電流供給電路、多相驅動電路、電流供給電路設計方法

2023-10-04 07:44:04

專利名稱：電流供給電路、多相驅動電路、電流供給電路設計方法
技術領域：
本發明涉及提供多相電流的技術。
背景技術：
圖12是示例以往的電流供給技術的電路圖。從單相200V電源的交流電源1施加了有效值200V的交流電壓的二極體橋21進行全波整流，通過平滑電路31向逆變器41提供直流電壓Vdc。逆變器41在各相上具有兩個串聯連接的耐壓600V的IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor絕緣柵雙極型電晶體)元件，從該串聯連接的連接點向三相電機M1輸出各相的交流電流。
為了抑制逆變器41的損耗，期望降低各個IGBT元件的導通損耗和集電極/發射極之間的飽和電壓。因為這些特性值分別給IGBT元件的動態損耗和靜態損耗帶來影響。
另一方面，IGBT元件的微小結構的改善按照各代的差異來分類。圖13分別利用曲線圖L3、L4、L5，表示第3代、第4代、第5代IGBT元件中耐壓為600V的導通損耗和集電極/發射極之間的飽和電壓Vce(sat)的關係。其中，導通損耗是利用脈衝數和電流進行標準化而示出的。隨著產品的換代，可知雖然存在兩個特性值之間的折衷選擇，但兩個特性值減小。
另外，這種各代不同的IGBT元件的特性例如已經在非專利文獻1～3中披露，關於基於導通損耗和集電極/發射極之間的飽和電壓的IGBT元件的導通損耗有非專利文獻4。並且，關於在空調機和冷卻裝置中使用的電動機控制技術有專利文獻1。此外，關於將逆變器部和轉換器部模塊化的技術有專利文獻2。
非專利文獻1森敏「最新の IPM化技術とその適用例」，パワ一エレクトノニクス研究會第13回専門講習會テキスト，第38頁(1998)非專利文獻2巖室意幸、宮坂忠志、稹康和「Uシリ一ブIGBTモジユ一ルの技術革新」，富士時報vol.75，No10，p555(2002)非專利文獻3Junji Yamada，et al.，「Low Turn-off SwitchingEnergy 1200V IGBT Module」[online]、IEEE、[平成15年10月8日検索]，インタ一ネツトURL:http//www.ineltron.de/english/Low_turn_off_5th_genIGBT.pdf
非專利文獻4「三菱パワ一モジユ一ルMOS活用の手引き」第46頁，[online]，三菱電機，[平成15年10月8日検索]，インタ一ネツトURL:http//www.semicon.melco.co.jp/semicon/html/pdf/ka0350a3.pdf
專利文獻1日本特開昭60-249895號公報專利文獻2日本特開2003-143871號公報但是，不等新一代的IGBT元件問世，即要求降低各個IGBT元件的損耗是理所當然的。

發明內容
本發明就是鑑於上述需求而提出的，其目的在於，提供一種降低包括具有IGBT元件的逆變器的電流供給電路的損耗的技術。
本發明的電流供給電路具有連接在交流200V系列電源(1)上的倍壓整流電路(22)；多相逆變器電路(42)，其在各相上具有兩個串聯連接的耐壓1200V的開關元件，從該串聯連接的連接點輸出各相的交流電流。
例如，所述開關元件是IGBT元件。
優選的是，所述倍壓整流電路和所述多相逆變器電路被模塊化。
本發明的多相驅動電路具有本發明的電流供給電路；和由所述多相逆變器電路提供電流的多相400V用電機(M2)。
本發明的電流供給電路設計方法是設計電流供給電路(22、32、42)的方法，該電流供給電路被輸入規定的有效值電壓的交流電壓，向規定的額定功率的多相負載(M2)輸出多相交流電流。所述電流供給電路具有多相逆變器電路(42)，其在各相上具有兩個串聯連接的開關元件，從該串聯連接的連接點輸出各相的所述交流電流。
並且，在該方法的第一方式中，包括如下的步驟(a)步驟(S21)，把所述多相負載的所述額定功率除以所述有效值電壓的2倍電壓值而得到的電流值設定為所述多相逆變器電路的額定電流值，(b)步驟(S25)，在向所述多相逆變器電路輸入對所述交流電壓進行全波整流而得到的直流電壓時，根據所述額定電流值，選定具有對所述開關元件所要求的第1耐壓的2倍的第2耐壓的所述開關元件。
例如，所述規定的有效值電壓的交流電壓為單相，所述電流供給電路還具有倍壓整流電路(22)，其對所述規定的有效值電壓的交流電壓進行倍壓整流，並輸出給所述多相逆變器電路(42)。
