAP，k)-nAP(lAP，k-1))RTs)，其中，θAP，k是與第k對相鄰支路對電路特性有關的量，RTs為樣點之間的時間差值，一般非常小，接近於0。從αAP，k(lAP，k)＝(θAP，k)^((nAP(lAP，k)-nAP(lAP，k-1)RTs)公式中可以知道，當第k對相鄰支路對電路特性基本不變時，相鄰兩次落在第k對相鄰支路對的幅相校正窗口樣點的時間間隔應該不大，即(nAP(lAP，k)-nAP(lAP，k-1))RTs的值仍然非常小，則(θAP，k)^((nAP(lAP，k)-nAP(lAP，k-1))RTs)是一個小於1但是非常接近1的數。而如果第k對相鄰支路對電路特性變化較大時，相鄰兩次落在第k對相鄰支路對的幅相校正窗口樣點的時間間隔應該比較大，即(nAP(lAP，k)-nAP(lAP，k-1))RTs的值比較大，則(θAP，k)^((nAP(lAP，k)-nAP(lAP，k-1))RTs)是一個接近於0的正數。
在實際應用中，由於將αAP，k(lAP，k)直接用於α濾波進行計算比較複雜，則可以生成一個n(lAP，k)-n(lAP，k-1)到(θAP，k)^((nAP(lAP，k)-nAP(lAP，k-1))RTs)的轉換表。nAP(lAP，k)-nAP(lAP，k-1)的值可以利用計數器來得到，即計數器每隔RTs就加1，在需要計算新的功率累計值時，根據計數器記錄的nAP(lAP，k)-nAP(lAP，k-1)從轉換表中直接得到(θAP，k)^((nAP(lAP，k)-nAP(lAP，k-1))RTs)，並直接用於計算新的功率累計值，然後將計數器清零。
當然，在實際應用中，如果第k對相鄰支路對可以保證在電路幅相特性基本不變的時間尺度上都有足夠多的幅相校正信號樣點，則可以將αAP，k(lAP，k)事先設置為一個小於1且接近於1的值，從而減少計算量。
步驟3根據相鄰支路對的高增益支路的本次功率值迭代和、低增益支路的本次功率值迭代和，以及相鄰支路對的本次相關累計值來計算相鄰支路對的相對幅相校正係數。
相鄰支路對的相對幅相校正係數可以由以下公式表示rAP,k(lAP,K)=ak(lAP,k)exp(jbk(lAP,k))]]>=(Pk,L(lAP,k)Pk,H(lAP,k))1/2RAP,k*(lAP,k)|RAP,k(lAP,k)|]]>其中，rAP，k(lAP，k)表示第k對相鄰支路對的相對幅相校正係數，ak(lAP，k)表示第k對相鄰支路對之間的幅度差異，bk(lAP，k)表示第k對相鄰支路對之間的相位差異。根據前面的Pk，H(lAP，k)、Pk，L(lAP，k)和RAP，k(lAP，k)的計算公式，可以知道 表示了第k對相鄰支路對高增益支路相對於低增益支路的功率倍數，RAP，k(lAP，k)的復角度表示了第k對相鄰支路對高增益支路相對於低增益支路的相位提前量。由於功率之比為幅度之比的平方，所以將 乘到高增益支路信號上之後，高低增益支路的輸出信號的幅度就相同了。而將 乘到高增益支路信號上之後，高低增益支路的輸出信號的相位就相同了。所以，ak(lAP,k)=(Pk,L(lAP,k)Pk.H(lAP,k))1/2,]]>即第k對相鄰支路對之間的幅度差異可以根據高增益支路和低增益支路的功率累計值計算得到，而exp(jbk(lAP,k))=RAP,k*(lAP,k)|RAP,k(lAP,k)|,]]>即第k對相鄰支路對之間的相位差異可以根據互相關功率累計值及其共軛計算得到。
步驟4根據所有相鄰支路之間的相對幅相校正係數獲得全體幅相校正係數。
為了計算全體幅相校正係數，需要事先將某一條支路確定為參考支路，參考支路確定之後就是固定的，每次計算全體幅相校正係數都要使用這個支路作為參考支路。每次計算全體幅相校正係數時，參考支路的幅相校正係數都為1，保持不變。其餘支路都以該參考支路為標準來重新計算，得到新的幅相校正係數。
假設將第APREF條支路設置為參考支路，1≤APREF≤M，全體幅相校正係數的計算則可以用以下公式表示cAP,k=i=kAPREF-1rAP,j,k=1~APREF-1]]>CAP，APREF＝1cAP,k=i=APREFk-11rAP,i,k=APREF+1~M]]>其中，rAP，i表示第i對相鄰支路對的相對幅相校正係數，1≤i≤M-1。當k≤APREF-1時，第k條支路的幅相校正係數為第k對到第APREF-1對相鄰支路對的相對幅相校正係數的連乘積，即cAP,k=i=kAPREF-1rAP,j;]]>當k＝APREF時，第k條支路的幅相校正係數為1，即CAP，APREF＝1；當k≥APREF+1，時，第k條支路的幅相校正係數為第APREF對到第k-1對相鄰支路對的相對幅相校正係數的連乘積的倒數，即cAP,k=i=APREFk-11rAP,j.]]>也就是說，當第APREF條支路為參考支路時，只有第APREF條支路的信號在幅相校正前後維持不變，而其餘所有支路的經過幅相校正之後的信號將向參考支路靠攏。
在實際應用中，當某樣點落入多個相鄰支路對的幅相校正窗口中時，可以先只計算相對幅相校正係數，等到處理完所有的有樣點落入多個相鄰支路對幅相校正窗口的情況之後，才統一進行全體幅相校正係數的計算。比如當第n號樣點分別落入第2對相鄰支路對和第3對相鄰支路對的幅相校正窗口中時，首先根據第2對相鄰支路對的情況執行步驟2～步驟3，再根據第3對相鄰支路對的情況執行步驟2～步驟3，最後進行全體幅相校正係數的計算，得到全體支路的幅相校正係數cAP，k。
在實際應用中，接收機的各個支路之間可能具有時延誤差，在時延誤差超過一定限度之後，需要在幅相校正前對數字基帶信號進行時延校正。
本發明中，時延校正的關鍵在於計算濾波器係數，濾波器係數的計算方法包括以下步驟步驟1相鄰支路對對數字基帶信號的樣點進行篩選，確定進行時延校正計算的樣點。
與幅相校正係數的計算不一樣的是，為了提高時延校正的精度，一般使用的樣點是抽取之前的，即樣點間隔為Ts。
與幅相校正係數的計算一樣，在進行時延校正係數中，並不是任何一個樣點都適合用來進行計算時延校正係數。增益過大會使信號飽和，導致失真，過小則會受到噪聲的影響，也就是說，增益過大或者過小都會降低校正精度。同樣，本發明為每一對相鄰支路對設置了時延校正窗口，並規定只有落在時延校正窗口中的信號樣點才被選中來進行該相鄰支路對的相對時延校正計算。各相鄰支路對需要對輸入的信號樣點進行判別，只有滿足判別條件的信號樣點才能用來進行時延校正計算。該判別條件可以用以下公式表示-BCEk-WT,kPk(n)-BCEk-BCEk-WT,kPk(n-1)-BCEk......-BCEk-WT,kPk(n-L)-BCEk-BCEk-WT,k-GkPk+1(n)-BCEk-Gk-BCEk-WT,k-GkPk+1(n-1)-BCEk-Gk......-BCEk-WT,k-GkPk+1(n-L)-BCEk-Gk]]>其中，1≤k≤M-1，BCEk表示第k對相鄰支路對的包絡回退值，[-BCEk-WT，k，-BCEk)表示第k對相鄰支路對的高增益支路的時延校正窗口，[-BCEk-WT，k-ΔGk，-BCEk-ΔGk)表示第k對相鄰支路對的低增益支路的時延校正窗口。其中WT，k表示第k對相鄰支路對時延校正窗口寬度，WT，k最小可以取得接近0，最大可以取為無窮大。當WT，k取值為無窮大時，相當於只要第k支路不飽和就落在第k對相鄰支路對時延校正窗口內了。Pk(n)表示第k條支路的第n號樣點的功率大小，Pk(n-1)表示第k條支路的第n-1號樣點的功率大小，依次類推；同理，Pk+1(n)表示第k+1條支路的第n號樣點的功率大小，Pk+1(n-1)表示第k+1條支路的第n-1號樣點的功率大小，並依次類推。也就是說，只有當第k條支路上第n號樣點至第n-L號樣點同時落入第k對相鄰支路對的高增益支路的時延校正窗口中，而且第k+1條支路上的第n號樣點至第n-L號樣點也同時落入第k對相鄰支路對的低增益支路的時延校正窗口中時，這2L+2個樣點才用來作為計算第k對相鄰支路對之間的時延校正係數的樣點。
