電流型控制開關穩壓器及其操作控制方法

2023-12-01 00:26:06

專利名稱：電流型控制開關穩壓器及其操作控制方法
技術領域：
本發明涉及在寬輸入/輸出電壓範圍以及寬頻率範圍內操作的電流型控制開關
穩壓器。
背景技術：
通常，已經廣泛使用電壓型控制開關穩壓器。電壓型控制開關穩壓器根據輸入 電壓和參考電壓之間的電壓差來對開關元件執行PWM控制，由此穩定輸出電壓。但是， 由於電壓型控制開關穩壓器檢測來自輸出電壓的返回信號，因此其對輸出電壓的波動的 響應速度較慢，並且放大輸出電壓和參考電壓之間的電壓差的誤差放大電路的相位補償 變得複雜。作為解決這些不足的技術，已經在許多情況下使用電流型控制開關穩壓器。然 而，已知當PWM控制的執勤周期(on-duty cycle)超過50%時，電流型控制開關穩壓器引 起次諧波振蕩(subharmonic oscillation)，並且失去控制。因此對PWM控制執行斜坡補償 (slope compensation)來防止次諧波振蕩。圖1是顯示電流型控制開關穩壓器的示例的電路圖，其中該電流型控制開關穩 壓器具有執行這樣的斜坡補償並呈現降壓(stepdown)開關穩壓器的電路。在圖1中，當開關電晶體105導通時，將電力提供到電感器104、平滑電容器 102以及負載101。當開關電晶體105截止時，在電感器104以及平滑電容器102中積累 的能量被提供到負載101。電流/電壓轉換電路106具有電阻Rsense並且輸出通過利用 電阻Rsense將饋送到電感器104的電流iL轉換為電壓而獲得的所轉換的電壓VSenSe(= Rsense X iL)。此外，振蕩電路110產生並輸出預定的參考時鐘信號CLK以及預定的鋸齒波電 壓Vramp。累積器108通過將鋸齒波電壓Vramp與所轉換的電壓Vsense相加來執行斜坡 補償，並且將結果(作為斜坡電壓Vs)輸出到PWM比較器107的正相輸入端。誤差放 大器電路115放大參考電壓Vref以及通過分壓輸出電壓Vout獲得的分壓Vft之間的電壓 差，並且將所產生的誤差電壓Ve輸出到PWM比較器107的反相輸入端。PWM比較器 107將誤差電壓Ve與斜坡電壓Vs進行比較。當誤差電壓Ve超過斜坡電壓Vs時，PWM 比較器107重置RS鎖存電路112來截止開關電晶體105。因此，電感器電流iL的峰值 電流值依賴於誤差電壓Ve。在穩壓輸出電壓Vout時，PWM比較器107在分壓Vft大於參考電壓Vref時降
低誤差電壓Ve來降低輸出電壓Vout。此外，PWM比較器107在分壓Vft小於參考電壓 Vref時升高誤差電壓Ve來升高輸出電壓Vout。為了防止上述的次諧波振蕩，需要執行斜坡補償，使得在開關電晶體105截止 時，斜坡電壓Vs的傾斜變為電感器電流iL的傾斜的一半或更多。具體地，在圖1中，假設電感器104的電感是L，通過下面的公式(a)獲得在開 關電晶體105導通時電感器電流iL的傾斜diL/dt。此外，通過下面的公式(b)獲得在開關電晶體105截止時電感器電流iL的傾斜diL/dt。
diL/dt = (Vin-Vout) /L...(a) diL/dt = -Vout/L... (b)當鋸齒波電壓Vramp的傾斜是斜坡補償Iramp時，通過下面的公式(C)獲得此時 的斜坡補償。Iramp > Vout/2/LX Rsense...(c)注意，在升壓(step up)開關穩壓器，公式(a)、(b)和(c)分別由下面的公式 (d)、(e)和(f)表示。diL/dt = Vin/L...(d)diL/dt = - (Vout-Vin) /L... (e)
Iramp > (Vout-Vin)/L/2 X Rsense ...(f)如上所述，可以使用輸出電壓Vout和輸入電壓Vin的變量表示斜坡補償Iramp。 當輸入電壓Vin和輸出電壓Vout是恆定值時，沒有問題出現。然而，輸入電壓Vin和輸 出電壓Vout通常在很大的範圍內波動。因此，當將斜坡補償Iramp設置為固定值時，需 要將斜坡補償Iramp設置到所期望的輸入電壓Vin和輸出電壓Vout的波動範圍內的最大 值。然而，雖然在執行過度的斜坡補償時可以防止次諧波振蕩，但是喪失了電流反饋的 優勢。結果，電流型控制開關穩壓器像電壓型開關穩壓器那樣操作，從而降低了其可控 性。為了處理該問題，根據輸入/輸出電壓確定斜坡控制量來在寬輸入/輸出電壓範圍 內合適地執行斜坡補償。(如，見專利文檔1)。專利文檔1 JP-2006-33958然而，在這種情況下，由於根據輸入電壓和輸出電壓改變斜坡補償量，電路變 得複雜。此外，由於開關穩壓器的通用IC(集成電路)通常具有用於產生通過分壓輸出 電壓而獲得的分壓的外部電阻，並且不能監視輸出電壓，因此不能根據輸出電壓執行斜 坡補償。另一方面，由設計人員選擇的電感L隨著開關穩壓器的操作頻率的變化而變 化。因此，當將斜坡補償Iramp設置到固定值時，需要將其設置到所期望的輸入電壓 Vin,輸出電壓Vout的以及電感L的波動範圍內的最大值。例如，當振蕩電路的振蕩頻 率是2MHz、1MHz、500KHz和300KHz時，所選擇的電感L分別是與振蕩頻率成反比的 2.2 μ H, 4.7 μ H, ΙΟμΗ和15μΗ。然而，如上所述，雖然可以在執行過度的斜坡補償 時防止次諧波振蕩，但是喪失了電流反饋的優勢。結果，電流型控制開關穩壓器像電壓 型開關穩壓器那樣操作，從而降低了其可控性。然而，已知的開關穩壓器不能根據電感 L執行斜坡補償。

發明內容
已經做出本發明來解決以上問題，並且可以提供能夠利用簡單的電路在寬輸入/ 輸出電壓範圍和寬可變頻率範圍內防止次諧波振蕩並抑制頻率特性的波動的電流型控制 開關穩壓器。具體地，降壓開關穩壓器根據輸入電壓和振蕩頻率改變斜坡電壓的傾斜， 同時升壓開關穩壓器根據輸出電壓和振蕩頻率改變斜坡電壓的傾斜。本發明還可以提供 電流型控制開關穩壓器的操作控制方法。
