混合式步進電機轉子轉速控制系統和控制方法
2023-10-10 02:00:34 2
專利名稱：混合式步進電機轉子轉速控制系統和控制方法
技術領域：
本發明涉及混合式步進電機，特別是涉及一種混合式步進電機轉子轉速控制系統
和控制方法。
背景技術：
在眾多的步進電動機中，混合式步進電機不僅具有磁阻式步進電動機步距小、運 行頻率高的特點，還具有永磁步進電動機消耗功率小的優點，而且具有輸出轉矩大等優點， 因而獲得廣泛應用。 但由於混合式步進電動機設計結構上的特點，導致該種電動機採用簡單的開環控 制時阻尼係數很小，轉子旋轉振蕩厲害。尤其中頻振蕩限制了電動機調速範圍和動態響應 速度。這樣一來，在要求寬調速範圍、快速響應的場合，簡單的開環控制混合式步進電動機 驅動系統的應用受到了限制。而對於那些要求控制策略簡潔、成本要求低下的系統而言，採 用開環控制的混合式步進電動機又是有利的。 改善開環控制混合式步進電動機的欠阻尼特性可利用機械阻尼和新增無功器件 的方案。但這些方案不僅使系統設計複雜，而且降低了效率和增加了系統成本。另外，機械 阻尼也會因負載大小變化而變化。 美國專利4455520公開了一種穩定步進電動機的方法。該專利檢測流入電動機的
瞬時功率，並據此實時調節電動機電流波形的相位，從而實現步進電動機中頻區穩速運行。
美國專利4675590公開了一種具有中頻穩定控制的步進電動機驅動。該專利利用帶通濾波
器從電流中提取誤差信號，反饋系統基於該誤差信號實現輸入脈衝的延時，從而抑制開環
控制步進電動機中頻區運行時的不穩定性。美國專利4683409公開了一種步進電動機運行
穩定性控制方法。該專利利用一個脈寬調製器控制步進電動機的脈衝發生器實現步進電動
機的穩定運行，脈寬調製器的輸入之一是周期性脈衝信號，另一個輸入端是誤差校正信號。
誤差校正信號與電流和的平均值成正比，利用誤差校正信號對前述周期性脈衝的佔空比進
行調製，從而產生一些列佔空比變化的脈衝序列，實現步進電動機穩定運行。 實際上從步進電動機的運動方程式可以清楚地看出影響轉速控制性能的關鍵因
數是轉矩，只有從轉矩控制入手，才能徹底消除轉子振蕩，但上述這些專利均沒有做到這一
點。美國專利5847535公開了一種主動的混合式步進電動機電子阻尼方法。該專利利用兩
個電路分別檢測步進電動機定子繞組端電壓和繞組中流過的電流，從而間接模擬出轉矩信
號，利用該轉矩信號構成加速度閉環控制結構，實現轉子旋轉振蕩的抑制。 上述四個專利均採用繞組電流閉環控制結構，控制定子電流幅值恆定的同時，控
制定子繞組電流的周期即可控制轉子轉速，而這種電周期的控制與外部的脈衝保持同步。
在電流幅值恆定的情況下，正確地對電流相位進行實時控制即可抑制轉子振蕩。上述四個
專利均是在繞組電流幅值控制為恆定值的假設前提條件下，利用校正信號最終影響繞組電
流相位，以達到抑制轉子旋轉振蕩之目的。 但實踐證明，包括上述四個專利在內的現有技術存在如下兩個缺點