在實際應用中，時延校正窗口也可以用其它方法來設定，只要能夠篩選到適合用來進行時延校正計算的樣點即可。比如時延校正窗口還可以設置為-BCEk-WT,kPk(n)-BCEk-BCEk-WT,k-GkPk+1(n-L)-BCEk-Gk-BCEk-WT,k-GkPk+1(n-L+1)-BCEk-Gk......-BCEk-WT,k-GkPk+1(n)-BCEk-Gk-BCEk-WT,k-GkPk+1(n+1)-BCEk-Gk......-BCEk-WT,k-GkPk+1(n+L)-BCEk-Gk]]>即只有當第k條支路上第n號樣點落入第k對相鄰支路對的高增益支路的時延校正窗口中，第k+1條支路上的第n-L號樣點至第n+L號樣點落入第k對相鄰支路對的低增益支路的時延校正窗口中時，這2L+2個樣點值才用來計算時延校正。當然，如果選擇樣點的方法不一樣，計算相鄰支路對各樣點之間相關功率也會有相應的差異，但其原理是相似的。
步驟2根據相鄰支路對的上次時延互相關值迭代和以及本次時延互相關值計算相鄰支路對本次時延互相關值迭代和。
由於步驟1篩選出來的共有2L+2個樣點，其中，第k條支路有L+1個樣點，第k+1條支路也有對應的L+1樣點。所以，如果將第k條支路上所述的L+1樣點分別與第k+1條支路上所述的L+1樣點進行互相關計算，則可以得到2L+1個不同的互相關值迭代和。
第k對相鄰支路對之間的2L+1個互相關累計值的初始值，即上電或復位之後的值，都設置為0，即RT，k(0，-L)＝...＝RT，k(0，-1)＝RT，k(0，0)＝RT，k(0，1)＝...＝RT，k(0，L)＝0相鄰支路對之間的2L+1個互相關值迭代和的計算可以由以下的迭代公式表示為RT，k(lT，k，d)＝(1-αT，k(lT，k))ρT，k(lT，k，d)+αT，k(lT，k)RT，k(lT，k-1，d)d＝-L，-L+1，...，-1，0，1，...L-1，L其中，T表示時延校正，d表示時延差，lT，k表示第k對相鄰支路對互相關計算的次數，RT，k(lT，k，d)表示第k對相鄰支路對之間時延為d的第lT，k次或本次互相關值，RT，k(lT，k-1，d)表示相鄰支路對之間時延為d的第lT，k-1次或上次互相關值，ρT，k(lT，k，d)表示相鄰支路對的本次互相關值，αT，k(lT，k)表示第k對支路對α濾波上次值權重，簡稱為α係數。α係數的含義與幅相校正係數計算中的α係數含義相似，也可以採取類似的處理方法，此處不再贅述。從以上的公式可以知道，相鄰支路對的上次互相關值迭代和以及本次互相關值的加權平均值即為本次相鄰支路對的互相關值迭代和。
其中，相鄰支路對的本次互相關值可以表示為T,k(lT,k,d)=x~k(nT(lT,k)+d)x~k+1*(nT(lT,k))d=-L,...,-2,-1x~k(nT(lT,k))x~k+1*(nT(lT,k)-d)d=0,1,...,L-1,L]]>nT(lT，k)表示本次相鄰時延校正係數計算使用的樣點號。當d＝-L，...，-2，-1時， 表示第k條支路上的第n+d號樣點與第k+1條支路上第n號樣點之間的互相關值；當d＝0，1，...，L-1，L時， 表示第k條支路上的第n號樣點與第k+1條支路上第n-d號樣點之間的互相關值。
在實際應用中，相鄰支路對的本次互相關值還可以表示為T,k(lT,k,d)=1L+1+di=0L+dx~k(n(lT,k)-i+d)x~k+1*(n(lT,k)-i),d=-L,...,-2,-11L+1-di=0L-dx~k(n(lT,k)-i)x~k+1*(n(lT,k)-i-d),d=0,1,...,L-1,L]]>
這裡計算相鄰支路對的本次互相關功率的方法與前一種方法基本類似，所不同的是後一種方法比前一種方法有更好的精度，但是複雜度更高。因為前一種方法是將第k條支路上的某一個樣點與第k+1條支路上的某一個樣點進行互相關計算，而後一種方法是將第k條支路上的多個樣點與第k+1條支路上的多個樣點之間進行互相關計算，再將計算出來的值進行平均，作為相鄰支路對之間的互相關值。例如當d＝-L+2且L≥2時，本次互相關值可以表示為 也就是說，第k支路上的第n-L+2號、第n-L+1號、第n-L號分別與第k+1條支路上的第n號、第n-1號、第n-2號樣點分別進行互相關函數計算，再將其平均值作為該相鄰支路對時延為-L+2時的本次互相關值。
在實際應用中，還可能存在其它計算相鄰支路對之間互相關值的形式，只要可以表示相鄰支路對之間互相關的關係即可，此處不再一一列舉。
步驟3根據相鄰支路對本次時延互相關值迭代和獲得相鄰支路對之間的本次時延殘差。
這裡，第k對相鄰支路對之間的時延殘差是指第k條支路上的信號落後於第k+1條支路上的信號的時間。第k對相鄰支路對之間的時延殘差τk可以用下式計算k=Re{d=-LLdRT,k(lT,k,d)d=-LLRT,k,(lT,k,d)}]]>其中，RT，k(lT，k，d)表示第k對相鄰支路對第lT，k次即本次時延為d的互相關值，Re{}表示取實部運算。例如某相鄰支路對的高增益支路和低增益支路各篩選出4個樣點，對應為4個時刻，高低增益支路的同號樣點對應相同時刻。如果只有相鄰支路對之間時延值為2的相關函數計算值存在，其餘各樣點通過相關函數計算所得的值均為0，則k=Re{2RT,k(lT,k,2)RT,k(lT,k,2)}=2.]]>也就是說，高增益支路的第3個樣點和低增益支路的第1個樣點最相關，則可以認為高增益支路的第3個樣點和低增益支路的第1個樣點在分為多支路前其實為同一個樣點的可能性最大，只是由於相鄰支路對之間存在時延差異，使高增益支路的信號落後了低增益支路的信號時延值為2的時間。實際上，τk可以為整數，但是大多數情況下不是整數，而且可能為正數、負數或0。
步驟4根據相鄰支路對之間的本次時延殘差和上次相對時延校正係數確定相鄰支路之間的本次相對時延校正係數。