根據本發明的第一方面，提供一種電流型控制開關穩壓器，所述電流型開關穩 壓器將輸入到輸入端的輸入電壓降壓到預定的恆定電壓，並且從輸出端輸出步階的輸入 電壓(stepped input voltage)作為輸出電壓。電流型控制開關穩壓器包括開關元件，用來 根據輸入控制信號執行開關操作；電感器，用來通過開關元件的開關操作利用輸入電壓 充電；整流元件，用來放電電感器；誤差放大電路單元，用來放大通過以預定比例分壓 輸出電壓而獲得的分壓與預定的參考電壓之間的電壓差；具有可變振蕩頻率的振蕩電路 單元，用來產生並輸出具有所設置的振蕩頻率的時鐘信號；斜坡電壓產生電路單元，用 來產生並輸出具有與輸入電壓和振蕩頻率對應的傾斜的斜坡電壓；以及開關控制電路單 元，用來將誤差放大電路的輸出電壓與斜坡電壓進行比較，使用時鐘信號產生與比較結 果對應的佔空比的脈衝信號，並且根據脈衝信號對開關元件執行開關控制。根據本發明的第二方面，提供一種電流型控制開關穩壓器，所述電流型開關穩 壓器將輸入到輸入端的輸入電壓升壓到預定的恆定電壓，並且從輸出端輸出步階的輸入 電壓(stepped input voltage)作為輸出電壓。電流型控制開關穩壓器包括開關元件，用來 根據輸入控制信號執行開關操作；電感器，用來通過開關元件的開關操作利用輸入電壓 充電；整流元件，用來放電電感器；誤差放大電路單元，用來放大通過以預定比例分壓 輸出電壓而獲得的分壓與預定的參考電壓之間的電壓差；具有可變振蕩頻率的振蕩電路 單元，用來產生並輸出具有所設置的振蕩頻率的時鐘信號；斜坡電壓產生電路單元，用 來產生並輸出具有與輸出電壓和振蕩頻率對應的傾斜的斜坡電壓；以及開關控制電路單 元，用來將誤差放大電路的輸出電壓與斜坡電壓進行比較，使用時鐘信號產生與比較結 果對應的佔空比的脈衝信號，並且根據脈衝信號對開關元件執行開關控制。根據本發明的第三方面，提供一種電流型控制開關穩壓器的操作控制方法，所 述電流型控制開關穩壓器具有開關元件，用來根據輸入控制信號執行開關操作；電感 器，用來通過開關元件的開關操作利用輸入到輸入端的輸入電壓充電；整流元件，用來 放電電感器；以及具有可變振蕩頻率的振蕩電路單元，用來產生並輸出具有所設置的振 蕩頻率的時鐘信號；電流型控制開關穩壓器根據使用時鐘信號產生的脈衝信號對開關 元件執行開關控制，使得來自輸出端的輸出電壓變為預定的恆定電壓，並且將輸入到輸 入端的輸入電壓降壓到預定的恆定電壓，並且從輸出端輸出步階的輸入電壓作為輸出電 壓。所述操作控制方法包括根據輸入電壓和振蕩頻率改變斜坡電壓的傾斜，所述斜坡 電壓用於產生脈衝電壓來對開關元件執行開關控制。根據本發明的第四方面，提供一種電流型控制開關穩壓器的操作控制方法，所 述電流型控制開關穩壓器具有開關元件，用來根據輸入控制信號執行開關操作；電感 器，用來通過開關元件的開關操作利用輸入電壓充電；整流元件，用來放電電感器； 以及具有可變振蕩頻率的振蕩電路單元，用來產生並輸出具有所設置的振蕩頻率的時鐘 信號，電流型控制開關穩壓器根據使用時鐘信號產生的脈衝信號對開關元件執行開關控 制，使得來自輸出端的輸出電壓變為預定的恆定電壓，並且將輸入到輸入端的輸入電壓 升壓到預定的恆定電壓，並且從輸出端輸出步階的輸入電壓作為輸出電壓。所述操作控 制方法包括根據輸出電壓和振蕩頻率改變斜坡電壓的傾斜，所述斜坡電壓用於產生脈 衝電壓來對開關元件執行開關控制。


圖1是顯示電流型控制開關穩壓器的電路示例的電路圖；圖2是顯示根據本發明第一實施例的電流型控制開關穩壓器的電路示例的電路圖；圖3是顯示圖2所示的各個部分的波形示例的定時圖；圖4是顯示圖2所示的振蕩電路8和電壓/電流轉換電路12的電路示例的電路 圖；圖5是顯示根據本發明第二實施例的電流型控制開關穩壓器的電路示例的電路 圖；圖6是顯示圖5所示的各個部分的波形示例的定時圖；圖7是顯示圖5所示的振蕩電路8和電壓/電流轉換電路52的電路示例的電路 圖；圖8是顯示圖4和7所示的可變電阻器35的電路示例的電路圖；圖9是顯示圖4和7所示的可變電阻器35的另一電路示例的電路圖；以及圖10是顯示圖4和7所示的可變電阻器35的又一電路示例的電路圖。
具體實施例方式接下來，參照附圖進行本發明的實施例的描述。(第一實施例)圖2是顯示根據本發明第一實施例的電流型控制開關穩壓器的電路示例的電路 圖。圖2所示的電流型控制開關穩壓器(下面稱為開關穩壓器)1構成降壓開關穩壓 器，其將自DC電源20輸入到輸入端IN的輸入電壓Vin降壓到預定的恆定電壓，並且從 輸出端OUT將步階的輸入電壓作為輸出電壓Vout輸出到負載21。開關穩壓器1具有由用於控制來自輸入端IN的電流的輸出的PMOS電晶體組成 的開關電晶體Ml;整流二極體Dl;電感器Li;平滑電容器Cl以及用於分壓輸出電壓 Vout並產生和輸出分壓Vft的輸出電壓檢測電阻器2和3。此外，開關穩壓器1具有產 生並輸出預定的參考電壓Vref的參考電壓產生電路4 ；將分壓Vft與參考電壓Vref進行 比較、放大分壓Vft和參考電壓Vref之間的電壓差、並且產生和輸出誤差電壓Ve的誤差 放大電路5 ；以及產生並輸出斜坡電壓Vs的斜坡電壓產生電路6。此外，開關穩壓器1具有PWM比較器7、具有可變振蕩頻率的振蕩電路8、RS 觸發器(flip-flop)電路9和反相器10。PWM比較器將來自誤差放大電路5的誤差電壓 Ve與斜坡電壓Vs進行比較，並且產生和輸出用於執行PWM控制的脈衝信號Spw(其具 有與誤差電壓Ve對應的脈衝寬度)。具有可變振蕩頻率的振蕩電路8產生並輸出具有設 置的振蕩頻率Fosc的時鐘信號CLK。RS觸發器電路9具有設置輸入端S以及重置輸入 端R，其中向設置輸入端S輸入來自振蕩電路8的時鐘信號CLK，並且向重置輸入端R輸 入來自PWM比較器7的脈衝信號。反相器10根據來自RS觸發器電路9的輸出信號Sq 產生用於對開關電晶體Ml執行開關控制的控制信號，由此驅動開關電晶體Ml。另一方面，斜坡電壓產生電路6由反相器11、電壓/電流轉換電路12、偏置二極體13、PMOS電晶體14和15以及電容器16組成。注意，開關電晶體Ml構成開關元 件；二極體Dl構成整流元件；以及電阻器2和3、參考電壓產生電路4和誤差放大電路 5構成誤差放大電路單元。