一種非隔離大變比直流‑直流變換器的製作方法

2024-04-01 03:29:05 1

本發明涉及開關電源領域，特別是涉及輸入輸出變比大的非隔離直流-直流變換器。

背景技術：

開關電源主要是通過一些電路拓撲架構，將輸入電壓轉換成符合要求的電壓。近年來，隨著電子技術的發展，特別是數據處理和傳輸速度的快速提升，對電源的功率和功率密度的要求不斷上升，使提高變換器的效率成為實現高功率和高功率密度的關鍵。目前越來越多的電子設備需要低電壓輸出的電源模塊，對於高電壓輸入低電壓輸出的大變比變換器來說，傳統的降壓線路有很多缺陷，比如：佔空比小，輸入脈衝電流大，效率低，這些都使得傳統的降壓線路很難廣泛應用。傳統降壓線路如圖1所示。以直流電壓48v輸入，1v輸出為例，傳統的buck線路，佔空比d=vo/vin=2%，可見佔空比很小，這就使得輸入脈衝電流很大，大輸入電流則需要更多的輸入濾波器件，同時大電流流過高壓的開關器件，產生的損耗加大，導致開關電源的效率很低，這樣就使開關電源的功率密度難以提高。另外，傳統的buck線路，不夠完善，一旦原邊開關器件失效短路，輸入的高電壓將直接加到負載上，很容易損壞用戶的設備。

為了解決上述佔空比小效率不高的問題，本發明提供了一種在高佔空比工作下獲得的非隔離大變比直流-直流變換器。

技術實現要素：

本發明所解決的技術問題是提供一種可實現高佔空比的非隔離大變比直流-直流變換器。

本發明解決上述技術問題所採用的技術方案是：一種非隔離大變比直流-直流變換器，該線路包含與輸入電壓源相連的可控輸入開關器件，一個自耦變壓器，與自耦變壓器原邊繞組相連的一個隔直電容，與自耦變壓器副邊繞組相連的可控輸出開關器件，與可控開關器件控制端相連的驅動線路，由輸出電感和電容組成的低通濾波器，其特徵在於，該線路通過在高佔空比工作下獲得大變比直流-直流變換。

優選地，上述非隔離大變比直流-直流變換器，其特徵在於，上述可控開關器件，第一可控開關器件和第二可控開關器件與輸入電壓源相連，第三可控開關器件和第四可控開關器件與自耦變壓器的副邊繞組相連。

優選地，上述非隔離大變比直流-直流變換器，其特徵在於，可控輸入開關器件由第一可控開關器件和第二可控開關器件構成，可控輸出開關器件由第三可控開關器件和第四可控開關器件構成。

優選地，上述非隔離大變比直流-直流變換器，其特徵在於，第一可控開關器件和第三可控開關器件同步開關，第二可控開關器件和第四開關器件同步開關。

優選地，上述非隔離大變比直流-直流變換器，其特徵在於，第一可控開關器件一端與輸入電壓源的正極相連，另一端連接隔直電容，隔直電容的另外一端與自耦變壓器的原邊繞組相連,隔直電容在工作過程中，承擔了較高的電壓壓降，使變壓器工作在較低的電壓下，並且在第一可控開關管失效時，隔離保護副邊的設備；第二可控開關器件一端接第一可控開關器件，另一端連接輸入電壓源的負極。

優選地，上述非隔離大變比直流-直流變換器，其特徵在於，上述自耦變壓器的副邊繞組可以是一個繞組通過一個第三可控開關器件接輸入電壓源的負極，也可以是兩個繞組分別通過一個第三可控開關器件和一個第四開關器件一起接到輸入電壓源的負極。

優選地，上述非隔離大變比直流-直流變換器，其特徵在於，輸入電壓源的負極與輸出電壓的負接在一起。

本發明提供了一種可實現高佔空比的非隔離大變比直流-直流變換器，結構簡單、成本低、損耗小、高效率，使高電壓輸入低電壓輸出的非隔離型開關電源應用更為廣泛，為推動高新技術電子產品的發展做出貢獻。