時延殘差τk其實就是相鄰支路對之間本次相對時延校正係數，但經過多次時延校正計算，相鄰支路對之間存在第lT，k-1次或上次相對時延校正係數。如果將相鄰支路對之間的本次相對時延殘差疊加到相鄰支路對之間的上次相對時延校正係數上，就可以很容易得到相鄰支路本次相對時延校正係數。相鄰支路本次相對時延校正係數rT，k(nT)可以用下式計算rT，k(nT)＝rT，k(nT-1)-τk其中，rT，k(nT-1)表示第k對相鄰支路對上次相對時延校正係數，rT，k(nT)表示第k對相鄰支路對本次相對時延校正係數。上面的式子是說，如果在將第k支路延時rT，k(nT-1)個樣點的情況下其輸出信號落後第k+1支路τk個樣點，應該將其延時調整為rT，k(nT-1)-τk個樣點，才能和第k+1支路信號在時間上對齊。需要注意的是，這裡nT和本發明中其它公式中nT(lT，k)含義不同，nT表示相對時延校正係數的更新次數，而nT(lT，k)表示與lT，k對應的樣點號。
根據步驟4中的分析可以知道，如果只考慮第k支路和第k+1支路間的時延關係，將第k支路信號再延時rT，k(nT)個樣點而第k+1支路信號不動，就可以和k+1支路信號對齊了。在實際應用中，rT，k(nT)可以為整數，但是大多數情況下不是整數，而且可能為正數、負數或0。
步驟5根據相鄰支路對之間的本次相對時延校正係數獲得全體時延校正係數。
當某相鄰支路對計算出新的相對時延校正係數之後，為了將M條支路的信號在時間上對齊，需要事先設定一條參考支路和時延目標值τnormal，並以參考支路為準，重新計算M條支路的時延校正係數，即全體時延校正係數。這裡，時延目標值是指用於時延校正的低通濾波器的群時延要求。
假設將第TREF條支路作為參考支路，將參考支路的群時延設定為τnormal，則參考支路的時延校正係數始終保持為0，而其它的支路則向參考支路靠攏。M路時延校正係數可以表示為cT,k=i=kTREF-1rT,i,k=1~TREF-1]]>CTREF＝0cT,k=-i=TREFk-1rT,i,k=TREF+1~M]]>需要注意的是，這裡的k並不表示第k對相鄰支路對，而是表示第k條支路。當k＝1～TREF-1時，第k條支路的時延校正係數就是從自身支路所在的相鄰支路對到參考支路所在的相鄰支路對相對校正係數之和。比如接收機共5條支路，第3條支路為參考支路，第1條和第2條支路為第1對相鄰支路對，並依此類推。那麼，如果第1對相鄰支路對的相對時延校正係數為0.1，第2對相鄰支路對的相對時延校正係數為0.2，則第1支路相對於參考支路的時延校正係數為0.3，第2條支路相對於參考支路的時延校正係數為0.2。當k＝TREF+1～M時，其方法與此類似，此處不再贅述。
步驟6根據全體時延校正係數和時延目標值獲得全體濾波器係數。
從步驟5可以知道，參考支路的低通濾波器群時延設置為τnormal，為了能夠將M條支路的信號在時間上對齊，則應該使第k支路的濾波器係數對應的群時延為τnormal+cT,k，其中，k＝1～M，然後再將濾波器係數配置給M個低通濾波器。
在實際應用中，如果相鄰支路對之間的時延殘差非常小，或者說未超過事先設定的時延門限值，則可以不計算時延校正係數。即使需要計算時延校正係數，雖然相鄰支路對的信號並沒有在時間上完全對齊，但只要不影響系統性能，可以定時或不定時地計算時延校正係數，而不需要頻繁地進行時延校正。
當接收機輸入信號經過幅相校正之後，需要根據切換策略選擇一路輸出信號。在實際應用中，M路選1路控制模塊根據切換策略來選擇輸出數字基帶信號支路的方法很多，比如可以採用以下的方法實現步驟X1M路選1路控制模塊根據校正前數字基帶信號確定1路增益最大但未飽和的支路，將其作為候補被選中支路。
如果存在包絡回退，M路選1路控制模塊判斷支路是否已經飽和的條件並不是判斷復包絡功率是否達到0dBFS，而是判斷是否達到-BCEkdBFS，如果達到，則判斷為已經飽和，否則，就判斷為未飽和。
步驟X2M路選1路控制模塊判斷前一次樣點是否由候補被選中支路的相鄰低增益支路輸出，而且本次樣點在候補被選中支路中的功率不低於遲滯低門限，如果是，則將候補被選中支路的相鄰低增益支路作為輸出本次樣點的被選中支路；否則，將候補被選中支路作為輸出本次樣點的被選中支路。
在相鄰支路的切換中，如果只設置-BCEkdBFS一個門限，由於候補被選中支路信號可能在-BCEkdBFS附近發生小幅度波動，容易造成在兩個相鄰支路之間頻繁切換，可能導致不連續，影響解調性能。所以，本發明中可以設置高低雙門限，即切換遲滯。也就是說，將-BCEkdBFS設置為遲滯高門限，將-(BCEk+HYSABk)dBFS設置為遲滯低門限。在已經確定第k條支路為不飽和的最大輸出支路的時候，如果第k+1條支路為輸出上次樣點的支路，則當第k條支本次樣點功率不低於-(BCEk+HYSABk)dBFS時，應該繼續將第k+1條支路作為本次樣點的輸出支路，否則從第k+1條支路切換到第k條支路。
方式實施例一圖11顯示了本實施例中接收機的基本結構示意圖。參見圖11，本實施例採用離線配置幅相校正係數的方法，即在接收機開始工作之前，先計算出M條支路的幅相校正係數初始值，再將其配置給幅相校正模塊1104，並且在接收機工作期間不再更改。這包括兩種情況，一種是在將接收機上電之前就將校正係數配置在接收機中，這種情況下配置的係數是掉電或者復位也不失去信息的；另一種是在接收機每次復位之後一次性的寫到接收機中，不掉電或者不復位就不失去信息，但是掉電或者復位之後信息會失去，所有每次上電或者復位之後都要做一次性寫入的操作。
圖18顯示了本實施例中計算幅相校正初始值方法的流程圖。如圖18所示，計算幅相校正初始值方法包括以下步驟步驟1801將各相鄰支路對中高增益支路的上次功率值迭代和、低增益支路的上次功率值迭代和、上次互相關值迭代和均設置為0。
在實際應用中，還可以先為各相鄰支路對設置相對幅相校正係數初始值，再根據相對幅相校正係數初值計算得到全體幅相校正係數，並配置給幅相校正模塊。然後以此為基礎，開始幅相校正係數的初始化過程，即開始計算真的幅相校正係數初始值。
步驟1802各相鄰支路對根據各自的幅相校正窗口對通過多支路校正前處理模塊處理後獲得的樣點進行篩選，確定用來進行本次相對幅相校正計算的樣點。
步驟1803各相鄰支路對根據自身高增益支路的上次功率值迭代和以及落入自身幅相校正窗口的本次樣點功率值計算自身高增益支路的本次功率值迭代和，根據自身低增益支路的上次功率值迭代和以及本次樣點功率值計算自身低增益支路的本次功率值迭代和，根據相鄰支路對的上次互相關值迭代和以及本次樣點互相關值計算相鄰支路對的本次互相關值的迭代和。
本實施例中，步驟1802和步驟1803與本發明中所述的幅相校正係數計算方法中的步驟1和步驟2相似，此處不再贅述。
步驟1804各相鄰支路對判斷樣點落入自身幅相校正窗口的次數是否達到預設值，如果達到，則執行步驟1805；否則，返回步驟1802。
在幅相校正係數計算方法中，利用lAP，k來記錄第k對相鄰支路對有樣點落入的次數。如果要得到理想的全體幅相校正係數，就需要每一對相鄰支路對都有相當多的樣點落入幅相校正窗口。至於每一對相鄰支路對中多少次有樣點落入幅相校正窗口，則需要根據實際的情況預先設置，即需要確定一個樣點落入幅相校正窗口的次數的預設值。當所有相鄰支路對的樣點落入幅相校正窗口次數達到預設值以後，才繼續進行步驟1805；否則，各相鄰支路對繼續等待合適的樣點。