此外，斜坡電壓產生電路6構成斜坡電壓產生電路單元；振 蕩電路8構成振蕩電路單元；以及PWM比較器7、RS觸發器電路9和反相器10構成開 關控制電路單元。此外，PWM比較器7構成電壓比較電路；RS觸發器電路9構成控制 電路；電壓/電流轉換電路12構成電流源；PMOS電晶體14構成電壓源電路；和PMOS 電晶體15構成放電電路。此外，在圖2所示的開關穩壓器1中，除了電感器Li、二極 管D1、電容器Cl和電阻器2和3之外的各個電路都集成在一個電路中。開關電晶體Ml連接在輸入電壓Vin和二極體Dl的陰極之間，而二極體Dl的陽 極連接到地電勢。電感器Ll連接在開關電晶體Ml的漏極以及輸出端OUT之間，而電 阻器2和3的串聯電路與電容器Cl並聯在輸出端OUT和地電勢之間。作為電阻器2和 3之間的連接部分的電壓的分壓Vft被輸入到誤差放大電路5的正相輸入端，而參考電壓 Vref被輸入到誤差放大電路5的反相輸入端。此外，從誤差放大電路5輸出的誤差電壓 Ve被輸入到PWM比較器7的正相輸入端，而斜坡電壓Vs被輸入到PWM比較器7的反 相輸入端。RS觸發器電路9的輸出信號Sq的信號電平被反相器10反相，並被輸入到開 關電晶體Ml的柵極。

在斜坡電壓產生電路6中，PMOS電晶體14連接在開關電晶體Ml的漏極和偏 置二極體13的陽極之間。偏置二極體13的陰極連接到PWM比較器7的反相輸入端，而 電壓/電流轉換電路12連接在PWM比較器7的反相輸入端和地電勢之間。電壓/電流 轉換電路12具有向其輸入輸入電壓Vin的控制信號輸入端，並且連接到振蕩電路8。電 壓/電流轉換電路12將與輸入電壓Vin和振蕩頻率Fosc對應的電流islope從偏置二極體 13饋送到地電勢。偏置二極體13和電壓/電流轉換電路12之間的連接部分用作斜坡電壓產生電路 6的輸出端，並且從連接部分輸出斜坡電壓Vs。反相器11將時鐘信號CLK的信號電平 反相，並且將反相的時鐘信號CLK輸出到PMOS電晶體14的柵極。此外，PMOS晶體 管15和電容器16並聯在輸入電壓Vin和PMOS電晶體14的漏極之間，並且RS觸發器 電路9的輸出信號Sq被輸入到PMOS電晶體15的柵極。在這樣的結構中，當誤差電壓Ve小於或等於斜坡電壓Vs時，PWM比較器7輸 出低電平信號，RS觸發器電路9輸出高電平信號，同時時鐘信號CLK變為高電平，並且 通過反相器10導通開關電晶體Ml來建立電連接。當開關電晶體Ml導通時，將電力提 供給電感器Li、平滑電容器Cl以及負載21。當開關電晶體Ml截止時，電感器Ll和平 滑電容器Cl中累積的能量被提供給負載21。誤差放大電路5放大通過分壓輸出電壓Vout獲得的分壓Vft與預定的參考電壓 之間的電壓差，並且將所產生的誤差電壓Ve輸出到PWM比較器7的正相輸入端。PWM 比較器7將誤差電壓Ve與來自斜坡電壓產生電路6的斜坡電壓Vs進行比較。當誤差電 壓Ve超出斜坡電壓Vs時，PWM比較器7重置RS觸發器電路9來截止開關電晶體Ml。 因此，電感器電流iL的峰值電流值依賴於誤差電壓Ve。在穩壓輸出電壓Vout時，PWM比較器7在分壓Vft大於參考電壓Vref時升高 誤差電壓Ve來降低輸出電壓Vout。此外，PWM比較器7在分壓Vft小於參考電壓Vref時降低誤差電壓Ve來升高輸出電壓Vout。 接下來，圖3是顯示圖2所示的各個部分的波形示例的定時圖。這裡參照圖3 進行圖2所示的斜坡電壓產生電路6的操作的描述。電壓/電流轉換電路12產生並輸出與輸入電壓Vin和振蕩頻率Fosc對應的電流 islope，其中通過「AXVinXFosc」獲得電流islope。注意，A表示預定的值。由偏置 二極體13添加到輸入電壓Vin的偏置電壓Voffset變為偏置二極體13的正向壓降(forward dropping voltage)。將輸入電壓施加到電容器16的一端。當時鐘信號CLK變為高電平並且PMOS 電晶體14導通時，開關電晶體Ml的漏極電壓VA經由電晶體14被施加到電容器16的另 一端。因此，在電容器16的對應端的電壓之間出現電壓差，並且利用該電壓差充電電容 器16。假設開關電晶體Ml的接通電阻是Ron，並且在電感器電流iL的谷底的電流值是 iLvalley,則在開關電晶體Ml導通時，通過「VA = Vin-RonXiLvalley」獲得開關晶體 管Ml的漏極電壓VA。當PMOS電晶體14被截止來切斷電連接時，通過電壓/電流轉換電路12提取電 容器16的電荷。假設電容器16的容量是Cvs，則通過「-AXVinXFosc/Cvs」來獲得 電容器16的電壓的傾斜。因此，假設從開關電晶體Ml導通開始過去的時間為t，則通過下面的公式(1) 獲得在開關電晶體Ml導通時的斜坡電壓Vs。Vs = Vin-Voffset-RonXiLvalley-AX VinX Fosc/CvsXt ... (1)如果期望在振蕩頻率Fosc分別是2MHz、1MHz、500KHz和300KHz時，電感器 Ll的電感L被設置為2.2 μ H、4.7 μ H、10 μ H禾Π 15 μ H，則建立如下關係。A/Cvs = Ron/{500k (Hz) X 10 μ (H) }...........................(2)相應地，可以通過公式(1)獲得下面的公式(3)dVs/dt = -RonX Vin X Fosc/{500k (Hz) X 10 μ (H)}........(3)由於建立了關係「L = 10μ (H) X {500k(Hz)/Fosc}"，可以將公式⑶變換為 下面的公式(4)。 dVs/dt = -Ron X Vin/L...........................................(4)如上所述，發現dVs/dt被變換以便與具有電感L的電感器Ll對應，其中該電感 L與振蕩頻率Fosc成反比，並且斜坡電壓Vs的傾斜dVs/dt根據輸入電壓Vin和振蕩頻率 Fosc的波動而變化。另一方面，當RS觸發器電路9的輸出信號Sq變為低電平時，開關電晶體Ml 截止，並且PMOS電晶體15導通。因此，儲存在電容器16中的電荷被完全放電並被重置。在上面的描述中，雖然假設接通電阻Ron是恆定，並且由通過「islope = AXVinXFosc"獲得用作電流源的電壓/電流轉換電路12產生的電流islope來獲得公式 (1)，但是在開關電晶體Ml導通時，接通電阻Ron通常根據開關電晶體Ml的溫度和柵 極電壓而變化。因此，當建立關係「islope = BXRonX VinXFosc」 (其中B表示預定值)使得