並且，例如，開關元件是IGBT元件。
本發明的電流供給電路設計方法的第二方式根據第一方式的電流供給電路設計方法，在所述步驟(b)中，在所述逆變器的開關頻率(fsw)越高，所述額定電流值的導通損耗(Esw(on))越低的範圍內，選定所述開關元件。
本發明的電流供給電路設計方法的第三方式根據第二方式的電流供給電路設計方法，所述步驟(b)包括如下的步驟(b-1)步驟，根據對所述開關元件所要求的動態損耗(Psw)和所述逆變器的開關頻率(fsw)，設定導通損耗(Esw(on)＝Esw/2)，(b-2)步驟，選定具有所述第2耐壓，並且在所述額定電流值時產生與在所述步驟(b-1)中設定的所述導通損耗大致相等的導通損耗的所述開關元件。
例如，所述開關元件是IGBT元件，在所述步驟(b)中，把具有所述第2耐壓的所述IGBT元件的額定電流值的導通損耗相對於具有所述第1耐壓的所述IGBT元件的額定電流值的導通損耗(EL)的增量(ΔEsw)作為除數，把具有所述第1耐壓的所述IGBT元件的飽和電壓(VL)減去具有所述第2耐壓的所述IGBT元件的飽和電壓相對於該飽和電壓(VL)的增量(ΔVce)所得的值(VL-ΔVce)，與將所述逆變器的輸出電流換算為正弦波而得到的最大值(Icp)及(π/16)的乘積作為被除數，在所述逆變器的開關頻率(fsw)比所述被除數除以所述除數得到的結果低的區域中，選定具有所述第2耐壓的所述IGBT元件。
或者，所述電流供給電路還具有倍壓整流電路(22)，其對所述規定的有效值電壓的交流電壓進行倍壓整流，並輸出給所述多相逆變器電路(42)，在這種情況下，所述開關元件是IGBT元件，在所述步驟(b)中，把具有所述第2耐壓的所述IGBT元件的額定電流值的導通損耗相對於具有所述第1耐壓的所述IGBT元件的額定電流值的導通損耗(EL)的增量(ΔEsw)的(2/π)倍作為除數，使具有所述第1耐壓的所述IGBT元件的飽和電壓(VL)減去具有所述第2耐壓的所述IGBT元件的飽和電壓相對於該飽和電壓(VL)的增量(ΔVce)所得的值(VL-ΔVce)，與將所述逆變器的輸出電流換算為正弦波而得到的最大值(Icp)及(1/8)三者的乘積，加上所述倍壓整流電路(22)具有的二極體中的一個二極體的損耗(Pd)，把相加得到的值(Pd+(VL-ΔVce)·Icp/8)作為被除數，在所述逆變器的開關頻率(fsw)比所述被除數除以所述除數得到的結果低的區域中，選定具有所述第2耐壓的所述IGBT元件。
本發明的電流供給電路設計方法的第四方式根據第二方式的電流供給電路設計方法，將所述逆變器的開關頻率(fsw)設定為小於等於7kHz。
優選的是，在第一～第四方式的電流供給電路設計方法中，所述規定的有效值電壓是200V，所述第1耐壓是600V。
在根據交流200V電源，通過逆變器獲得多相交流電流時，像本發明的電流供給電路這樣，通過採用1200V的IGBT元件，可以減小損耗。因此，在具有這種電流供給電路的多相驅動電路中，可以減小損耗。
通過把倍壓整流電路和多相逆變器電路模塊化，兩者之間的布線以較高的耐壓與其周圍絕緣。
根據本發明的電流供給電路設計方法的第一方式，通過把IGBT元件的耐壓設為2倍，可以把施加給多相負載的電壓設為2倍。而且，通過把額定電流值設為一半，不會偏離多相負載的額定功率。另外，即使IGBT元件的耐壓為2倍，集電極/發射極之間的飽和電壓也不會達到2倍，所以與IGBT元件具有第1耐壓時相比，在具有第2耐壓的情況下，即使動態損耗(2Esw(on)·fsw/π)相同，也可以選定降低靜態損耗(IcpVce(sat)/4)的IGBT元件。
根據本發明的電流供給電路設計方法的第二方式，可以降低IGBT元件的動態損耗(2Esw(on)·fsw/π)。
即使IGBT元件的耐壓為2倍，集電極/發射極之間的飽和電壓也不會達到2倍。因此，根據本發明的電流供給電路設計方法的第三方式，與IGBT元件具有第1耐壓時相比，在具有第2耐壓的情況下，即使動態損耗(2Esw(on)·fsw/π)大致相同，也可以降低靜態損耗(IcpVce(sat)/4)。
在目前的IGBT元件中，與具有第1耐壓的IGBT元件在步驟(a)中設定的額定電流值的2倍時的導通損耗相比，具有第2耐壓的IGBT元件在步驟(a)中設定的額定電流值時的導通損耗不會增大0.4mJ/脈衝以上。因此，根據本發明的電流供給電路設計方法的第四方式，與採用具有第1耐壓的IGBT元件的情況相比，在採用具有第2耐壓的IGBT元件的情況下，靜態損耗的降低量大於動態損耗的增大量，能夠降低IGBT元件的整體損耗。