這裡，需要注意的是，各相鄰支路對的lAP，k、Pk，H(lAP，k)、Pk，L(lAP，k)和RAP，k(lAP，k)在上電或者復位之後的初始值為0，但每次有某個樣點落入某相鄰支路對的幅相校正窗口中，lAP，k就增加1，相應地Pk，H(lAP，k)、Pk，L(lAP，k)和RAP，k(lAP，k)就將被更新，而且作為上次功率值迭代和來計算下一次有樣點落入時的新的Pk，H(lAP，k)、Pk，L(lAP，k)和RAP，k(lAP，k)值。也就是說，在幅相校正係數初始值的過程中，Pk，H(lAP，k)、Pk，L(lAP，k)和RAP，k(lAP，k)的值將不會清0。
實際上，除非下一次復位，Pk，H(lAP，k)、Pk，L(lAP，k)和RAP，k(lAP，k)的值以及lAP，k的值都不會被清零，在工作期開始後會將初始化得到的這些值作為初值。
步驟1805各相鄰支路對根據自身高增益支路的本次功率值迭代和、低增益支路的本次功率值迭代和，以及相鄰支路對的本次相關值迭代和來計算自身相鄰支路對的相對幅相校正係數。
在實際應用中，各個相鄰支路對可以同時根據信號樣點計算相對幅相校正係數，即輸入信號並不針對某一個相鄰支路對，而是在各個支路的動態範圍之間變化，而各個相鄰支路對同時進行步驟1802～步驟1805，直到完成所有的相鄰支路對的相對幅相校正係數計算；各個相鄰支路對也可以分時計算相對幅相校正係數，也就是說，將輸入信號的功率控制到剛好落入某一個相鄰支路對的幅相校正窗口中，等該相鄰支路對的相對幅相校正係數計算完成之後，再將輸入信號的功率控制到剛好落入另一個相鄰支路對的幅相校正窗口中，計算另外一個相鄰支路對的相對幅相校正係數，並重複此過程，直到完成所有的相鄰支路對的相對幅相校正係數計算。
步驟1806根據所有相鄰支路對之間的相對幅相校正係數獲得M個幅相校正係數。
本實施例中，步驟1805和步驟1806與幅相校正係數計算方法中的步驟3和步驟4相同，此處不再贅述。
步驟1807將M個幅相校正係數配置給幅相校正模塊。
當將幅相校正係數初始值配置給幅相校正模塊以後，接收機就可以從天線接收無線信號了，並且在之後都不更改。這裡，所述的將全體幅相校正係數配置給幅相校正模塊其實就是將全體幅相校正係數寫入幅相校正模塊內的M個幅相校正係數對應的寄存器中。
本實施例中假設使用離線配置方式，如果接收機有校正信號注入模塊，那麼用於離線配置幅相校正係數初始值的輸入信號就可以是校正信號，或者可以直接從天線輸入端注入適合於用作校正的信號；如果接收機沒有校正信號注入模塊，那麼用於離線配置幅相校正係數初始值的輸入信號可以是直接從天線輸入端注入適合於用作校正的信號。
當然，在實際應用中，如果採用在線配置幅相校正係數初始值，則輸入信號就可以是接收機輸入信號或者校正信號。
本實施例中，當為接收機配置了幅相校正係數初值之後，就可以開始接收無線信號，並將其處理為bit流輸出。
圖19顯示了本實施例實現接收無線信號方法的流程圖。如圖19所示，本實施例實現接收無線信號的方法包括以下步驟步驟1901含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收通道模塊將接收機輸入信號進行放大和模擬IQ解調等處理，獲得模擬基帶信號，並輸出給M個雙通道固定增益支路模塊。
在實際應用中，含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收通道模塊還可能對接收機輸入信號進行混頻和濾波等處理。
步驟1902M個雙通道固定增益支路模塊將輸入的模擬基帶信號進行梯級增益處理，並輸出給M個雙通道模擬到數字轉換器。
步驟1903M個雙通道模擬到數字轉換器將M路模擬基帶信號進行採樣處理，獲得M路數字基帶信號並分別輸出給M個幅相校正乘法器和M路選1路控制模塊。
步驟1904M個幅相校正乘法器根據事先保存的幅相校正係數，將輸入的M路數字基帶信號進行幅相校正處理，並輸出給M路選1路模塊；M路選1路控制模塊根據切換策略選擇輸出當前樣點的支路，並通過切換控制信號將支路號通知給M路選1路模塊。
本步驟中，輸入給M個幅相校正乘法器的M個幅相校正係數就是本實施例中事先通過離線配置的方式配置給幅相校正模塊1104的M個幅相校正係數初始值。
步驟1905M路選1路模塊根據切換控制信號從經過幅相校正後的M路數字基帶信號中選擇一路輸出給數字接收通道後段。
步驟1906數字接收通道後段對輸入的數字基帶信號進行進一步的數字處理，並輸出bit流。
方法實施例二圖12顯示了本實施例中接收機的基本結構示意圖。參見圖12，本實施例採用在線配置幅相校正係數的方法，即接收機上電復位時，幅相校正係數計算模塊計算出M條支路的幅相校正係數初始值，將其配置給幅相校正模塊1205。之後，幅相校正係數計算模塊繼續計算M條支路新的幅相校正係數，並將新的幅相校正係數重新配置給幅相校正模塊1205。
至於M條支路的幅相校正係數初始值的計算和配置過程與方法實施例一中的方法相似，此處不再贅述。
圖20顯示了本實施例實現接收無線信號方法的流程圖。如圖20所示，當幅相校正模塊配置了幅相校正係數初始值之後，本實施例實現接收無線信號方法包括以下步驟
步驟2001含模擬IQ解調功能的固定增益支路模塊將接收機輸入信號進行梯級增益處理和模擬IQ解調處理，獲得M路模擬基帶信號，並輸出給M個雙通道模擬到數字轉換器。
步驟2002M個雙通道模擬到數字轉換器將模擬基帶信號進行採樣處理，獲得並輸出數字基帶信號給M個抽取濾波器模塊。
步驟2003M個抽取濾波器模塊將輸入的數字基帶信號進行低通濾波和抽取處理，並輸出給幅相校正前饋環時延補償模塊、幅相校正係數計算模塊和M路選1路控制模塊。
步驟2004M路選1路控制模塊根據切換策略確定輸出本次樣點的支路號，產生攜帶有該支路號信息的切換控制信號和表示是否發生切換的切換標誌信號，並將切換控制信號輸出給切換前饋環時延補償模塊，將切換標誌信號輸出給幅相校正係數計算模塊。
本步驟中，M路選1路控制模塊根據切換策略可以知道輸出本次樣點支路號和輸出上次樣點的支路號是否相同，並由此產生切換控制信號和切換標誌信號。如果M路選1路控制模塊發現應該輸出n號樣點的支路與輸出n-1號樣點的支路相同，則切換控制信號中的支路號仍然與輸出n-1號樣點的支路號相同，切換標誌信號指示當前樣點不需要切換；否則，切換控制信號中的支路號將為新的支路號，切換標誌信號指示當前樣點需要切換。比如可以將切換標誌信號設計為一個1bit的信號。如果當前樣點需要切換，則切換標誌信號為1；否則，切換標誌信號為0。
步驟2005幅相校正係數計算模塊進行校正信號的篩選和計算，並根據切換標誌信號和幅相校正係數最新值判斷是否將計算出來的幅相校正係數最新值配置給幅相校正模塊，如果是，則將幅相校正係數最新值配置給幅相校正模塊；否則，不作配置。
幅相校正係數計算模塊計算新的幅相校正係數的方法與計算幅相校正係數初始值的方法基本相似，只是每次有合適的樣點落入校正窗口時都直接根據已經存在的上次功率值迭代和以及本次樣點功率值計算新的幅相校正係數。計算幅相校正係數最新值方法的步驟為Y1、幅相校正係數計算模塊通過各相鄰支路對的幅相校正窗口，對輸入樣點進行篩選，確定用來進行本次相對幅相校正計算的樣點；Y2、各相鄰支路對根據自身高增益支路的上次功率值迭代和以及落入自身幅相校正窗口的本次樣點功率計算自身高增益支路的本次功率值迭代和，根據自身低增益支路的上次功率值迭代和以及本次樣點功率值計算自身低增益支路的本次功率值迭代和，根據相鄰支路對的上次互相關值迭代和以及本次樣點互相關值計算本次相鄰支路對的互相關值迭代和；Y3、各相鄰支路對根據自身高增益支路的本次功率值迭代和、低增益支路的本次功率值迭代和，以及相鄰支路對的本次相關值迭代和來計算自身相鄰支路對的相對幅相校正係數；Y4、幅相校正係數計算模塊根據所有相鄰支路對的相對幅相校正係數獲得全體幅相校正係數最新值。