電流islope包括接通電阻Ron的波動時，公式(1)被變換為下面的公式(5)。
Vs = Vin-Voffset-RonX iLvalley-B X RonX VinX Fosc/CvsXt... (5)像建立公式(4)的情況那樣，當建立關係(6)時，可以通過公式(5)獲得下面的 公式(7)。B/Cvs = l/{500k(Hz) Χ1Ομ (H)}.............................(6)dVs/dt = -Ron X Vin/L..........................................(7)由於電感L根據振蕩頻率Fosc的波動而變化，因此發現斜坡電壓Vs的傾斜dVs/ dt根據輸入電壓Vin和振蕩頻率Fosc而變化。接下來，圖4是顯示圖2所示的振蕩電路8和電壓/電流轉換電路12的電路示 例的電路圖。在圖4中，振蕩電路8由電阻器31和32、誤差放大電路33、NMOS電晶體34 和39、可變電阻器35、PMOS電晶體36和37、電容器38以及磁滯比較器40組成。此 夕卜，電壓/電流轉換電路12由PMOS電晶體41、44和47、NMOS電晶體42、43、48禾口 49、誤差放大電路45以及電阻器46組成。注意，在下面的描述中，分別將電阻器31、 32和46的電阻值表示為R31、R32和R33，並且將電容器38的電容表示為C38。在振蕩電路8中，電阻器31和32串聯在輸入電壓Vin和地電勢之間，而電阻器 31和32之間的連接部分連接到誤差放大電路33的正相輸入端和磁滯比較器40的反相輸 入端。誤差放大電路33的輸出端連接到NMOS電晶體34的柵極，可變電阻器35連接 在NMOS電晶體34的源極和地電勢之間，而NMOS電晶體34和可變電阻器35之間的連 接部分連接到誤差放大電路33的反相輸入端。PMOS電晶體36和37組成電流鏡電路，並且PMOS電晶體36和37的源極連接 到輸入電壓Vin。PMOS電晶體36和37的柵極相互連接。PMOS電晶體36和37的柵極 之間的連接部分連接到PMOS電晶體36的漏極。PMOS電晶體36的漏極連接到NMOS 電晶體34的漏極，而電容器38連接在PMOS電晶體37以及地電勢之間。PMOS電晶體 37和電容器38之間的連接部分連接到磁滯比較器40的正相輸入端，而NMOS電晶體39 並聯到電容器38。磁滯比較器40的輸出端連接到NMOS電晶體39的柵極。從磁滯比 較器40的輸出端和NMOS電晶體39的柵極之間的連接部分輸出時鐘信號CLK。接下來，在電壓/電流轉換電路12中，PMOS電晶體41和36構成電流鏡電路。 PMOS電晶體41的源極連接到輸入電壓Vin。PMOS電晶體41的柵極連接到電晶體36 的柵極。PMOS電晶體41的柵極和電晶體36的柵極之間的連接部分連接到PMOS晶體 管36的漏極。此外，NMOS電晶體42和43構成電流鏡電路。NMOS電晶體42和43 的源極連接到地電勢。NMOS電晶體42和43的柵極相互連接。NMOS電晶體42和43 的柵極之間的連接部分連接到NMOS電晶體42的漏極。NMOS電晶體42的漏極連接到 PMOS電晶體41的漏極，而PMOS電晶體44連接在輸入電壓Vin和NMOS電晶體43的 漏極之間。PMOS電晶體44和NMOS電晶體43之間的連接部分連接到誤差放大電路45 的正相輸入端，而PMOS電晶體44的柵極連接到地電勢。誤差放大電路45的輸出端連接到PMOS電晶體47的柵極，而誤差放大電路45的 反相輸入端連接到PMOS電晶體47的源極。電阻器46連接在輸入電壓Vin和PMOS晶 體管47的源極之間，而PMOS電晶體47的漏極連接到NMOS電晶體48的漏極。NMOS 電晶體48和49構成電流鏡電路。NMOS電晶體48和49的源極連接到地電勢。NMOS電晶體48和49的柵極相互連接。NMOS電晶體48和49的柵極之間的連接部分連接到 NMOS電晶體48的漏極。饋送到NMOS電晶體49的電流是電流islope。
在這樣的配置中，通過利用電阻器31和32分壓輸入電壓Vin而獲得的分壓 "Vdev( = VinXR31/(R31+R32)) 」被輸入到誤差放大電路33的正相輸入端以及磁滯 比較器40的反相輸入端。誤差放大電路33執行對NMOS電晶體34的操作控制，使得 NMOS電晶體34和可變電阻器35之間的連接部分的電壓等於分壓Vdev。假設可變電阻 器；35的電阻值是F/R)SC，通過「{VinXR31/(R31+R32)XR)SC/F}」獲得被饋送到可變 電阻器35的電流，該電流值與振蕩頻率Fosc和輸入電壓Vin成比例。
流過NMOS電晶體34的電流被PMOS電晶體36和37的電流鏡電路返回並經由 PMOS電晶體37的漏極輸出到電容器38。同時，流過NMOS電晶體34的電流被PMOS 電晶體36和41的電流鏡電路返回並被NMOS電晶體42和43的電流鏡電路進一步返回， 然後被提供到PMOS電晶體44。
磁滯比較器40具有正相輸入端，其中向該正相輸入端輸入PMOS電晶體37、電 容器38以及NMOS電晶體39之間的連接部分的電壓Vosc，磁滯比較器40還具有反相輸 入端，其中向其輸入分壓Vdev。當電壓Vosc小於分壓Vdev時，從磁滯比較器40輸出低 電平信號，並且NMOS電晶體39被截止來切斷電連接。因此，利用通過「{VinXR31/ (R31+R32) XFosc/F}"獲得的電流或與所涉及的電流成比例的電流充電電容器38。