缺點一 採用繞組電流閉環控制結構對步進電動機中低速運行區效果雖然較好， 但對高速區域內轉子振蕩的抑制作用較小。實際上混合式步進電動機轉子上具有永磁體， 轉子旋轉過程中在定子繞組中會產生反電動勢，這種反電動勢的幅值與轉速成正比。而控 制定子繞組電流的功率電路一般採用全橋直-交逆變器拓撲，外界的直流母線電壓是恆定 的。這樣電動機處於中低速運行時，實際定子繞組電流可以實時跟蹤給定電流，但當電動機 處於高速運行時，由於較大的反電動勢作用，致使實際繞組電流無法跟蹤恆定幅值的電流 給定。這樣高速區域內電流的幅值與相位完全取決於電動機的負載情況，電動機始終處於 最大繞組電壓下運行，逆變器對定子繞組電流的控制作用消失。而且當電動機運行於高速 區時，定子繞組電流含有很多諧波成分，這些諧波直接影響電動機的穩定運行，所以在高速 區電流閉環控制不能達到很好的效果。 缺點二 現有技術在抑制轉子旋轉振蕩時所採用的控制變量(如US4455520中的 瞬時功率、US4675590中的電流誤差信號、US4683409中的電流和的平均值、US5847535中的 模擬轉矩信號)的獲得方式或者是比較複雜、成本較高，或者是不能適於高速區，因而需要 進一步改進。
發明內容
本發明目的之一是彌補上述現有技術的缺點一，提出一種混合式步進電機轉子轉
速控制系統和方法，在中高速區仍能對轉子的進行有效控制。 本發明的次一 目的是彌補上述現有技術的缺點二，以較低成本抑制開環控制混合 式步進電機轉子的旋轉振蕩。 為此，本發明提出一種混合式步進電機轉子轉速控制系統，包括繞組PI控制器及 P麗算法裝置、逆變器，其特徵在於還包括繞組磁鏈給定綜合環節、磁鏈給定及移相裝置、 相位角調製量的獲取裝置、繞組磁鏈觀測裝置；相位角調製量的獲取裝置輸出的是繞組磁 鏈相位角調製量；將來自繞組磁鏈給定綜合環節的繞組磁鏈給定和繞組磁鏈相位角調製量 作為磁鏈給定及移相裝置的輸入，磁鏈給定及移相裝置的輸出是經過相位角調製後的繞組 磁鏈給定，該給定值與磁鏈觀測裝置輸出的繞組磁鏈反饋值構成磁鏈閉環；磁鏈給定及移 相裝置的輸出控制P麗的佔空比，藉助逆變功率電路，使得實際繞組磁鏈跟蹤經過相位角 調製後的繞組磁鏈給定，從而控的制轉子的轉速並抑制轉子的旋轉振蕩。
在優選方案中 還包括轉矩觀測裝置、電流檢測裝置、繞組電壓的觀測裝置，所述電流檢測裝置和 繞組端電壓的觀測裝置分別對繞組電流和繞組端電壓進行檢測，並進而將檢測結果輸入到 磁鏈觀測裝置以檢測出繞組磁鏈，所述繞組電流和繞組磁鏈再作為轉矩觀測裝置的輸入 量，計算出轉矩，並將轉矩作為相位角調製量檢測裝置的輸入量。 相位角調製量檢測裝置包括帶通濾波器和積分器，所述矩觀測裝置的輸入信號經 帶通濾波器和積分器後，得到繞組磁鏈相位角調製量。 還包括計算給定轉速的裝置，其輸入外部信號旋轉方向、微步細分數，外部脈衝的
頻率中，並計算出給定轉子轉速，輸出到磁鏈給定綜合環節。 所述混合式步進電機為兩相或多相混合式步進電機。 本發明還提出一種混合式步進電機轉子轉速控制方法，其特徵在於包括如下步
5驟 A、將來自繞組磁鏈給定綜合環節的繞組磁鏈給定和繞組磁鏈相位角調製量作為磁鏈給定及移相裝置的輸入，並輸出經過相位角調製後的繞組磁鏈給定，該給定值與磁鏈觀測裝置輸出的繞組磁鏈反饋值構成磁鏈閉環； B、用磁鏈給定及移相裝置的輸出控制P麗的佔空比，藉助逆變功率電路，使得實際繞組磁鏈跟蹤經過相位角調製後的繞組磁鏈給定，從而控的制轉子的轉速並抑制轉子的旋轉振蕩。