在實際應用中，輸入幅相校正係數計算模塊的信號可以是未經過幅相校正的M路數字基帶信號，也可以是已經經過幅相校正的M路數字基帶信號。不管是經過幅相校正前的信號，還是幅相校正後的信號，幅相校正係數計算的方法都基本相似，其區別在於如果是幅相校正後信號的樣點，則需要在計算之前去除原來幅相校正係數的影響，即先將經過幅相校正的M路數字基帶信號除以原來的幅相校正係數，恢復為經過幅相校正之前的M路數字基帶信號，然後再進行幅相校正係數計算；或者直接用已經經過幅相校正的M路數字基帶信號的樣點進行計算，最後將計算出來的幅相校正係數乘以原來的幅相校正係數，獲得真正的幅相校正係數的最新值。
本步驟中，所述幅相校正係數計算模塊判斷是否需要將幅相校正係數最新值配置給幅相校正模塊的方法為當幅相校正係數計算模塊接收到M路選1路控制模塊輸入的當前樣點的切換標誌信號時，幅相校正係數計算模塊根據切換標誌信號判斷是否當前樣點是否有切換，如果有切換，幅相校正係數計算模塊再判斷在上一次給幅相校正模塊配置過幅相校正係數後是否計算過新的幅相校正係數，如果有，則將幅相校正係數最新值配置給幅相校正模塊。相反地，如果切換標誌信號指示當前樣點不需要切換，或者幅相校正係數計算模塊在上一次給幅相校正模塊配置過幅相校正係數後還沒有計算過新的幅相校正係數，則幅相校正係數就不需要更新。
在實際應用中，如果M路選1路控制模塊向幅相校正係數計算模塊發送的切換標誌信號指示當前樣點需要切換，那麼，不管是否計算出新的幅相校正係數，幅相校正係數計算模塊也可以向幅相校正模塊配置幅相校正係數。該幅相校正係數有可能是在上次配置給幅相校正模塊之後新計算出來的幅相係數最新值，也可能就是上次的幅相校正係數，即只是將原來的係數值重新配置了一次，並不會改變幅相校正模塊幅相校正係數的值。
另外，在實際應用中，M路選1路控制模塊也可以定時將幅相校正係數新值配置給M個幅相校正乘法器，而不管是否需要從一條支路切換到另外一條支路。
步驟2006幅相校正前饋環時延補償模塊將經過時延補償處理的M路數字基帶信號輸出給幅相校正乘法器。
本實施例中，幅相校正前饋環時延補償模塊、幅相校正係數計算模塊、M路選1路控制模塊其實是同時對輸入的數字基帶信號進行處理。比如當前處理的樣點為n號樣點，幅相校正係數計算模塊根據n號樣點計算幅相校正係數，M路選1路控制模塊根據切換策略確定輸出當前樣點的支路，並產生切換控制信號和切換標誌信號。如果需要從一條支路切換到另外一個支路，M路選1路控制模塊則向幅相校正係數計算模塊發送的切換標誌信號會指示當前樣點需要切換，而且幅相校正係數計算模塊在上一次給幅相校正模塊配置過幅相校正係數後計算過新的幅相校正係數，則幅相校正係數計算模塊立即將計算出來的新的幅相校正係數配置給幅相校正模塊。與此同時，n號樣點在經過幅相校正前饋環時延補償模塊後，在幅相校正係數配置的同時輸出給M個幅相校正乘法器，M個幅相校正乘法器就根據新配置的幅相校正係數來對n號樣點進行幅度和相位校正，再輸出給M路選1路模塊。
步驟2007M個幅相校正乘法器根據幅相校正係數最新值對輸入的M路數字基帶信號進行幅度和相位校正，再輸出給M路選1路模塊。
本實施例中，M個幅相校正乘法器將根據最新配置給幅相校正模塊中的幅相校正係數對M路數字基帶信號進行校正，也就是說，在第一次在線計算出幅相校正係數新值之前，M個幅相校正乘法器是根據幅相校正初始值進行校正的。之後，都是根據步驟2005配置給幅相校正模塊的幅相校正係數最新值來進行校正的。
步驟2008M路選1路模塊根據通過切換前饋環時延補償模塊進行時延補償的切換控制信號，從輸入的經過校正的M路數字基帶信號中選擇1路輸出給數字接收通道後段。
步驟2009數字接收通道後段將接收到的數字基帶信號進行進一步的數字處理，輸出bit流。
方法實施例三圖13顯示了本實施例中接收機的基本結構示意圖。參見圖13，本實施中的接收機與方法實施例二中所應用的接收機基本相似，其區別在於本實施例的各支路具有時延誤差，需要利用時延校正模塊對信號進行時延校正。另外，本實施例中在處理模擬信號中不含有模擬IQ解調功能，而是由數字IQ解調部分來進行IQ解調處理。本實施例中的時延校正是利用了數字IQ解調部分中的M個低通濾波器模快來實現，即將數字IQ解調部分、時延校正係數計算模塊和濾波器係數計算模塊構成了時延校正模塊。當然，在實際應用也可以不利用數字IQ解調部分中的M個低通濾波器模快來實現時延校正，而是另外增加M個低通濾波器模快來實現時延校正。
本實施例中，當接收機需要進行初始化時，需要先將校正信號注入模塊中開關打到觸點2，利用校正信號注入模塊產生的校正信號進行幅相校正係數計算和濾波器係數計算，並將計算出來的幅相校正係數初始值和濾波器係數初始值分別配置給幅相校正模塊和M個低通濾波器，然後再將校正信號注入模塊中開關打到觸點1，準備從天線接收輸入信號。
本實施例中幅相校正係數初始值的計算方法與方法實施例一中的幅相校正係數初始值的計算方法相同，此處不再贅述。
圖21顯示了本實施例進行濾波器係數初始值計算方法的流程圖。如圖21所示，本實施例進行濾波器係數初始值計算方法包括以下步驟步驟2101根據各相鄰支路對事先設置的相對時延校正係數初值，獲得全體時延校正係數，再根據全體時延校正係數獲得全體濾波器係數，並分別配置給M個低通濾波器。
步驟2102將各相鄰支路對的所有上次互相關值的迭代和和上次相對時延校正係數設置為0。
步驟2103各相鄰支路對通過各自的時延校正窗口，對輸入信號經過多支路校正前處理模塊處理得到的樣點進行篩選，確定用來進行本次時延校正計算的樣點。
步驟2104各相鄰支路對根據各自的上次時延互相關值迭代和以及本次時延互相關值計算本次時延互相關值迭代和。
步驟2105各相鄰支路對根據各自的本次時延互相關值迭代和分別獲得各相鄰支路對的本次時延殘差，並根據自身本次時延殘差和上次相對時延校正係數確定各相鄰支路對的本次相對時延校正係數。
步驟2106各相鄰支路對判斷樣點落入時延校正窗口的次數是否達到預設值，如果達到，則執行步驟2107；否則，返回步驟2103。
與計算幅相校正係數初值時一樣，只有大量樣點落入時延校正窗口後計算出來的時延校正係數才比較可靠。所以，這裡預先設置了落入校正窗口的次數，至於該預設值的大小則根據實際情況確定。
本實施例中，所有的相鄰支路對可以同時根據輸入信號進行相對時延校正係數的計算，即同時執行步驟2102～步驟2106，只有所有的相鄰支路對都有足夠的樣點落入校正窗口中，計算出所有相鄰支路對的相對時延校正係數以後，才開始執行步驟2107。在實際應用中，也可以先將校正信號的功率控制在某一個相鄰支路對的時延校正窗口中，集中對該相鄰支路對進行相對時延校正係數的計算，再依次計算其它的相鄰支路對，然後才開始執行步驟2107。