此外，當電壓Vosc超過分壓Vdev時，從磁滯比較器40輸出高電平信號，NMOS 電晶體39被導通來立即放電電容器38的電荷，並且電壓Vosc變為地電勢。此外，當 電壓Vosc變為小於分壓Vdev時，磁滯比較器40再次輸出低電平信號，並且NMOS晶 體管39被截止來切斷電連接。當重複執行這樣的操作時，產生振蕩頻率Fosc的時鐘信 號 CLK。由於建立{VinXR31/(R31+R32) XFosc/F/C38/Vdev}禾口 「Vdev = VinXR31/ (R31+R32)」，因此通過「Fosc = Fosc/F/C38」獲得此時的振蕩頻率Fosc。應該進行 配置，使得建立關係「FXC38 = 1」。
在如同開關電晶體Ml的同一處理步驟中製造PMOS電晶體44，並且當開關晶 體管Ml導通時的假設電壓，即地電勢被輸入到PMOS電晶體44的柵極。這裡，假設 PMOS電晶體44的大小是開關電晶體Ml的1/n(其中η為正整數)，並且通過「nXRon」 獲得PMOS電晶體44的接通電阻。通過「 {VinX R31/ (R31+R32) X Fosc/F}，，獲得 的電流被電流鏡電路饋送到PMOS電晶體44。因此，通過「{nXRonX (VinXR31/ (R31+R32) X Fosc/F)}"獲得在PMOS電晶體44的兩端之間的電壓差。
此外，由於誤差放大電路45對PMOS電晶體47執行操作控制，使得電阻器46兩 端之間的電壓差是通過「{nXRonX (VinXR31/(R31+R32) XR>sc/F)}」獲得的電壓差， 因此通過「{nXRonX (VinXR31/(R31+R32) XR>sc/F)}」獲得的電流被饋送到電阻器 46。因此，通過 「{nXRonX (VinXR31/(R31+R3W XR>sc/F)/R47}」 獲得構成電流鏡 電路的NMOS電晶體48和49的漏極的電流。假設建立關係「B = nXR31/(R31+R32) / F/R47)}」，則通過下面的公式(8)獲得電流islope。
islope = BX Ron X Vin X Fosc..............................(8)
注意，在以上描述中，開關電晶體Ml的接通電阻用於將在開關電晶體Ml導通 時饋送的電流轉換為電壓。替代地，用於檢測開關電晶體Ml的輸入電流的感測電阻器可13以串聯到電感器Li，以便在開關電晶體Ml導通時將電流轉換為電壓。在這種情況下， 在圖4所示的振蕩電路8和電壓/電流轉換電路12中，可以使用具有與感測電阻器相同 的溫度特性的電阻器來代替PMOS電晶體44。此外，當開關電晶體Ml的接通電阻中的 波動很小時，可以照原樣使用NMOS電晶體43的漏極的電流。
如上所述，根據本發明第一實施例的電流模式控制開關穩壓器根據輸入電壓Vin 和振蕩頻率Fosc改變斜坡電壓Vs的傾斜，由此可以利用簡單的電路，在寬輸入/輸出電 壓範圍以及可變頻率的範圍下合適地執行斜坡補償。結果，可以防止次諧波振蕩的出現 並且抑制頻率特性的波動。
(第二實施例)
雖然第一實施例描述了降壓開關穩壓器作為示例，但是本發明還可以應用到升 壓開關穩壓器，其作為第二實施例在下面描述。
圖5是顯示根據本發明第二實施例的電流型控制開關穩壓器的電路示例的電路 圖。注意，在圖5中，用相同的附圖標記表示與圖2的部分相同或類似的部分。
圖5所示的開關穩壓器Ia構成升壓開關穩壓器，其將自DC電源20輸入到輸入 端IN的輸入電壓Vin轉換為預定的恆定電壓，並且從輸出端OUT將步階的輸入電壓作為 輸出電壓Vout輸出到負載21。
開關穩壓器Ia具有由NMOS電晶體組成的開關電晶體Mll ；整流二極體Dll ； 電感器Ll ；平滑電容器Cl以及用於分壓從輸出端OUT輸出的輸出電壓Vout並產生和輸 出分壓Vft的輸出電壓檢測電阻器2和3。此外，開關穩壓器Ia具有產生並輸出預定的 參考電壓Vref的參考電壓產生電路4;將分壓Vft與參考電壓Vref進行比較、放大分壓 Vft和參考電壓Vref之間的電壓差、並且產生和輸出誤差電壓Ve的誤差放大電路5;以 及產生並輸出斜坡電壓Vs的斜坡電壓產生電路虹。
此外，開關穩壓器Ia具有PWM比較器7、具有可變振蕩頻率的振蕩電路8、RS 觸發器電路9和緩衝器25。PWM比較器7將來自誤差放大電路5的誤差電壓Ve與斜坡 電壓Vs進行比較，並且產生和輸出用於執行PWM控制的脈衝信號Spw(其具有與誤差 電壓Ve對應的脈衝寬度)。具有可變振蕩頻率的振蕩電路8產生並輸出具有設置的振蕩 頻率Fosc的時鐘信號CLK。RS觸發器電路9具有設置輸入端S以及重置輸入端R，其 中向設置輸入端S輸入來自振蕩電路8的時鐘信號CLK，並且向重置輸入端R輸入來自 PWM比較器的脈衝信號。
另一方面，斜坡電壓產生電路虹由反相器51、電壓/電流轉換電路52、偏置二 極管53、NMOS電晶體M、55和57以及電容器56和58組成。注意，開關電晶體Mll 構成開關元件；二極體Dll構成整流元件。此外，斜坡電壓產生電路虹構成斜坡電壓 產生電路單元；以及PWM比較器7、RS觸發器電路9和緩衝器25構成開關控制電路單 元。此外，電壓/電流轉換電路52構成電流源；NMOS電晶體M構成電壓源電路；以 及NMOS電晶體55構成放電電路。此外，在圖5所示的開關穩壓器Ia中，除了電感器 Li、二極體D11、電容器Cl和電阻器2和3之外的各個電路都集成在一個電路中。
電感器Ll連接在輸入電壓Vin和開關電晶體Mll的漏極之間。二極體Dll的 陽極連接到開關電晶體Mll的漏極，而二極體Dll的陰極連接到輸出端OUT。電阻器 2和3的串聯電路與電容器Cl並聯在輸出端OUT和地電勢之間。作為電阻器2禾Π 3之間的連接部分的電壓的分壓Vft被輸入到誤差放大電路5的反相輸入端，而參考電壓Vref 被輸入到誤差放大電路5的正相輸入端。此外，來自誤差放大電路5的誤差電壓Ve被輸 入到PWM比較器7的反相輸入端，而斜坡電壓Vs被輸入到PWM比較器7的正相輸入 端。RS觸發器電路9的輸出信號作為輸出信號Sq經由緩衝器25輸出。輸出信號Sq被 輸入到開關電晶體Mll的柵極，並且輸出信號Sq的信號電平被反相器51反相，並且被 輸入到NMOS電晶體55和57的柵極。