在優選方案中 還包括如下步驟分別對繞組電流和繞組端電壓進行檢測，並進而將檢測結果輸入到磁鏈觀測裝置以檢測出繞組磁鏈，所述繞組電流和繞組磁鏈再作為轉矩觀測裝置的輸入量，計算出轉矩，並將轉矩作為相位角調製量檢測裝置的輸入量。 步驟A中磁鏈相位角調製量按如下方式獲得所述矩觀測裝置的輸入信號經帶通濾波器和積分器後，得到繞組磁鏈相位角調製量。 還包括如下步驟輸入外部信號旋轉方向、微步細分數、外部脈衝的頻率到計算給定轉速的裝置，並計算出給定轉子轉速，輸出到磁鏈給定綜合環節。 本發明的有益效果是採用定子磁鏈閉環控制，使得步進電動機處於中高速區運行時電流正弦度較好，電動機運行噪音進一步降低，轉子旋轉更加穩定。 進一步的，本發明優選方案藉助於定子繞組電流、定子繞組端電壓，以軟體編程形式或硬體電路形式觀測定子繞組磁鏈、電磁轉矩，並基於觀測的電磁轉矩計算獲得控制變量的相位角調製值，以達到抑制混合式步進電動機開環驅動時轉子振蕩之目的。該轉子振蕩抑制功能實現成本低廉，轉子旋轉無位置角累積誤差，電動機運行速度範圍寬廣，中高速時電動機帶載能力強。
圖1是混合式步進電動機中矢量關係示意圖； 圖2是本發明實施例定子磁鏈閉環混合式步進電動機開環驅動系統小信號模型；
圖3是本發明實施例具有脈動量A反饋的開環驅動系統框圖； 圖4是本發明實施例具有脈動量《反饋的系統框圖； 圖5是本發明實施例相位角調製量9 A的獲取示意圖； 圖6是本發明實施例定子磁鏈幅值控制曲線； 圖7A是本發明實施例開環驅動系統結構框圖； 圖7B是本發明實施例相位角調製量檢測示意圖； 圖7C是本發明實施例積分器電路原理示意圖； 圖8是本發明實施例使用數字方式的磁鏈給定及稱相模塊示意圖； 圖9是本發明實施例效果示意圖。
具體實施例方式
下面將結合具體實施方式
並對照附圖對本發明作進一步說明。 本發明實施例的第一個方面的特徵是，利用帶通濾波器提取出電磁轉矩中脈動分量，並將該脈動值進行積分，利用積分結果對控制變量(磁鏈或電流)的相位進行實時調製，從而人為增強轉子旋轉時的阻尼係數，抑制轉子振蕩。無論是磁鏈閉環控制，還是電流閉環控制，這種通過控制變量相位角調製抑制轉子振蕩的方法均適用。 本發明實施的第二個方面的特徵是，以定子磁鏈閉環控制替代繞組電流閉環控制，利用外部的脈衝控制定子磁鏈矢量的旋轉，實現電機低速、中速、高速範圍內正弦波電流運行，減輕轉子旋轉的振蕩。 下面以開環驅動兩相混合式步進電動機採用磁鏈閉環控制為例講解抑制轉子振蕩方法。先給出其理論分析及小信號模型(圖1至圖6)，然後給出兩個具體的實施電路(圖7A)。
混合式步進電動機中各矢量的關係可表示為如下圖1所示，其中Vs、、、is分別為
定子磁鏈矢量、定子電壓矢量、定子電流矢量，u^為轉子永磁體磁鏈，e v、 9r分別定子磁
鏈相位角、轉子永磁體旋轉角，a !3、dq分別為定子靜止坐標系、轉子旋轉坐標系。 在dq旋轉坐標系中，定子繞組磁鏈和電磁轉矩方程式如下 Vsd = Lsisd+Vfs Vsq = Lsisq (公式l) Te = p U sdisq_ ￥ sqisd)(公式2) 其中，p為轉子齒數，Ls為定子繞組電感，U/Sd、 V^為定子磁鏈L矢量在dq軸上投影值，isd、 isq為定子電流is矢量在dq軸上投影值，L為電磁轉矩。 由圖1進一步可得如下的定子繞組磁鏈關係表達式vsd = I vs|cos( e v- e r)Vsq= I Vs|sin(e v-er) (公式3) 這樣由式(1) (3)可得dq坐標系中定子繞組電流分量如下 formula see original document page 7