步驟2107各個相鄰支路根據本次相對時延校正係數獲得全體時延校正係數，並根據全體時延校正係數和事先設置的時延目標值獲得濾波器係數初始值，並分別配置給M個低通濾波器。
與計算幅相校正係數初始值一樣，在實際應用中，計算濾波器係數初始值的輸入信號可以是離線配置濾波器係數初始值的輸入信號，還可以是接收機輸入信號，其應用環境與方法實施一中所述的計算幅相校正係數初始值相同，此處不再贅述。
本實施例中，當接收機配置了幅相校正係數初始值和濾波器係數初始值之後，接收機就可以開始工作，接收無線信號，輸出bit流。
圖22顯示了本實施例實現接收無線信號方法的流程圖。如圖22所示，本實施例實現接收無線信號的方法包括以下步驟步驟2201校正信號注入模塊將接收機輸入信號傳輸給M個單通道固定增益支路模塊，M個單通道固定增益支路模塊將接收機輸入信號進行梯級增益處理，並輸出給M個單通道模擬到數字轉換器。
步驟2202M個單通道模擬到數字轉換器和數字下變頻部分將信號分別進行採樣處理和下變頻處理，獲得數字IQ信號，並輸出給M個低通濾波器模塊。
步驟2203M個低通濾波器模塊將數字IQ信號進行低通濾波，並根據濾波器係數進行時延校正，獲得數字基帶信號，再輸出給M個抽取模塊和時延校正係數計算模塊；時延校正係數計算模塊根據輸入的數字基帶信號計算時延校正係數，並將新的時延校正係數發送給濾波器係數計算模塊計算濾波器係數新值，並配置給M個低通濾波器模塊。
本步驟2203的目的是計算新的濾波器係數，其方法與計算濾波器係數初始值的方法相似，其區別在於，計算濾波器係數新值時，將直接在濾波器係數初始值基礎上開始進行，而且也無需判斷樣點落入時延校正窗口的次數是否達到預設值。計算濾波器係數新值的方法包括以下步驟H1、時延校正係數計算模塊通過各相鄰支路對的時延校正窗口，對輸入的樣點進行篩選，確定用來進行本次時延校正計算的本次樣點；H2、時延校正係數計算模塊根據各相鄰支路對的上次時延互相關值迭代和以及本次時延互相關值計算各相鄰支路對的本次時延互相關值迭代和；H3、時延校正係數計算模塊根據各相鄰支路對的互相關值迭代和分別獲得各相鄰支路對的本次時延殘差，並根據本次時延殘差和上次相對時延校正係數確定各相鄰支路對的本次相對時延校正係數；H4、時延校正係數計算模塊根據各相鄰支路對本次相對時延校正係數獲得全體時延校正係數，並將全體時延校正係數發送給濾波器係數計算模塊；H5、濾波器係數計算模塊根據全體時延校正係數和事先設置的時延目標值獲得濾波器係數最新值。
步驟2204～步驟2211與方法實施例二中的步驟2003～步驟2009相似，只是步驟2205不再進行濾波處理，只進行抽取處理即可，此處不再贅述。
在實際應用中，如果接收機的結構如圖16所示，其接收無線信號的方法與本實施例相似，其區別僅僅在於接收機輸入信號先在模擬信號處理階段中進行了IQ解調，再進行數字採樣，得到數字基帶信號，然後利用專門的時延校正模塊進行時延校正。由於其方法與本實施例類似，此處不再贅述。
另外，如果接收機中包括直流與IQ平衡校正模塊，則需要將從多支路校正前處理模塊中輸出的數字基帶信號先進行直流與IQ平衡校正處理，去除由電路引入的誤差，即去除電路引入的I路和Q路信號中的直流誤差，以及I路Q路之間的幅度和相位的誤差。然後，再進行時延校正和幅相校正等處理過程。
應用本發明方案，可以在各個支路上各自將信號形式為模擬帶通信號的接收機輸入信號先轉換為數字基帶信號，再經過幅相校正，將各支路間的數字基帶信號在幅度和相位上對齊。如果接收機的支路有不可忽略的時延誤差，則需要在幅相校正之前將數字基帶信號先進行時延校正，使各支路的信號樣點在時間對齊。之後，再進行幅相校正，將數字基帶信號在幅度和相位上對齊。這樣，本發明就可以實現逐點切換，達到提高解調性能、增加非同時動態範圍的目的。
在實際應用中，多支路校正前處理中如何獲取數字基帶信號；幅相校正係數初始值是採用離線配置方法，還是採用在線配置方法；是否需要對信號進行抽取；是否需要在接收機工作過程中進行時延補償；是否需要對幅相校正前的信號進行時延校正；時延校正係數是採用離線配置方法，還是採用在線配置方法；是否進行直流與IQ平衡校正處理；是否利用校正信號進行時延和幅相的校正等都與實際情況相關，可以產生不同的組合，這裡就不再一一列舉這些情況的組合所能組成接受無線信號的方法。
綜上所述，以上僅為本發明的較佳實施例而已，並非用於限定本發明的保護範圍。凡在本發明的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發明的保護範圍之內。
權利要求
1.一種接收機，至少包括多支路校正前處理模塊和數字接收通道後段，其特徵在於，該接收機進一步包括多支路校正與切換模塊，用於將由多支路校正前處理模塊輸入的M路數字基帶信號進行幅度和相位校正，並根據切換策略選擇一路輸出給數字接收通道後段。
2.根據權利要求1所述的接收機，其特徵在於，所述多支路校正與切換模塊包括幅相校正模塊，用於根據由多支路校正前處理模塊輸入的M路數字基帶信號和自身中的幅相校正係數來獲得校正後的M路數字基帶信號，並輸出給M路選1路模塊；M路選1路控制模塊，用於根據由多支路校正前處理模塊輸入的M路數字基帶信號和切換策略產生攜帶有支路號信息的切換控制信號，並將切換控制信號輸出給M路選1路模塊；M路選1路模塊，用於根據由M路選1路控制模塊輸入的切換控制信號，從幅相校正模塊輸入的M路數字基帶信號中選擇一路，並輸出給數字接收通道後段。
3.根據權利要求2所述的接收機，其特徵在於，所述多支路校正與切換模塊進一步包括幅相校正係數計算模塊，用於將由多支路校正前處理模塊或幅相校正模塊輸入的M路數字基帶信號進行幅相校正係數的計算，並根據M路選1路控制模塊輸入的切換標誌信號將計算出來的幅相校正係數輸出給幅相校正模塊；所述M路選1路控制模塊進一步用於根據由多支路校正前處理模塊輸入的M路數字基帶信號和切換策略產生切換標誌信號，並輸出給幅相校正係數計算模塊。
4.根據權利要求3所述的接收機，其特徵在於，所述多支路校正與切換模塊進一步包括M個幅相校正前饋環時延補償模塊，用於將由多支路校正前處理模塊輸入的M路數字基帶信號進行時延補償，並輸出給幅相校正模塊；或者，用於將由幅相校正係數計算模塊輸入的幅相校正係數進行時延補償，並輸出給幅相校正模塊。
5.根據權利要求2所述的接收機，其特徵在於，所述多支路校正與切換模塊進一步包括切換前饋環時延補償模塊，用於將由M路選1路控制模塊輸入的切換控制信號進行時延補償，並輸出給M路選1路模塊；或者，用於將由多支路校正前處理模塊輸入的M路數字基帶信號進行時延補償，並輸出給幅相校正模塊；或者，用於將由幅相校正模塊輸入的經過幅相校正的M路數字基帶信號進行時延補償，並輸出給M路選1路模塊。
6.根據權利要求2所述的接收機，其特徵在於，所述接收機進一步包括抽取濾波器，用於將由多支路校正前處理模塊輸入的M路數字基帶信號進行低通濾波和抽取處理，並輸出給幅相校正模塊。