在斜坡電壓產生電路虹中，電壓/電流轉換電路52、偏置二極體53和電容器56 串聯在輸入電壓Vin和地電勢之間，並且NMOS電晶體55與電容器56並聯。NMOS晶 體管M連接在偏置二極體53的陰極和電容器56之間的連接部分與開關電晶體Mll的漏 極之間，而時鐘信號CLK被輸入到NMOS電晶體M的柵極。此外，NMOS電晶體57 與電容器58串聯在開關電晶體Mll與地電勢之間。電壓/電流轉換電路52的控制信號 輸入端連接到NMOS電晶體57與電容器58之間的連接部分。此外，電壓/電流轉換電 路52連接到振蕩電路8。從電壓/電流轉換電路52與偏置二極體53的陽極之間的連接 部分向PWM比較器7的正相輸入端輸出斜坡電壓Vs。
在這樣的結構中，當開關電晶體Mll導通來建立電連接時，將電力從DC電源 20提供給電感器Li。當開關電晶體Mll截止來切斷電連接時，將電感器Ll中累積的 能量添加到輸入電壓Vin並從輸出端OUT輸出。當時鐘信號CLK變為高電平時，設置 RS觸發器電路9，並且促使輸出信號變為高電平。因此，開關電晶體Mll導通來建 立電連接。誤差放大電路5輸出誤差電壓Ve，使得分壓Vft等於參考電壓Vref。PWM 比較器7將誤差電壓Ve與斜坡電壓Vs進行比較。當斜坡電壓Vs超出誤差電壓Ve時， PWM比較器7重置RS觸發器電路9來截止開關電晶體Mll並切斷電連接。
接下來，圖6是顯示圖5所示的各個部分的波形示例的定時圖。參照圖6，進行 利用斜坡電壓產生電路虹產生斜坡電壓Vs的描述。
由於NMOS電晶體57和電容器58之間的連接部分具有與輸出電壓Vout相同的 電壓，因此，電壓/電流轉換電路52產生並輸出與輸出電壓Vout和振蕩頻率Fosc對應 的電流islope，其中通過「DXVoutXFosc」獲得電流islope。注意，D表示預定的值。 由偏置二極體53添加的偏置電壓Voffset變為偏置二極體53的正向壓降(forward dropping voltage) ο
當開關電晶體Mil被截止時，輸出電壓Vout是開關電晶體Mll的漏極電壓。 當NMOS電晶體57導通，同時開關電晶體Mll截止時，將電容器58的兩端的電壓保持 到輸出電壓Vout。因此，建立關係「islope = DX VoutXR)sc」。此外，由於該電壓用 作緩衝器25的電源，因此，可以利用比輸入電壓Vin更高的電壓驅動開關電晶體Mll的 柵極電壓。
在來自振蕩電路8的時鐘信號CLK為高電平的時間段期間，NMOS電晶體M採 樣電容器56中的開關電晶體Mll的漏極電壓VB。假設開關電晶體Mll的接通電阻是 Ron,通過「VB = R0nXiLvalley」獲得所採樣的開關電晶體Mil的漏極電壓VB。注 意iLvalley表示電感器電流iL的谷底之間的電流值。
當NMOS電晶體M截止來切斷電連接時，電容器56被用作電流源的電壓/電 流轉換電路52充電。假設電容器56的容量是Cvs，則通過「DXVoutXFosc/Cvs」來獲得電容器56的電壓的傾斜。因此，假設從開關電晶體Mll導通開始過去的時間為t， 則通過下面的公式(9)獲得在開關電晶體Mll導通時的斜坡電壓Vs。
Vs = Voffset+Ron X iLvalley+D X Vout X Fosc/Cvs Xt..........(9)
如果在振蕩頻率Fosc分別是2MHz、1MHz、500KHz和300KHz時，電感器Ll 的電感L被設置為2.2 μ H、4.7 μ H、10 μ H禾Π 15 μ H，則建立如下關係。
D/Cvs = Ron/{500k (Hz) X 10 μ (H) }..............................(10)
相應地，可以通過公式(9)獲得下面的公式(11)
dVs/dt = Ron X Vout X Fosc/{ 500k (Hz) X 10 μ (H)}...............(11)
由於建立了關係「L = 10μ (H) X{500k(Hz)/Fosc}"，因此可以將公式(11)變 換為下面的公式(12)。
dVs/dt = RonX Vout/L...............................................(12)
如上所述，發現dVs/dt被變換以便與具有電感L的電感器Ll對應，其中該電感 L與振蕩頻率Fosc成反比，並且斜坡電壓Vs的傾斜dVs/dt根據輸入電壓Vin和振蕩頻率 Fosc變化。
另一方面，當開關電晶體Ml截止時，NMOS電晶體55導通來放電存儲在電容 器56中的電荷。因此，電容器56的電壓被重置到地電勢。
在上面的描述中，雖然假設接通電阻Ron是恆定來獲得公式(10)，並且由通 過「islope = DX VoutXFosc」獲得用作電流源的由電壓/電流轉換電路52產生的電流 islope,但是在開關電晶體Mll導通時，接通電阻Ron通常根據開關電晶體Mll的溫度 和柵極電壓變化。
因此，當建立關係「islope = EXRonX VoutXR)SC (其中E表示預定值)」使得 電流islope包括接通電阻Ron的波動時，公式(9)被變換為下面的公式(13)。
Vs = Voffset+Ron X iLvalley+E X Ron X Vout X Fosc/Cvs Xt............(13)
像建立公式(12)的情況那樣，當建立關係(14)時，可以通過公式(13)獲得下 面的公式(15)。
E/Cvs = l/{500k(Hz) ΧΙΟμ (H)}.................................(14)
dVs/dt = Ron X Vout/L.............................................(15)
由於電感L根據振蕩頻率Fosc的波動變化，因此發現斜坡電壓Vs的傾斜dVs/ dt根據輸出電壓Vout和振蕩頻率Fosc變化。