formula see original document page 7
將式(3) (4)代入轉矩公式(2)中得
Te = Kvsin(e v-er) (公式5) 其中，i^ =>^V^。
可見在定子磁鏈幅值控制為定值情況下，控制定子磁鏈相位角e v即可以控制電
磁轉矩L，從而改善步進電動機運行特性。高速區定子繞組電流失去控制，步進電動機在全電壓下運行，若採用定子磁鏈閉環控制更加有利於轉子平穩旋轉。 步進電動機的運動方程式如下
formula see original document page 7 其中J為轉動慣量，k。是黏滯阻尼係數，IV為負載轉矩，"r為轉子旋轉電角速度。
為了便於分析電動機的阻尼特性，需要建立電動機的小信號模型。暫且忽略負載轉矩的波動，假設i;、 e v、 e。 圍繞穩態工作點處的脈動量分別為7;、 ~、 ^、 A，則 由式(5) (6)可推導出如下脈動量關係式formula see original document page 8
(公式7) formula see original document page 8 (公式8) 其中，kT = KvcosA 9 ， A 9為穩態時9廠9 r值。 而5,和《滿足如下積分關係 《=j5,(公式9) 這樣結合式(7) (9)可建立基於定子磁鏈閉環混合式步進電動機開環驅動系統 小信號模型如圖2所示。(區別於電流閉環控制) 由圖2可得轉子位置角傳遞函數如下
formula see original document page 8
formula see original document page 8 (公式10)
其中，,=77^^為系統的阻尼係數；A
b^-為系統的固有頻率: 在不附加額外的機械阻尼於轉軸上，僅憑電動機及與轉軸相連接機械負載帶來的 粘滯阻尼作用時，圖2系統的阻尼係數l很小。使得混合式步進電動機開環驅動時很容易 產生轉子振蕩。尤其中頻區時，轉子振蕩使得電動機無法穩定運行，限制了電動機速度運行 範圍及速度響應。 為了抑制轉子振蕩，需要人為增大開環驅動系統的阻尼係數。為此，本發明試圖將 轉速的脈動量A反饋到輸入端，在忽略系統黏滯阻尼的情況下，給出圖3帶有轉速脈動量^
反饋的開環驅動系統結構框圖，在系統輸入端多出一個反饋量e ,，本發明中將其定義為相
位角調製量。正是該反饋量抑制了轉子旋轉時的振蕩。 圖3對應的傳遞函數推導結果形式與公式IO完全相同，但《=，formula see original document page 8。由阻尼係數；公式可見，圖3新系統的阻尼係數可以通過脈動量~反饋通道中
比例係數kp進行人為調節。這一點，與圖2系統完全不同，圖2中阻尼係數基本上由很小 的黏滯阻尼係數k。決定。所以將速度脈動量A通過比例環節反饋到系統輸入端即可人為 增大系統的阻尼係數，抑制轉子振蕩。 採用A反饋的方法可以實現轉子振蕩抑制功能，但如何獲得S,信號？方法之一採
用速度傳感器，但會增加開環驅動系統成本，不可取。方法之二採用A觀測器模型，但會帶 來A信號相位誤差，達不到預定的轉子振蕩抑制效果。既然A信號無法實時獲得，要想實現 上述分析的轉子振蕩抑制功能，只能尋求替代的變量進行反饋控制，具體分析如下。
圖3可以進一步等效變換為圖4，其中反饋量由圖3中S/變為《。