本發明的目的、特徵、局面、和優點，根據以下的具體說明及附圖將更加明確。


圖1是表示耐壓為600V、1200V的IGBT元件的導通損耗Esw(on)、和集電極/發射極之間的飽和電壓Vce(sat)的關係的曲線圖。
圖2是表示優選採用高耐壓元件的區域的曲線圖。
圖3是表示優選採用高耐壓元件的區域的曲線圖。
圖4是表示優選採用高耐壓元件的區域的曲線圖。
圖5是表示優選採用高耐壓元件的區域的曲線圖。
圖6是示例本發明的電流供給電路的設計方法的流程圖。
圖7是示例出使用了本發明的逆變器的電流供給技術的電路圖。
圖8是示例出三相倍壓電路的結構的電路圖。
圖9是表示模塊的結構的剖面圖。
圖10是示例出本發明的電流供給電路的設計方法的流程圖。
圖11是表示優選採用高耐壓元件的區域的曲線圖。
圖12是示例以往的電流供給技術的電路圖。
圖13是表示耐壓為600V的IGBT元件的導通損耗和集電極/發射極之間的飽和電壓Vce(sat)的關係的曲線圖。
具體實施例方式
A本發明的基本觀點在具體說明實施方式之前，說明本發明的基本觀點。當然，該觀點也是本發明的一部分。
(A1)IGBT元件的損耗根據上述的非專利文獻4，IGBT元件主體的總損耗PQ是靜態損耗PSS和動態損耗PSW之和，具有算式(1)所示的關係。其中，靜態損耗PSS和動態損耗PSW利用算式(2)、(3)表示。
算式(1)PQ＝PSS+PSW(1)算式(2)PSS=IcpVce(sat)120sin2x1+sin(x+)D2dx]]>=IcpVce(sat)(18+D3cos)---(2)]]>算式(3)PSW=(Esw(on)+Esw(off))fsw120sinx dx]]>=(Esw(on)+Esw(off))fsw1---(3)]]>此處，代入IGBT元件的1個脈衝的導通開關損耗Esw(on)、1個脈衝的截止開關損耗Esw(off)、IGBT元件的開關頻率(即，採用該IGBT元件的逆變器的載波頻率)fsw、換算為輸出電流的正弦波的最大值Icp、IGBT元件的集電極/發射極之間的飽和電壓Vce(sat)、佔空比D、輸出正弦波的功率因數cosθ。
另外，考慮到通常施加給IGBT元件的續流二極體的靜態損耗PD，利用算式(4)表示IGBT元件的整體損耗PA。其中，利用算式(5)表示續流二極體的靜態損耗PD，並代入流過電流的最大值Icp時的正向電壓降VEC。
算式(4)PA＝PQ+PD＝PSS+PSW+PD…(4)算式(5)PD=IcpVec(18-D3cos)---(5)]]>根據經驗可知導通開關損耗Esw(on)與截止開關損耗Esw(off)大致相同，並且IGBT元件的集電極/發射極之間的飽和電壓Vce(sat)與續流二極體的正向電壓降VEC大致相同，所以算式(4)可以像算式(6)那樣表示。
算式(6)PA=(2)Esw(on)fsw+(14)IcopVce(sat)---(6)]]>因此，在本說明書中，重新把算式(6)右邊的第1項和第2項分別稱為IGBT元件的動態損耗、靜態損耗。
(A2)負載的額定功率和IGBT元件的耐壓可是，應該由逆變器供給電流的負載的作功量與其額定功率成比例。換言之，可以從額定功率相等的兩個負載中獲得大致相同的作功量。例如，如果額定電壓200V電機和額定電壓400V電機在額定功率為2kW時相等，則只要在額定範圍內，就可以使轉矩和轉速之積大致相同。即，相對於所要求的作功量，用於實現該作功量的負載的額定電壓具有選擇自由度。
此處，利用算式(6)右邊的第1項表示的IGBT的動態損耗不依賴於負載的額定電壓。另一方面，利用第2項表示的IGBT的靜態損耗依賴於負載的額定電壓。更具體地講，如果對負載要求相同的作功量，則電流值ICP與負載的額定電壓成反比例，因此靜態損耗也與負載的額定電壓成反比例。
但是，即使負載的額定功率相同，如果額定電壓不同，則向該負載提供電流的電流供給電路的輸出級、例如多相逆變器電路的耐壓也不同。對上述示例而言，在使用額定電壓200V(額定功率2kW)的電機時，逆變器使用的IGBT元件採用其耐壓為600V的元件。因此，在使用額定電壓400V(額定功率2kW)的電機時，逆變器使用的IGBT元件採用其耐壓為1200V的元件。
(A3)靜態損耗的改善如上所述，IGBT元件的靜態損耗與負載的額定電壓成反比例，所以如果把負載的額定電壓設為k倍時所採用的IGBT元件(以下也稱為「高耐壓元件」)的集電極/發射極之間的飽和電壓Vce(sat)小於k倍，則可以改善IGBT元件的靜態損耗。並且，在高耐壓元件的動態損耗等於或小於負載的額定電壓為正常時採用的IGBT元件(以下也稱為「低耐壓元件」)的動態損耗時，也可以改善IGBT元件的整體損耗PA。