接下來，圖7是顯示圖5所示的振蕩電路8和電壓/電流轉換電路52的電路示例 的電路圖。注意，在圖7中，由相同的附圖標記表示與圖4的部分相同或類似的部分。
振蕩電路8由電阻器31和32、誤差放大電路33、NMOS電晶體；34和39、可變 電阻器35、PMOS電晶體36和37、電容器38以及磁滯比較器40組成。此外，電壓/ 電流轉換電路52由PMOS電晶體61、66和67、NMOS電晶體62和64、誤差放大電路 63以及電阻器65組成。注意，在下面的描述中，將電阻器65的電阻值表示為R65。
圖7所示的振蕩電路8與圖4所示的振蕩電路8的區別僅在於電阻器31和32的 串聯電路連接在輸出電壓Vout和地電勢之間。
在電壓/電流轉換電路52中，PMOS電晶體61和36構成電流鏡電路。PMOS 電晶體61的源極連接到輸入電壓Vin，並且PMOS電晶體61的柵極連接到PMOS電晶體36的柵極。PMOS電晶體61的柵極和PMOS電晶體36的柵極之間的連接部分連接到 PMOS電晶體36的漏極。NMOS電晶體62連接在PMOS電晶體61和地電勢之間，並 且輸出電壓Vout被輸入到NMOS電晶體62的柵極。PMOS電晶體61和NMOS電晶體 62之間的連接部分連接到誤差放大電路63的正相輸入端。
誤差放大電路63的輸出端連接到NMOS電晶體64的柵極，而誤差放大電路63 的反相輸入端連接到NMOS電晶體64的源極。電阻器65連接在NMOS電晶體64的源極 和地電勢之間，而NMOS電晶體64的漏極連接到PMOS電晶體66的漏極。PMOS晶體 管66和67組成電流鏡電路。PMOS電晶體66和67的源極連接到輸入電壓Vin。PMOS 電晶體66和67的柵極相互連接。PMOS電晶體66和67的柵極之間的連接部分連接到 PMOS電晶體66的漏極。從PMOS電晶體67的漏極輸出的電流是電流islope。
在這樣的配置中，通過利用電阻器31和32分壓輸出電壓Vout而獲得的分壓 VdeV( = VcmtXR31/(R31+R32))被輸入到誤差放大電路33的正相輸入端以及磁滯比較器 40的反相輸入端。誤差放大電路33執行對NMOS電晶體34的操作控制，使得NMOS 電晶體34和可變電阻器35之間的連接部分的電壓等於分壓Vdev。假設可變電阻器35的 電阻值是F/Fosc，則通過「{VoutXR31/(R31+R32)XR)SC/F}」獲得被饋送到可變電阻 器35的電流，該電流值與振蕩頻率Fosc和輸出電壓Vout成比例。
流過NMOS電晶體34的電流被PMOS電晶體36和37的電流鏡電路返回並經由 PMOS電晶體37的漏極輸出到電容器38。同時，流過NMOS電晶體34的電流被PMOS 電晶體36和61的電流鏡電路返回，並然後被提供到NMOS電晶體62。
磁滯比較器40具有正相輸入端，其中向該正相輸入端輸入PMOS電晶體37、電 容器38以及NMOS電晶體39之間的連接部分的電壓Vosc，磁滯比較器40還具有反相輸 入端，其中向其輸入分壓Vdev。當電壓Vosc小於分壓Vdev時，從磁滯比較器40輸出低 電平信號，並且NMOS電晶體39被截止來切斷電連接。因此，禾Ij用通過「{VoutXR31/ (R31+R32) XFosc/F}"獲得的電流或與所涉及的電流成比例的電流充電電容器38。
此外，當電壓Vosc超過分壓Vdev時，從磁滯比較器40輸出高電平信號，NMOS 電晶體39被導通來立即放電電容器38的電荷，並且電壓Vosc變為地電勢。此外，當電壓 Vosc變為小於分壓Vdev時，磁滯比較器40再次輸出低電平信號，並且NMOS電晶體39 被截止來切斷電連接。當重複執行這樣的操作時，產生振蕩頻率Fosc的時鐘信號CLK。 由於建立 「{VoutXR31/(R31+R32) XFosc/F/C38/Vdev}」 和"Vdev = VoutXR31/ (R31+R32)」，因此通過「R)SC = R)SC/F/C38」獲得此時的振蕩頻率。應該進行配置， 使得建立關係「FXC38 = 1」。
在如同開關電晶體Mll的同一處理步驟中製造NMOS電晶體62，並且當開關晶 體管Mll導通時的假設電壓被輸入到NMOS電晶體62的柵極。這裡，假設NMOS晶體 管62的大小是開關電晶體Mll的1/n，並且通過「nXRon」獲得NMOS電晶體62的 接通電阻。通過「{VautXR31/(R31+R32)XR)SC/F}」獲得的電流被電流鏡電路饋送到 NMOS 電晶體 62。因此，通過 「{nXRonX (VoutXR31/(R31+R32) XFosc/F)}」 獲得 在NMOS電晶體62的兩端之間的電壓差。
此外，由於誤差放大電路63對NMOS電晶體64執行操作控制，使得電阻器65 兩端之間的電壓差是通過「{nXRonX (VoutXR31/(R31+R32) XR>sc/F)}」獲得的電17壓，因此通過「{nXRonX (VoutXR31/(R31+R32) XR>sc/F)}」獲得的電流被饋送到電 阻器 65。因此，通過 「{nXRonX (VoutXR31/(R31+R32) XFosc/F)/R65}」 獲得構成電 流鏡電路的PMOS電晶體66和67的漏極的電流。假設關係「E = nXR31/(R31+R32)/ F/R65」，則通過下面的公式(16)獲得電流islope。
islope = E X Ron X Vout X Fosc...(16)
注意，在以上描述中，開關電晶體Mll的接通電阻用於將在開關電晶體Mll導 通時饋送的電流轉換為電壓。替代地，用於檢測開關電晶體Mll的輸出電流的感測電阻 器可以串接到電感器Li，以便在開關電晶體Mll導通時將電流轉換為電壓。在這種情況 下，在圖7所示的振蕩電路8和電壓/電流轉換電路52中，可以使用具有與感測電阻器 相同的溫度特性的電阻器來代替NMOS電晶體62。此外，當開關電晶體Mll的接通電 阻中的波動很小時，可以照原樣使用PMOS電晶體61的漏極的電流。