從圖4中可見，g經過一個積分環節反饋到系統輸入端，積分係數為pkp/J，該值是 前面分析的kp的p/J倍。儘管是一種等效變換，但反饋量的獲取難度卻大大降低了——只需要一個帶通濾波器即可，如圖5。根據二階最佳系統設計原則，取阻尼比為0.707。這樣 根據阻尼係數l公式即可確定出k。值如下 、 = 2《2 J'Zt (公式11)
p .^/,、..譜A^無| 為了獲得恆定的阻尼係數l ，要求kp隨定子磁鏈I Vs|變化而變化。 在一定的負載轉矩條件下，構建如圖5的相位角調製量9 A獲取算法。圖5中，
利用帶通濾波器從電磁轉矩L中提取出轉矩脈動量g 。為了避免純積分器帶來積分飽和現
象，採用改進積分器對轉矩脈動量g進行積分，積分係數Torki為pk/J(圖7C示出了一個
具體的積分器電路)。由於kp隨定子磁鏈| U/s|變化而變化，要求積分係數Torki也必須隨
定子磁鏈I Vs|變化而變化。假設負載變化角頻率和系統開關角頻率分別為6^ 、 "K。則為
了避免負載變化和系統開關動作耦合到系統輸入端，幹擾轉子振蕩抑制功能的正常發揮，
設計帶通濾波器時必須將這兩種幹擾濾波掉。為此，Wi》io ri ， "H《0. 1 "K。 實際混合式步進電動機產生的電磁轉矩L可以利用定子繞組電流與定子繞組磁
鍊表述如下 Te = p(VA iB_VB iA) (公式12)
其中，Va、 11^分別為定子繞組兩相磁鏈。
而繞組磁鏈VA、 VB可以藉助於定子繞組電流和端電壓觀測出來，具體如下 VA = / (uA_R iA)dt VB = / (uB_R iB)dt (公式13) 其中，uA、 uB分別為繞組端電壓，iA、 iB分別為繞組電流，R為繞組電阻。 在磁鏈閉環控制過程中，假設按照無轉子振蕩抑制功能時計算出的定子磁鏈
相位角給定為e/，根據圖4中e A負反饋要求，要求新系統中定子磁鏈給定相位角為 e /-e ,，這樣新系統兩相繞組磁鏈給定vA*、 v/分別如下 ^ (《一^) " = -^ )(公式14) 其中，v/為定子磁鏈控制幅值。
在控制過程中，中低速以下採用恆定磁鏈幅值控制方案；在高速區採用弱磁控制 方案，即磁鏈幅值與轉子轉速成反比例變化。具體磁鏈幅值控制曲線如圖6所示，其中r^為 轉子轉速(r/min) ，為額定轉速。大於的速度區為高速區。
實施例一 根據上述轉子振蕩抑制策略的分析，本例提出的新型混合式步進電動機開環驅動 系統框圖如圖7A所示。 圖7A中整流橋1將前端交流電壓31整流成直流電壓13。若驅動器外部有直流 電源，則整流橋1可以省略。A相逆變器3和B相逆變器2結構完全相同，均為單相全橋拓 撲，分別給A相繞組29、B相繞組28供電，在P麗信號27、26控制作用下產生需要的定子繞 組電壓。根據旋轉方向14、微步細分數30，外部脈衝15的頻率可以計算出給定轉子轉速16 如下
〈， (公式15) 其中，fpulse為外部脈衝頻率，Mic_N為微步細分數。 將計算出的給定轉子轉速16送給磁鏈給定綜合環節8，依據圖6即可得到定子磁
鏈幅值給定17。將P麗信號27、26及直流母線電壓13送給繞組電壓觀測模塊6計算出兩