當然，即使高耐壓元件的動態損耗大於低耐壓元件的動態損耗，如果該增加部分能夠被靜態損耗的減小部分所補償，則也能夠改善整體損耗PA。關於該靜態損耗和動態損耗的整體損耗降低將在後面敘述，在該部分主要說明高耐壓元件的動態損耗被設定得與低耐壓元件的動態損耗相等的情況。
圖1是表示耐壓為600V、1200V的各種IGBT元件的導通損耗Esw(on)、和集電極/發射極之間的飽和電壓Vce(sat)的關係的曲線圖。低耐壓元件的曲線圖L3、L4、L5分別與圖13所示的曲線圖對應。但是，此處由於受到了電流值Icp的影響，所以表示流過有效值20A(即Icp＝28.2(A))的電流時的1個脈衝的導通損耗Esw(on)。
曲線圖H3、H5分別表示屬於第3代、第5代的高耐壓元件的曲線圖，其耐壓是1200V。在該曲線圖中，示出了流向負載的電流為低耐壓元件的一半，流過有效值10A(即Icp＝14.1(A))的電流時的導通損耗Esw(on)。即，這些曲線圖均表示負載的額定功率約為6.9kW時的1脈衝的導通損耗Esw(on)。
如果比較第3代的高耐壓元件和低耐壓元件，例如在把導通損耗Esw(on)設定為1.12(mJ/pulse)時，低耐壓元件可以得到飽和電壓Vce(sat)為2.3(V)的元件。另一方面，高耐壓元件可以得到飽和電壓Vce(sat)為2.9(V)的元件，該特性值不會達到低耐壓元件的特性值的2倍(＝1200/600)。因此，可以獲得動態損耗相等又改善了靜態損耗的高耐壓元件，構成損耗較小的逆變器。
如果比較第5代的高耐壓元件和低耐壓元件，例如在把導通損耗Esw(on)設定為0.56(mJ/pulse)時，低耐壓元件可以得到飽和電壓Vce(sat)為1.35(V)的元件。另一方面，高耐壓元件可以得到飽和電壓Vce(sat)為2.4(V)的元件，該特性值不會達到低耐壓元件的特性值的2倍。因此，可以獲得動態損耗相等又改善了靜態損耗的高耐壓元件，構成損耗較小的逆變器。
這樣，在利用同一代產品比較時，通過增大IGBT元件的耐壓，可以增大輸出的電壓。因此，只要負載的額定功率一定，即可減小為了獲得所期望的作功量而應輸出的電流，可以降低IGBT元件的、乃至採用了該IGBT元件的逆變器的損耗。因此，在目前能夠得到的IGBT元件中，當然可以降低逆變器的損耗，即使使用屬於過去的舊產品的廉價IGBT元件，也能夠改善逆變器的損耗。
具體而言，如果考慮算式(6)，則可以選定以下所述的k＝2時的高耐壓元件。把在逆變器中對IGBT元件要求的動態損耗Psw與π/2之積除以逆變器的開關頻率fsw得到的值，設定為導通損耗Esw(on)。並且，將負載的額定功率除以電源的電壓有效值的2倍的電壓值，求出採用了高耐壓元件的逆變器的輸出電流的有效值的最大值(逆變器的額定電流在上述示例中為10A)。並且，選定在逆變器的額定電流下產生與該導通損耗大致相同的導通損耗的高耐壓元件即可。
(A4)基於動態損耗的改善的靜態損耗增加的補償從算式(6)右邊的第1項可知，IGBT元件的動態損耗與開關頻率fsw成比例。因此，如果作為高耐壓元件，即使不得不選定其飽和電壓Vce(sat)為低耐壓元件的飽和電壓Vce(sat)的大於等於2倍的元件，也能夠降低IGBT元件的整體損耗PA。這是因為如果開關頻率fsw充分小，則可以補償靜態損耗的少量增加。
具體而言，關於是哪種程度的開關頻率fsw能夠降低IGBT元件的整體損耗PA，依賴於所選擇的高耐壓元件的導通損耗Esw(on)和飽和電壓Vce(sat)相對於低耐壓元件上升多少。為了具體說明該情況，以下敘述IGBT元件(高耐壓元件)的導通損耗相對於某一代IGBT元件(低耐壓元件)的增量ΔEsw和飽和電壓的增量ΔVce，是如何影響可以降低IGBT元件的整體損耗PA的開關頻率fsw的。
算式(6)中向負載提供相同功率時的低耐壓元件、高耐壓元件的損耗PL、PH分別利用算式(7)、(8)表示。但是為了簡單起見，對使用了高耐壓元件的逆變器和使用了低耐壓元件的逆變器進行比較，向負載施加k＝2倍的電壓，而且提供1/k＝1/2的電流。其中，把低耐壓元件的導通損耗Esw(on)和飽和電壓Vce(sat)分別設為EL、VL。