附圖說明

圖1是傳統的buck線路示意圖。

圖2是副邊是一個繞組的非隔離大變比直流-直流變換器。

圖3是副邊是兩個繞組的非隔離大變比直流-直流變換器。

圖4是可控開關管驅動信號的時序圖。

圖5是副邊一個繞組時佔空比跟輸入電壓的關係圖。

具體實施方式

下面結合附圖給出本發明線路的實施方式，以詳細說明本發明的技術方案。

如圖2中自耦變壓器的副邊是一個繞組，圖3中自耦變壓器的副邊是兩個繞組。這裡可控開關器件sh,sl,sa,sb是mosfet,sh和sa同步開關，sl和sb同步開關。cm是隔直電容，np是自耦變壓器的原邊繞組匝數，ns是自耦變壓器的副邊繞組匝數，lo是輸出電感，co是輸出電容，lo與co組成輸出的低通濾波器，r是輸出負載。

如圖4是mos管sh,sa和sl,sb的驅動信號時序圖，驅動信號為高電平時，mos管開通，驅動信號為低電平時，mos管關斷。

在t1至t2階段，sh,sa的驅動信號為高電平，sh,sa開通，sl,sb關斷，電流從輸入電源的正極流過開關管sh，隔直電容cm上建立電壓vcm，電流經過變壓器的勵磁電感lm，電流方向在線路圖上從上往下；變壓器副邊繞組的電流方向是從下往上流，即從輸入電源的負經過sa和變壓器副邊繞組到va，然後經過輸出電感lo，到輸出電壓vo的正，流到vo的負，vo的負與輸入電源的負極接在一起。

在t2至未到t3階段，sh,sa未完全關斷，電流從寄生電容和體二極體走；sl,sb還沒開通，電流從sl,sb的體二極體走，方向從下（輸入電源的負）往上，va到輸出電壓的電流方向不變。

在t3時刻，sh,sa完全關斷，sl,sb未開通，電流仍舊沿原來的方向從體二極體走；變壓器勵磁電感裡面的電流ilm在逐漸減小，方向還是原來的方向，從上往下流。

在t3至t4階段，sh,sa完全關斷，sl,sb完全開通，勵磁電感裡面的電流ilm方向改變，從下往上流。變壓器原邊繞組上的電壓等於隔直電容cm上的電壓。

以變壓器副邊一個繞組為例：

在t1至t2階段，sh,sa開通，sl,sb關斷，原邊繞組上的電壓：

vp,d=vin-vcm-ns/np*vp,d

可以算出vp,d=np/(np+ns)*(vin-vcm)

在t3至t4階段，sh,sa關斷，sl,sb開通期間，原邊繞組上的電壓：

vp,1-d=vcm

根據變壓器勵磁電感lm上的磁平衡：

vp,d*d=(1-d)*vcm

可以算出vcm=kp*d*vin/(1-ks*d)

變壓器副邊繞組上的電壓：vs=ns/np*vp,d

vo=d*vs=d*vin*(1-d)/(1-ks*d)

以上kp=np/(np+ns),kn=nn/(np+ns)，kp+kn=1

圖5是副邊一個繞組時佔空比跟輸入電壓的關係圖(vo=5v,np=5，ns=2)，由圖5可以看出，變換器的佔空比d可以取很大的值。

在變壓器工作的過程中，d很大，隔直電容cm承受了較大的壓降，繞組上承受擔的電壓很小，輸入開關上的脈動電流小，通過匝比的關係，副邊開關管上承受的電壓應力更小，原邊開關和副邊開關管上的電壓應力小可以選低電壓的開關管，這樣就可以實現低電壓大電流輸出，另外，輸入電流小，可以大大的減小功率損耗，在低成本的基礎上提高了電源的工作效率，可以進一步提高電源的功率密度。

雖然以上描述了本發明的具體實施線路，但是本領域的技術人員應當理解，這些僅是舉例說明，在不背離本發明的原理和實質的前提下，可以對這些實施線路做出多種變更或修改。因此，本發明的保護範圍由所附權利要求書限定。