相繞組端電壓24、25如下 uA = S A Udc sign—AuB = S b Udc sign_B (公式16) 其中，SA、 SB分別為P麗信號27、26佔空比，Ude為直流母線電壓，sign—A、sign— B分別逆變器3、2輸出電壓極性。 將計算得到的繞組電壓24、25及檢測得到的繞組電流22、23同時送給磁鏈觀測器 12，依據式(13)計算出兩相繞組磁鏈21、20。再將計算出的兩相繞組磁鏈21、20及兩相繞 組電流22、23同時送給轉矩觀測器11，依據式(12)計算出電磁轉矩27 ;並將該轉矩送給相 位角調製量的獲取模塊10(如圖7B)，依據圖5計算出相位角調製量32。將旋轉方向14、外 部脈衝15、定子磁鏈幅值給定17、微步細分數30、位角調製量32同時送給磁鏈給定及移相 環節9(如圖8)，依據式(14)計算出A、B兩相繞組磁鏈給定18、19。式(14)中定子磁鏈給 定相位角9 /計算如下 其中，Pulse—N為外部脈衝計數值，Dir為旋轉方向標誌正轉為+1，反轉為_1。 根據A、B相繞組磁鏈給定(18、 19)及磁鏈反饋(21、20)分別計算出A、B相繞組磁
鏈誤差送給PI控制其及P麗算法模塊5，產生用於控制逆變器3、2的P麗信號27、28。這
樣利用9 A對磁鏈給定相位角進行調製即可實現轉子振蕩的抑制功能。 圖8中給出的磁鏈給定及移相電路為數字式實現方法，當然也可以採用模擬式，
不再詳述。 圖9給出了採用本實施與不採用本實施例時的效果對比圖9的曲線1是無轉子 旋轉振蕩抑制功能時，混合式步進電機轉矩與速度關係，低頻段出現三個明顯的振蕩點，在 這些振蕩點處電機輸出轉矩明顯減少；而在曲線1的中頻及高頻段也出現明顯的振蕩區， 該區域內電機輸出轉矩明顯減少，極大限制了電機帶負載能力以及帶負載後速度運行範 圍。圖9的曲線2是採用本發明的混合式步進電機轉矩與速度關係，曲線100中存在的振 蕩區域在曲線200中完全不存在。充分說明採用本發明後，混合式步進電機轉子旋轉振蕩 得到了有效抑制，且擴大了電機帶負載能力及速度運行範圍。
實施例二 上述轉子振蕩抑制功能同樣可以應用於多相混合式步進電動機系統中，在具體應 用中，需要將多相定子繞組變量靜止變換到圖la P兩相靜止坐標系中。然後在a |3坐標 系中構建控制算法，a |3坐標系中控制算法與前面兩相混合式步進電動機的控制算法完全 一樣。可見，本發明的方案採用坐標系靜止變換方法，轉子振蕩抑制功能很容易移植到多相 混合式步進電動機開環驅動系統中。 以上內容是結合具體的優選實施方式對本發明所作的進一步詳細說明，不能認定
10本發明的具體實施只局限於這些說明。對於本發明所屬技術領域的普通技術人員來說，在 不脫離本發明構思的前提下做出若干等同替代或明顯變型，而且性能或用途相同，都應當 視為屬於本發明的保護範圍。
權利要求
一種混合式步進電機轉子轉速控制系統，包括繞組PI控制器及PWM算法裝置(5)、逆變器(2、3)，其特徵在於還包括繞組磁鏈給定綜合環節(8)、磁鏈給定及移相裝置(9)、相位角調製量的獲取裝置(10)、繞組磁鏈觀測裝置(12)；相位角調製量的獲取裝置(10)輸出的是繞組磁鏈相位角調製量；將來自繞組磁鏈給定綜合環節(8)的繞組磁鏈給定和繞組磁鏈相位角調製量作為磁鏈給定及移相裝置(9)的輸入，磁鏈給定及移相裝置(9)的輸出是經過相位角調製後的繞組磁鏈給定，該給定值與磁鏈觀測裝置(12)輸出的繞組磁鏈反饋值構成磁鏈閉環；磁鏈給定及移相裝置(9)的輸出控制PWM的佔空比，藉助逆變功率電路，使得實際繞組磁鏈跟蹤經過相位角調製後的繞組磁鏈給定，從而控的制轉子的轉速並抑制轉子的旋轉振蕩。