算式(7)PL=(2)ELfsw+(14)IcpVL---(7)]]>算式(8)PH=(2)(EL+ESW)fsw+(14)(Icp2)(VL+Vce)---(8)]]>因此，PH＜PL的條件可以利用算式(9)表示。
算式(9)(2)Eswfsw-(18)(VL-Vce)Icp0]]>∴fsw(16)(VL-Vce)Icp/Esw---(9)]]>關於高耐壓元件的兩特性值的折衷選擇用算式(10)進行近似。例如，第3代高耐壓元件的算式(10)中的常數A、B分別約是13.8、-2.39，第5代高耐壓元件的算式(10)中的常數A、B分別約是5.62、-2.49。
算式(10)VL+ΔVce＝A·(EL+ΔEsw)-8…(10)
圖2～圖5是表示優選根據算式(9)、(10)採用了高耐壓元件的區域的曲線圖。圖2和圖3均表示第3代產品。另外，圖4和圖5均表示第5代產品。其中，圖2表示選定導通損耗EL和飽和電壓VL分別是1.30(mJ/pulse)和2.20(V)的耐壓600V的IGBT元件Q1的示例，圖3表示選定導通損耗EL和飽和電壓VL分別是1.04(mJ/pulse)和2.34(V)的耐壓600V的IGBT元件Q2的示例。另外，圖4表示選定導通損耗EL和飽和電壓VL分別是1.00(mJ/pulse)和1.1(V)的耐壓600V的IGBT元件Q3的示例，圖5表示選定導通損耗EL和飽和電壓VL分別是0.54(mJ/pulse)和1.40(V)的耐壓600V的IGBT元件Q4的示例。
無論在哪種情況下，均優選在逆變器的開關頻率fsw越高導通損耗的增量ΔEsw越小的範圍內選定高耐壓元件。換言之，優選在開關頻率fsw越高額定電流的導通損耗Esw(on)越低的範圍內選定高耐壓元件。如果可能更優選導通損耗的增量ΔEsw為負(即，高耐壓元件的導通損耗Esw(on)小於低耐壓元件的導通損耗EL)。
但是，如果開關頻率fsw小於等於7kH，則實質上不依賴高耐壓元件的導通損耗，即可使損耗小於使用低耐壓元件時的損耗。其理由如下。
如圖1所示，第3代的1200V的IGBT元件Z1的導通損耗Esw(on)為2.10mJ/脈衝，與同為第3代的600V的IGBT元件Q1的導通損耗之差約為0.8mJ/脈衝。並且，IGBT元件Z1和與其為同代產品的600V的IGBT元件Q2的導通損耗之差約為1.06mJ/脈衝。並且，在示例出IGBT元件Q1的圖2中，表示導通損耗的增量ΔEsw小於等於0.8mJ/脈衝，而且如果開關頻率fsw為7kHz，則耐壓1200V的IGBT元件的損耗較小。另外，在示例出IGBT元件Q2的圖3中，表示導通損耗的增量ΔEsw小於等於1.10mJ/脈衝，而且如果開關頻率fsw為7kHz，則耐壓1200V的IGBT元件的損耗較小。
關於第5代產品也同樣，1200V的IGBT元件Z2的導通損耗Esw(on)為1.10mJ/脈衝，與同為第5代的600V的IGBT元件Q3的導通損耗之差約為0.1mJ/脈衝。並且，IGBT元件Z2和與其為同代產品的600V的IGBT元件Q4的導通損耗之差約為0.56(mJ/pulse)。並且，在示例出IGBT元件Q3的圖4中，表示導通損耗的增量ΔEsw約小於等於0.2mJ/脈衝，而且如果開關頻率fsw為7kHz，則耐壓1200V的IGBT元件的損耗較小。另外，在示例出IGBT元件Q4的圖5中，表示導通損耗的增量ΔEsw小於等於0.80mJ/脈衝，而且如果開關頻率fsw為7kHz，則耐壓1200V的IGBT元件的損耗較小。
一般情況下，用於壓縮製冷劑的電機相對轉速和轉矩的變更不要求快速地響應，而且由於包括該電機在內的製冷劑壓縮機被覆蓋起來使用的情況居多，所以噪聲問題不明顯。因此，採用可以低成本實現逆變器的低開關頻率fsw。例如，在用於需要採取噪聲對策的用途的電機中，其開關頻率被選定為約10kHz以上。另一方面，空調室外機被設置在室外而且採取了隔音對策，在冰箱中壓縮機被線圈支撐著，所以設定為約3kHz。因此，按照上面所述採用高耐壓元件，對向製冷劑壓縮機使用的電機提供電流的逆變器特別有效。
B說明本發明的實施方式以下，以向空調機的壓縮機的電機提供電流的逆變器為例說明本發明的實施方式。
(B-1)逆變器的損耗降低圖6是示例出本發明的電流供給電路的設計方法的流程圖。在設計電流供給電路之前，預先根據壓縮機要求的能力設定電機的額定功率G。另外，為了驅動包括該電機和向其提供電流的逆變器在內的空調機而採用的交流電源的有效值電壓F是已知的。
首先，在步驟S21中，根據電機的額定功率G和交流電源的有效值電壓F，求出由逆變器提供的電流的有效值的最大值(逆變器的額定電流)Im。具體講根據算式(11)確定。