7.根據權利要求1所述的接收機，其特徵在於，所述多支路校正前處理模塊至少包括含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收通道模塊，用於將接收機輸入信號進行含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收處理，獲得模擬基帶信號，再輸出給M個雙通道固定增益支路模塊；M個雙通道固定增益支路模塊，用於將由含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收通道模塊輸入的M路模擬基帶信號進行梯級增益處理，並輸出給M個雙通道模擬到數字轉換器；M個雙通道模擬到數字轉換器，用於將由M個雙通道固定增益支路模塊輸入的模擬基帶信號進行採樣處理，轉換為數字基帶信號，並輸出給多支路校正與切換模塊。
8.根據權利要求1所述的接收機，其特徵在於，所述多支路校正前處理模塊至少包括M個含模擬IQ解調功能的固定增益支路模塊，用於將接收機輸入信號進行梯級增益處理和模擬IQ解調處理，獲得模擬基帶信號，並輸出給M個雙通道模擬到數字轉換器；M個雙通道模擬到數字轉換器，用於將從M個含模擬IQ解調功能的固定增益支路模塊輸入的模擬基帶信號進行採樣處理，轉換為數字基帶信號，並輸出給多支路校正與切換模塊。
9.根據權利要求8所述的接收機，其特徵在於，所述多支路校正前處理模塊進一步包括不含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收通道模塊，用於將接收機輸入信號進行不含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收處理，並輸出給M個含模擬IQ解調功能的固定增益支路模塊。
10.根據權利要求7至9任一項所述的接收機，其特徵在於，該接收機進一步包括時延校正模塊，用於根據由M個雙通道模擬到數字轉換器輸入的M路數字基帶信號進行時延校正處理，並輸出給多支路校正與切換模塊。
11.根據權利要求10所述的接收機，其特徵在於，所述時延校正模塊包括M個低通濾波器模塊，用於根據由濾波器係數計算模塊輸入的濾波器係數，將由M個雙通道模擬到數字轉換器輸入的數字基帶信號進行低通濾波和時延處理，並輸出給多支路校正與切換模塊和時延校正係數計算模塊；時延校正係數計算模塊，用於根據由M個低通濾波器模塊輸入的數字基帶信號計算時延校正係數，並將時延校正係數輸出給濾波器係數計算模塊；濾波器係數計算模塊，根據由時延校正係數計算模塊輸入的時延校正係數得到濾波器係數，並輸出給M個低通濾波器模塊。
12.根據權利要求11所述的接收機，其特徵在於，所述時延校正模塊進一步包括M個直流與IQ平衡校正模塊，用於將由M個雙通道模擬到數字轉換器輸入的數字基帶信號進行直流與IQ平衡校正處理，並輸出給M個低通濾波器模塊。
13.根據權利要求11所述的接收機，其特徵在於，該接收機進一步包括M個抽取模塊，用於將由M個低通濾波器模塊輸入的M路數字基帶信號進行抽取處理，並輸出給多支路校正與切換模塊。
14.根據權利要求1所述的接收機，其特徵在於，所述多支路校正前處理模塊至少包括M個單通道固定增益支路模塊，用於將接收機輸入信號進行梯級增益處理，並輸出給M個單通道模擬到數字轉換器；M個單通道模擬到數字轉換器，用於將由M個單通道固定增益支路模塊輸入的模擬帶通信號進行採樣處理，轉換為數字帶通信號，並輸出給數字IQ解調部分；數字IQ解調部分，用於將由M個單通道模擬到數字轉換器輸入的數字帶通信號進行數字IQ解調處理和低通濾波處理，獲得數字基帶信號，並輸出給多支路校正與切換模塊。
15.根據權利要求14所述的接收機，其特徵在於，所述多支路校正前處理模塊進一步包括不含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收通道模塊，用於將接收機輸入信號進行不含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收處理，並輸出給M個單通道固定增益支路模塊。
16.根據權利要求14或15所述的接收機，其特徵在於，該接收機進一步包括M個抽取模塊，用於將由數字IQ解調部分輸入的M路數字基帶信號進行抽取處理，並輸出給多支路校正與切換模塊。
17.根據權利要求16所述的接收機，其特徵在於，所述數字IQ解調部分包括數字下變頻模塊，用於將由M個單通道模擬到數字轉換器輸入的數字帶通信號進行下變頻處理，獲得數字IQ信號，並輸出給M個低通濾波器模塊；M個低通濾波器模塊，用於將由數字下變頻模塊輸入的數字IQ信號進行低通濾波處理，獲得數字基帶信號，並輸出給多支路校正與切換模塊；或者，所述數字IQ解調部分包括M個單邊帶通濾波器模塊，用於將由M個單通道模擬到數字轉換器輸入的數字帶通信號進行單邊帶通濾波處理，並輸出給數字下變頻模塊；數字下變頻模塊，用於將由M個單邊帶通濾波器模塊輸入的數字帶通信號進行下變頻處理，獲得數字基帶信號，並輸出給多支路校正與切換模塊。
18.根據權利要求17所述的接收機，其特徵在於，所述數字IQ解調部分進一步包括時延校正係數計算模塊，用於根據由M個低通濾波器模塊輸入的數字基帶信號計算時延校正係數，並將時延校正係數輸出給濾波器係數計算模塊；濾波器係數計算模塊，用於根據由時延校正係數計算模塊輸入的時延校正係數得到濾波器係數，並輸出給所述M個低通濾波器模塊。
19.根據權利要求1所述的接收機，其特徵在於，該接收機進一步包括校正信號注入模塊，用於將接收機輸入信號或自身產生的校正信號輸出給多支路校正前處理模塊。
20.根據權利要求19所述的接收機，其特徵在於，所述校正信號注入模塊包括開關模塊，用於將接收機輸入信號或校正信號產生模塊生成的校正信號輸出給多支路校正前處理模塊；校正信號產生模塊，用於生成校正信號，並輸出給開關模塊。
21.根據權利要求19所述的接收機，其特徵在於，所述校正信號注入模塊包括開關模塊，用於將接收機輸入信號或校正信號轉換模塊生成的校正信號輸出給多支路校正前處理模塊；校正信號轉換模塊，用於將來自發射機的信號轉換為校正信號，並輸出給開關模塊。
22.一種無線信號接收方法，其特徵在於，該方法包括以下步驟A、將接收機的輸入信號經過多支路校正前處理，獲得M路未經過幅相校正的數字基帶信號；B、對未經過幅相校正的M路數字基帶信號進行幅度和相位校正，再根據切換策略選擇一路幅相校正後的數字基帶信號；C、將所選擇的數字基帶信號進行數字處理，獲得比特流。
23.根據權利要求22所述的方法，所述步驟B為根據獲得的M個幅相校正係數分別將未經過幅相校正的M路數字基帶信號進行幅度和相位校正，再根據產生的切換控制信號從幅相校正後的M路數字基帶信號中選擇一路；所述切換控制信號產生的方法為根據切換策略從未經過幅相校正的M路數字基帶信號中確定一路作為被選中支路，產生攜帶有被選中支路所對應支路號的切換控制信號。
24.根據權利要求23所述的方法，其特徵在於，所述M個幅相校正係數的獲取方法為根據幅相校正係數計算方法獲得M個幅相校正係數。
25.根據權利要求24所述的方法，其特徵在於，步驟B所述對未經過幅相校正的M路數字基帶信號進行幅度和相位校正之前，步驟B進一步包括將未經過幅相校正的M路數字基帶信號進行幅相校正前饋環時延補償；或者，步驟B所述獲得M個幅相校正係數之後，步驟B進一步包括將獲得的M個幅相校正係數進行幅相校正前饋環時延補償。