2. 如權利要求1所述的混合式步進電機轉子轉速控制系統，其特徵在於還包括轉矩 觀測裝置(11)、電流檢測裝置(22、23)、繞組電壓的觀測裝置(6)，所述電流檢測裝置(22、 23)和繞組端電壓的觀測裝置(6)分別對繞組電流和繞組端電壓進行檢測，並進而將檢測 結果輸入到磁鏈觀測裝置(12)以檢測出繞組磁鏈，所述繞組電流和繞組磁鏈再作為轉矩 觀測裝置(11)的輸入量，計算出轉矩，並將轉矩作為相位角調製量檢測裝置(10)的輸入
3. 如權利要求1或2所述的混合式步進電機轉子轉速控制系統，其特徵在於相位角 調製量檢測裝置(10)包括帶通濾波器和積分器，所述矩觀測裝置(11)的輸入信號經帶通 濾波器和積分器後，得到繞組磁鏈相位角調製量。
4. 如權利要求1或2所述的混合式步進電機轉子轉速控制系統，其特徵在於還包括 計算給定轉速的裝置(7)，其輸入外部信號旋轉方向、微步細分數，外部脈衝的頻率中，並計 算出給定轉子轉速，輸出到磁鏈給定綜合環節(8)。
5. 如權利要求1或2所述的混合式步進電機轉子轉速控制系統，其特徵在於所述混 合式步進電機為兩相或多相混合式步進電機。
6. —種混合式步進電機轉子轉速控制方法，其特徵在於包括如下步驟A、 將來自繞組磁鏈給定綜合環節(8)的繞組磁鏈給定和繞組磁鏈相位角調製量作為 磁鏈給定及移相裝置(9)的輸入，並輸出經過相位角調製後的繞組磁鏈給定，該給定值與 磁鏈觀測裝置(12)輸出的繞組磁鏈反饋值構成磁鏈閉環；B、 用磁鏈給定及移相裝置(9)的輸出控制P麗的佔空比，藉助逆變功率電路，使得實際 繞組磁鏈跟蹤經過相位角調製後的繞組磁鏈給定，從而控的制轉子的轉速並抑制轉子的旋 轉振蕩。
7. 如權利要求6所述的混合式步進電機轉子轉速控制方法，其特徵在於還包括如下步驟分別對繞組電流和繞組端電壓進行檢測，並進而將檢測結果輸入到磁鏈觀測裝置(12)以檢測出繞組磁鏈，所述繞組電流和繞組磁鏈再作為轉矩觀測裝置(11)的輸入量，計 算出轉矩，並將轉矩作為相位角調製量檢測裝置(10)的輸入量。
8. 如權利要求6或7所述的混合式步進電機轉子轉速控制方法，其特徵在於步驟A中磁鏈相位角調製量按如下方式獲得所述矩觀測裝置(11)的輸入信號經帶通濾波器和積分器後，得到繞組磁鏈相位角調製量。
9. 如權利要求6或7所述的混合式步進電機轉子轉速控制方法，其特徵在於還包括如下步驟輸入外部信號旋轉方向、微步細分數、外部脈衝的頻率到計算給定轉速的裝置(7)，並計算出給定轉子轉速，輸出到磁鏈給定綜合環節(8)。
全文摘要
本發明涉及一種混合式步進電機轉子轉速控制系統和控制方法，適用於混合式步進電動機轉速/位置開環驅動系統中抑制轉子旋轉振蕩。該裝置及方法採用定子磁鏈閉環結構。在優選例中，還利用帶通濾波器提取出電磁轉矩中脈動分量，並對其積分獲得轉子位置角脈動分量。用該轉子位置角脈動分量對定子磁鏈相位進行實時調製以抑制轉子振蕩。本發明成本低廉，轉子旋轉無位置角累積誤差，電動機運行速度範圍寬廣，中高速時電動機帶載能力強。
文檔編號H02P21/05GK101753090SQ200910110020
公開日2010年6月23日 申請日期2009年11月3日 優先權日2009年11月3日
發明者周揚忠, 李衛平, 熊世輝, 賴九才 申請人:深圳市雷賽機電技術開發有限公司