算式(11)Im＝G/F/k/ …(11)其中，常數k是在IGBT元件中可以選擇的不同耐壓之比，優選與在(A3)中使用的k一致。例如，如果可以選擇600V、1200V的IGBT元件，則k＝2。
處理進入步驟S22，根據逆變器的電機控制下的跟蹤性等，設定開關頻率fsw。該步驟如後面所述，在每次執行時即降低開關頻率fsw。
處理進入步驟S23，判斷開關頻率fsw是否大於等於規定的最低值fswo。最低值fswo被選定為將上述跟蹤性控制在所期望的範圍內。
首先，說明在步驟S23中進行了肯定判斷的情況。該情況下，處理進入步驟S24，判斷高耐壓元件的損耗PH是否小於低耐壓元件的損耗PL。在步驟S24中雖然省略了詳細說明，但根據各種低耐壓元件和各種高耐壓元件的組合，判斷各個損耗PL、PH的大小。
如果在步驟S24中進行了肯定判斷，則處理進入步驟S25，使用高耐壓元件設計逆變器。
如果在步驟S24中進行了否定判斷，則處理返回步驟S22。從上述的「A本發明的基本觀點」的說明中可知，開關頻率fsw較低的一方使用高耐壓元件的設計的可能性較大(例如參照圖2、圖3)。因此，在每次執行步驟S22時，降低將要設定的開關頻率fsw。然後，再次執行步驟S23的判斷。
在步驟S23中進行了否定判斷時，處理進入步驟S26，使用低耐壓元件設計逆變器。
如上所述，根據電機的額定功率G和交流電源的有效值電壓F，適當選擇逆變器使用的IGBT元件，由此可以降低逆變器的損耗。
在使用高耐壓元件設計逆變器時應該採用的高耐壓元件可以流過的電流，變得比在使用低耐壓元件設計逆變器時應該採用的高耐壓元件可以流過的電流小。這對上述示例而言，高耐壓元件可以流過的電流為低耐壓元件可以流過的電流的一半。因此，也具有IGBT元件的晶片面積狹小、且成本較低的優點。
當然，使用高耐壓元件設計逆變器時(步驟S25)的電機的額定電壓是使用低耐壓元件設計逆變器時(步驟S26)的電機的額定電壓的k倍，在上述示例中(高耐壓元件的耐壓為1200V，低耐壓元件的耐壓為600V)為2倍。
圖7是示例出使用了按照上面所述設計的逆變器的電流供給技術的電路圖。從單相200V電源的交流電源1施加了有效值200V的交流電壓的二極體橋(包括倍壓用電容器)22進行倍壓整流，通過平滑電路32向逆變器42提供直流電壓Vdc。逆變器42在各相上具有兩個串聯連接的耐壓1200V的IGBT元件，從該串聯連接的連接點向三相電機M2輸出各相的交流電流。
在圖7中，為了進行倍壓整流，二極體橋22設有電容器，因此在交流電源1側配置有電抗器5以實現扼流圈輸入式整流。因此，平滑電路32與平滑電路31不同，不包括電抗器。
根據實驗，當某額定功率的電機在該額定附近可以獲得3790W的機械輸出時，與逆變器41相比，逆變器42可以看到28.5W的損耗降低。並且，當某額定功率的電機在該額定附近可以獲得2770W的機械輸出時，與逆變器41相比，逆變器42可以看到18.5W的損耗降低。
本發明除可應用於採用單相交流電源的情況以外，也可以應用於採用三相交流電源的情況。圖8是示例出三相倍壓電路的結構的電路圖。與圖7示例的電路相比，其構成為把單相交流電源1和替換為三相交流電源13，把二極體橋22替換為二極體橋23。二極體橋23也進行倍壓整流，因此具有3個電容器。在這種情況下，通過平滑電路32向逆變器42提供倍壓整流後的直流電壓。因此，通過應用本發明，構成採用高耐壓元件的逆變器42，可以獲得前面所述的效果。
另外，二極體橋22進行倍壓整流，從而與進行全波整流的二極體橋21相比，可以降低損耗。這是因為在二極體橋21中，從交流電源1流出的電流總是流過兩個二極體，而在二極體橋22中，具有用於進行倍壓整流的電容器，因此在從交流電源1流出的電流路徑中只存在一個二極體。因此，就二極體產生的損耗而言，在二極體橋22中只產生二極體橋21的一半損耗。
根據上述的實驗示例而言，某額定功率的電機在該額定附近可以獲得3790W的機械輸出時，與二極體橋21相比，二極體橋22可以看到25.7W的損耗降低。並且，某額定功率的電機在該額定附近可以獲得2770W的機械輸出時，與二極體橋21相比，二極體橋22可以看到19.7W的損耗降低。
更加具體地說明該二極體橋的損耗。一個二極體的功率損耗Pd，可以根據其正向電壓降Vf與從二極體橋輸出給逆變器的直流電流Idc之積推算。如果按算式(11)考慮，則功率損耗Pd可以利用算式(12)計算。