26.根據權利要求24所述的方法，其特徵在於，步驟B所述產生切換控制信號之後，所述切換控制信號產生的方法進一步包括將產生的切換控制信號進行切換前饋環時延補償；步驟B所述將未經過幅相校正的M路數字基帶信號進行幅度和相位校正之前，步驟B進一步包括將未經過幅相校正的M路數字基帶信號進行切換前饋環時延補償；步驟B所述進行幅度和相位校正和從幅相校正後的M路數字基帶信號中選擇一路之間進一步包括將經過幅相校正的M路數字基帶信號進行切換前饋環時延補償。
27.根據權利要求24至26任一項所述的方法，其特徵在於，所述幅相校正係數計算方法為X1、各相鄰支路對通過自身幅相校正窗口，對輸入信號經過多支路校正前處理或幅相校正處理後獲得的樣點進行篩選，確定用來進行本次相對幅相校正係數計算的樣點；X2、各相鄰支路對根據自身高增益支路上次功率值迭代和以及落入自身幅相校正窗口的高增益支路本次樣點功率值計算自身高增益支路的本次功率值迭代和，根據自身低增益支路的上次功率值迭代和以及低增益支路本次樣點功率值計算自身低增益支路的本次功率值迭代和，根據相鄰支路對的上次互相關值迭代和以及相鄰支路對本次樣點互相關值計算相鄰支路對的本次互相關值迭代和；X3、各相鄰支路對根據自身高增益支路的本次功率值迭代和、低增益支路的本次功率值迭代和，以及相鄰支路對的本次互相關值迭代和計算各相鄰支路對自身的相對幅相校正係數；X4、根據所有相鄰支路對的相對幅相校正係數獲得M個幅相校正係數。
28.根據權利要求27所述的方法，其特徵在於，所述幅相校正係數為幅相校正初始值；步驟X1所述輸入信號為用於離線配置幅相校正係數初始值的輸入信號或接收機輸入信號；所述步驟X2和步驟X3之間進一步包括各相鄰支路對判斷樣點落入自身幅相校正窗口的次數是否達到預設值，如果是，則執行步驟X3；否則，返回步驟X1。
29.根據權利要求27所述的方法，其特徵在於，所述幅相校正係數為幅相校正係數最新值；步驟X1所述輸入信號為校正信號或接收機輸入信號；步驟B所述產生切換控制信號之後進一步包括根據被選中支路情況產生切換標誌信號，並根據切換標誌信號將計算出來的M個幅相校正係數最新值配置為當前的M個幅相校正係數。
30.根據權利要求22所述的方法，其特徵在於，所述切換策略為S1、從進行幅度和相位校正前的M路數字基帶信號中確定一路增益最大但未飽和的支路，將其作為候補被選中支路；S2、判斷上次M路選一路模塊的輸出樣點是否由候補被選中支路的相鄰低增益支路輸出，而且本次樣點在候補被選中支路中的功率不低於遲滯低門限，如果是，則將候補被選中支路的相鄰低增益支路作為輸出本次樣點的被選中支路；否則，將候補被選中支路作為輸出本次樣點的被選中支路。
31.根據權利要求22所述的方法，其特徵在於，所述步驟A和步驟B之間進一步包括對經過多支路校正前處理後獲得的未經過幅相校正的M路數字基帶信號進行低通濾波和抽取處理。
32.根據權利要求22所述的方法，其特徵在於，所述步驟A包括AX1、將接收機輸入信號進行含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收處理，獲得M路模擬基帶信號；AX2、將M路模擬基帶信號進行梯級增益處理，再進行採樣處理，獲得未經過幅相校正的M路數字基帶信號。
33.根據權利要求22所述的方法，其特徵在於，所述步驟A包括AY1、將接收機輸入信號進行梯級增益處理和模擬IQ解調處理，獲得M路模擬基帶信號；AY2、將M路模擬基帶信號進行採樣處理，獲得未經過幅相校正的M路數字基帶信號。
34.根據權利要求33所述的方法，其特徵在於，步驟AY1所述將接收機輸入信號進行梯級增益處理之前進一步包括將接收機輸入信號進行不含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收處理，獲得處理後的模擬帶通信號。
35.根據權利要求32至34任一項所述的方法，其特徵在於，所述步驟A和步驟B之間進一步包括根據獲得的濾波器係數對未經過幅相校正的M路數字基帶信號進行時延校正處理。
36.根據權利要求22所述的方法，其特徵在於，所述步驟A包括AZ1、將接收機輸入信號進行梯級增益處理，獲得處理後的M路模擬帶通信號；AZ2、將M路模擬帶通信號進行採樣處理，獲得M路數字帶通信號；AZ3、將M路數字帶通信號進行數字IQ解調處理和低通濾波處理，獲得未經過幅相校正的M路數字基帶信號。
37.根據權利要求36所述的方法，其特徵在於，步驟A1所述將接收機輸入信號進行梯級增益處理之前進一步包括將接收機輸入信號進行不含模擬IQ解調功能的上遊模擬接收處理，獲得處理後的模擬帶通信號。
38.根據權利要求36所述的方法，其特徵在於，步驟AZ3所述低通濾波處理和獲得未經過幅相校正的數字基帶信號之間進一步包括根據獲得的濾波器係數對M路數位訊號進行時延校正處理。
39.根據權利要求35或38所述的方法，其特徵在於，所述濾波器係數的獲取方法為根據濾波器係數計算方法獲得濾波器係數；所述濾波器係數計算方法為Y1、各相鄰支路對通過各自的時延校正窗口，對輸入信號經過多支路校正前處理得到的樣點進行篩選，確定用來進行本次時延校正計算的樣點；Y2、各相鄰支路對根據各自的上次時延互相關值迭代和以及本次時延互相關功率值，計算各相鄰支路對本次時延互相關值迭代和；Y3、各相鄰支路對根據各自的本次時延互相關值迭代和獲得各相鄰支路對的本次時延殘差，並根據自身本次時延殘差和上次相對時延校正係數確定各相鄰支路對的本次相對時延校正係數；Y4、各個相鄰支路根據本次相對時延校正係數獲得全體時延校正係數，並根據全體時延校正係數和事先設置的時延目標值獲得濾波器係數。
40.根據權利要求39所述的方法，其特徵在於，所述濾波器係數為濾波器係數初始值或濾波器係數最新值。
41.根據權利要求40所述的方法，其特徵在於，如果濾波器係數為濾波器係數初始值，則步驟Y1所述輸入信號為用於離線配置濾波器係數初始值的輸入信號或接收機輸入信號；所述步驟Y3和步驟Y4之間進一步包括各相鄰支路對判斷樣點落入時延校正窗口的次數是否達到預設值，如果達到，則執行步驟Y4；否則，返回步驟Y1。
42.根據權利要求40所述的方法，其特徵在於，如果濾波器係數為濾波器係數最新值，則步驟Y1所述輸入信號為校正信號或接收機輸入信號。
全文摘要
本發明提供了一種接收機及接收無線信號的方法，其關鍵在於增加了一個多支路校正與切換模塊，用於將從多支路校正前切換模塊輸入的多路數字基帶信號進行幅度和相位的校正，然後再根據切換策略進行切換，並輸出一路經過校正的數字基帶信號，最後由數字接收通道後段對輸入的一路數字基帶信號進行進一步的數字處理，輸出bit流。由於本發明方案將切換前的多路數字基帶信號進行了校正，使之在幅度和相位上保持一致，無需使用專門的同步信息，所以在信號發生變化需要切換時，可以迅速地進行切換，達到快速跟蹤信道變化的目的。
文檔編號H04B7/26GK1983831SQ200610083529
公開日2007年6月20日 申請日期2006年5月30日 優先權日2006年5月30日
發明者葉四清 申請人:華為技術有限公司