算式(12)Pd=VfIdc]]>=Vf32Im]]>=G/(Fk2)---(12)]]>在進行全波整流的二極體橋21中，如上所述，從交流電源1流出的電流始終流過兩個二極體，所以其功率損耗計算為2Pd。另一方面，在進行倍壓整流的二極體橋22中，如上所述，在從交流電源1流出的電流路徑中只存在一個二極體。因此，功率損耗計算為Pd。
因此，考慮到在二極體橋的損耗，作為IGBT元件選擇採用低耐壓元件還是採用高耐壓元件，如果使用算式(7)、(8)的損耗PL、PH進行說明，則根據PL+2Pd和PH+Pd中哪方較大進行選擇。換言之，如果算式(13)成立，則選擇高耐壓元件，如果不成立，則選擇低耐壓元件，可以把二極體橋和逆變器的各自損耗之和設計得比較小。
算式(13)PL＞PH-Pd…(13)圖10是明確上述判斷的流程圖，對應於圖6。圖10的流程圖具有把圖6的流程圖中的步驟S24替換為步驟S24D的結構，在步驟S24D中進行基於算式(13)的判斷。
圖11是表示鑑於二極體橋和逆變器的損耗之和優選採用高耐壓元件的區域的曲線圖。此處，示例選定在圖3中說明的導通損耗EL和飽和電壓VL分別是1.04(mJ/pulse)和2.34(V)的耐壓600V的IGBT元件的情況。並且，正向電壓降Vf計算為1.5V。
在與曲線102相比更靠近原點側的區域中，採用高耐壓元件比採用低耐壓元件時可以減小二極體橋和逆變器的損耗。
另外，為了進行比較把圖3所示的曲線再次圖示為曲線101。曲線101與曲線102相比更靠近原點側。即，考慮到二極體橋的損耗，採用高耐壓元件比採用低耐壓元件時可以減小損耗的區域較大。
另外，考慮到二極體橋的損耗，把算式(9)修改為算式(14)。
算式(14)fsw[Pd+18(VL-Vce)Icp]/[(2)Esw]---(14)]]>在前面的說明中，作為逆變器的開關元件，以IGBT元件為例進行了說明，但採用其他開關元件同樣可以應用本發明。
並且，從交流電源1得到的電壓不限於有效值為200V的情況。例如，可以把本發明應用於有效值為200V～240V的電源(在本申請中稱為200V系列電源)。
(B-2)二極體橋和逆變器的模塊化如上所述，逆變器使用高耐壓元件時，具有使可以流過的電流值變小的優點。但是，與使用低耐壓元件的逆變器相比，使用高耐壓元件的逆變器的輸入電壓變高。因此，要求二極體橋和逆變器之間的布線以較高的耐壓與其周圍絕緣。
根據這種觀點，優選二極體橋和逆變器成為一體化的模塊。圖9是表示在日本專利文獻2中示出的模塊的結構的剖面圖。電動機控制模塊50內的電氣部件安裝在上下幾乎平行配置的印刷基板62和鋁基板61上。印刷基板62和鋁基板61的布線通過樹脂模塑的電路板63相連接。電動機控制模塊50中的二極體和功率電晶體等功率部件71(處理十幾瓦特以上功率的部件)，全部裸裝在鋁基板61上。另一方面，包括微處理器、ROM、各種接口等在內的利用單片微電腦構成的模塊內CPU是應當與其他電氣部件形成的發熱和噪聲隔斷的部件，所以安裝在沒有安裝發熱量較大的部件的印刷基板62上。並且，不發熱(或較小)的控制部件也安裝在印刷基板62上。模塑部件81覆蓋功率部件71和接合線73、以及其他的鋁基板61上的部件。另外，印刷基板62上的部件也被模塑部件81覆蓋。將二極體橋和逆變器模塊化，對高耐壓元件特別有效，具體情況如上面所述。
以上詳細說明了本發明，但上述說明僅是所有局面的一個示例，本發明不限於此。可以在不脫離本發明範圍的情況下設想得到未示例的無數個變形例。
權利要求
1.一種電流供給電路，具有連接在交流200V系列電源(1)上的倍壓整流電路(22)；多相逆變器電路(42)，其在各相上具有兩個串聯連接的耐壓1200V的開關元件，從該串聯連接的連接點輸出各相的交流電流。
2.根據權利要求1所述的電流供給電路，所述開關元件是IGBT元件。
3.根據權利要求2所述的電流供給電路，所述倍壓整流電路和所述多相逆變器電路被模塊化。
4.一種多相驅動電路，具有權利要求2或3所述的電流供給電路；和由所述多相逆變器電路提供電流的多相400V用電機(M2)。
5.一種電流供給電路設計方法，是設計電流供給電路(22、32、42)的方法，該電流供給電路被輸入規定的有效值電壓的交流電壓，向規定的額定功率的多相負載(M2)輸出多相交流電流，所述電流供給電路具有多相逆變器電路(42)，其在各相上具有兩個串聯連接的開關元件，從該串聯連接的連接點輸出各相的所述交流電流，該方法包括如下的步驟(a)步驟(S21)，把所述多相負載的所述額定功率除以所述有效值電壓的2倍電壓值而得到的電流值設定為所述多相逆變器電路的額定電流值，(b)步驟(S25)，在向所述多相逆變器電路輸入對所述交流電壓進行全波整流而得到的直流電壓時，根據所述額定電流值，選定具有對所述開關元件所要求的第1耐壓的2倍的第2耐壓的所述開關元件。
6.根據權利要求5所述的電流供給電路設計方法，所述規定的有效值電壓的交流電壓為單相，所述電流供給電路還具有倍壓整流電路(22)，其對所述規定的有效值電壓的交流電壓進行倍壓整流，並輸出給所述多相逆變器電路(42)。
7.根據權利要求5所述的電流供給電路設計方法，在所述步驟(b)中，在所述逆變器的開關頻率(fsw)越高，所述額定電流值的導通損耗(Esw(on))越低的範圍內，選定所述開關元件。
8.根據權利要求7所述的電流供給電路設計方法，所述步驟(b)包括如下的步驟(b-1)步驟，根據對所述開關元件所要求的動態損耗(Psw)和所述逆變器的開關頻率(fsw)，設定導通損耗(Esw(on)＝Esw/2)，(b-2)步驟，選定具有所述第2耐壓，並且在所述額定電流值時產生與在所述步驟(b-1)中設定的所述導通損耗大致相等的導通損耗的所述開關元件。
9.根據權利要求6所述的電流供給電路設計方法，在所述步驟(b)中，在所述逆變器的開關頻率(fsw)越高，所述額定電流值的導通損耗(Esw(on))越低的範圍內，選定所述開關元件。
10.根據權利要求9所述的電流供給電路設計方法，所述步驟(b)包括如下的步驟(b-1)步驟，根據對所述開關元件所要求的動態損耗(Psw)和所述逆變器的開關頻率(fsw)，設定導通損耗(Esw(on)＝Esw/2)，(b-2)步驟，選定具有所述第2耐壓，並且在所述額定電流值時產生與在所述步驟(b-1)中設定的所述導通損耗大致相等的導通損耗的所述開關元件。
11.根據權利要求5所述的電流供給電路設計方法，所述開關元件是IGBT元件，在所述步驟(b)中，把具有所述第2耐壓的所述IGBT元件的額定電流值的導通損耗相對於具有所述第1耐壓的所述IGBT元件的額定電流值的導通損耗(EL)的增量(ΔEsw)作為除數，把具有所述第1耐壓的所述IGBT元件的飽和電壓(VL)減去具有所述第2耐壓的所述IGBT元件的飽和電壓相對於該飽和電壓(VL)的增量(ΔVce)所得的值(VL-ΔVce)，與將所述逆變器的輸出電流換算為正弦波而得到的最大值(Icp)及(π/16)的乘積作為被除數，在所述逆變器的開關頻率(fsw)比所述被除數除以所述除數得到的結果低的區域中，選定具有所述第2耐壓的所述IGBT元件。
12.根據權利要求6所述的電流供給電路設計方法，所述開關元件是IGBT元件，在所述步驟(b)中，把具有所述第2耐壓的所述IGBT元件的額定電流值的導通損耗相對於具有所述第1耐壓的所述IGBT元件的額定電流值的導通損耗(EL)的增量(ΔEsw)的(2/π)倍作為除數，使具有所述第1耐壓的所述IGBT元件的飽和電壓(VL)減去具有所述第2耐壓的所述IGBT元件的飽和電壓相對於該飽和電壓(VL)的增量(ΔVce)所得的值(VL-ΔVce)，與將所述逆變器的輸出電流換算為正弦波而得到的最大值(Icp)及(1/8)三者的乘積，加上所述倍壓整流電路(22)具有的二極體中的一個二極體的損耗(Pd)，把相加得到的值(Pd+(VL-ΔVce)·Icp/8)作為被除數，在所述逆變器的開關頻率(fsw)比所述被除數除以所述除數得到的結果低的區域中，選定具有所述第2耐壓的所述IGBT元件。
13.根據權利要求11所述的電流供給電路設計方法，將所述逆變器的開關頻率(fsw)設定為小於等於7kHz。
14.根據權利要求5所述的電流供給電路設計方法，所述規定的有效值電壓是200V，所述第1耐壓是600V。
15.根據權利要求5～14中任一項所述的電流供給電路設計方法，所述開關元件是IGBT元件。
全文摘要
降低包括具有開關元件的逆變器的電流供給電路的損耗。包括續流二極體的IGBT元件的動態損耗與導通損耗和開關頻率之積成比例，靜態損耗與流向IGBT元件的電流和其集電極/發射極之間的飽和電壓之積成比例。即使把IGBT元件的耐壓設為2倍，集電極/發射極之間的飽和電壓也不會達到2倍。因此，可以把提供給負載的電壓和電流分別設為2倍、1/2倍，使提供給負載的電力相等，並且使動態損耗相等，同時減小靜態損耗。
文檔編號H02M7/48GK1894846SQ200480037158
公開日2007年1月10日 申請日期2004年12月15日 優先權日2003年12月16日
發明者前田敏行, 巴正信 申請人:大金工業株式會社