如上所述，根據本發明第二實施例的電流模式控制開關穩壓器根據輸出電壓 Vout和振蕩頻率Fosc改變斜坡電壓Vs的傾斜，由此可以利用簡單的電路，在寬輸入/輸 出電壓範圍以及可變頻率的範圍下合適地執行斜坡補償。結果，可以防止次諧波振蕩的 出現並且抑制頻率特性的波動。
注意，在第一和第二實施例中，可以如圖8到10所示那樣配置可變電阻器35。
在圖8中，可變電阻器；35可以由電阻器71到73、初始電阻器(initial resistor) 74 和微調保險絲(trimming fose) 75到77組成。電阻器71到73以及初始電阻器74串聯接在 NMOS電晶體34和地電勢之間，而微調保險絲75到77對應地與電阻器71到73並聯。
電阻器71到73、初始電阻器74和微調保險絲75到77的元件設置在IC (集成電 路)中。當通過微調選擇性斷開微調保險絲75到77時，可以調節可變電阻器35的電阻 值。這樣執行微調，由此可以自動調節斜坡電壓以便設置具有不同模式的頻率。
注意，圖8顯示在可變電阻器中設置三個電阻器以及與三個電阻器並聯的微調 保險絲的情況，但這僅僅是個示例。替代地，可以在可變電阻器中設置一個或多個電阻 器以及與這一個或多個電阻器並聯的微調保險絲。
接下來，在圖9中，可變電阻器35由外部電阻器82和用作IC的內部和外部之 間的連接點的墊片81組成。當外部電阻器82被改變時，可以改變可變電阻器35的電阻 值。使用IC的用戶可以通過改變外部電阻器來自由地改變頻率。
接下來，在圖10中，可變電阻器35由用作IC的內部和外部之間的連接點的墊 片87以及電阻器85、86和88組成。當電阻器88變為O Ω時(即，墊片87接地)， 可變電阻器35的電阻值變為等於電阻器85的電阻值。此外，當電阻器88變為⑴Ω時 (即，墊片87處於釋放狀態)，可變電阻器35的電阻值變為等於電阻器85和86的電阻 值之和。當墊片87變為0Ω時(即，其處於釋放狀態)，不需要添加外部部分。因此， 當墊片87接地(或其處於釋放狀態)時由可變電阻器35的電阻值引起的頻率被設置到最 頻繁使用的頻率，由此可以減少用戶添加外部部分的次數。此外，由於電阻器85和86 設置在IC的內部，因此可以通過微調來改變電阻器85和86的電阻值。
此外，第一和第二實施例描述了異步整流開關穩壓器作為示例。然而，設置利 用同步整流開關穩壓器也可以實現相同的效果，同步整流開關穩壓器使用同步整流晶體 管來代替整流二極體，所述同步整流電晶體以與開關電晶體相反的相位關係開關。
根據電流型控制開關穩壓器以及其操作控制方法，當電流型控制開關穩壓器是 降壓型時，根據輸入電壓和振蕩頻率改變用於產生用來對開關元件執行開關控制的脈衝 信號的斜坡電壓的傾斜，並且當電流型控制開關穩壓器是升壓型時，根據輸出電壓和振 蕩頻率改變斜坡電壓的傾斜。因此，具有可變振蕩頻率以及輸入/輸出電壓中相對小的 波動的開關穩壓器可以根據振蕩頻率改變斜坡電壓的傾斜。此外，具有可變振蕩頻率以 及輸入/輸出電壓中相對大的波動的降壓開關穩壓器可以根據輸入電壓和振蕩頻率改變 斜坡電壓的傾斜。此外，具有可變振蕩頻率以及輸入/輸出電壓中相對大的波動的升壓 開關穩壓器可以根據輸出電壓和振蕩頻率改變斜坡電壓的傾斜。因此，這些開關穩壓器 可以利用簡單的電路防止寬輸入/輸出電壓範圍以及寬可變頻率範圍內的次諧波振蕩， 並且抑制頻率特性的波動。
本申請基於在2008年5月13日向日本專利局提交的日本優先權申請 No.2008-125715,通過引用將其全部內容合併在此。
權利要求
1.一種電流型控制開關穩壓器，所述電流型控制開關穩壓器將輸入到輸入端的輸入 電壓降壓到預定的恆定電壓，並且從輸出端輸出步階的輸入電壓作為輸出電壓，所述電 流型控制開關穩壓器包括開關元件，用來根據輸入控制信號執行開關操作； 電感器，用來通過所述開關元件的開關操作利用輸入電壓充電； 整流元件，用來放電所述電感器；誤差放大電路單元，用來放大通過以預定比例分壓輸出電壓而獲得的分壓與預定的 參考電壓之間的電壓差；具有可變振蕩頻率的振蕩電路單元，用來產生並輸出具有所設置的振蕩頻率的時鐘 信號；斜坡電壓產生電路單元，用來產生並輸出具有與輸入電壓和振蕩頻率對應的傾斜的 斜坡電壓；以及開關控制電路單元，用來將來自所述誤差放大電路單元的輸出電壓與所述斜坡電壓 進行比較，使用時鐘信號產生與比較結果對應的佔空比的脈衝信號，並且根據所述脈衝 信號對所述開關元件執行開關控制。
2.如權利要求1所述的電流型控制開關穩壓器，其中隨著輸入電壓和振蕩頻率變大，所述斜坡電壓產生電路單元增加傾斜來產生斜坡電 壓，使得在所述開關元件截止來切斷電連接時，斜坡電壓的傾斜變為饋送到所述電感器 的電流的變化量的傾斜的一半或更多。
3.如權利要求2所述的電流型控制開關穩壓器，其中 所述斜坡電壓產生電路單元具有電容器，其一端連接到輸入電壓；偏置二極體，其陽極連接到所述電容器的另一端；電流源，其連接在所述偏置二極體的陰極和地電勢之間，並且饋送與輸入電壓和振 蕩頻率對應的電流；電壓源電路，用來在所述開關元件導通來建立電連接之後的預定時間，將所述開關 元件的輸出端的電壓施加到所述電容器的另一端；放電電路，用來在所述開關元件截止來切斷電連接時放電儲存在所述電容器中的電 荷，以及 其中所述斜坡電壓產生電路單元從所述偏置二極體以及所述電流源之間的連接部分輸出 斜坡電壓。
4.如權利要求3所述的電流型控制開關穩壓器， 其中所述開關控制電路單元具有電壓比較電路，用來將來自所述誤差放大電路單元的輸出電壓與所述斜坡電壓進行 比較，並且產生並輸出與比較結果對應的佔空比的脈衝信號；以及控制電路，向所述控制電路輸入來自所述振蕩電路單元的用於導通所述開關元件的 時鐘信號以及來自所述電壓比較電路的用於截止所述開關元件的脈衝信號，並且根據所述時鐘信號和脈衝信號對所述開關元件執行開關控制，以及 其中所述電壓源電路根據來自所述振蕩電路單元的時鐘信號，將所述開關元件的輸出端 的電壓施加到所述電容器的另一端。
5.如權利要求4所述的電流型控制開關穩壓器，其中由RS觸發器電路配置所述控制電路，向所述RS觸發器電路輸入來自所述振蕩電 路單元的時鐘信號作為設置信號以及輸入來自所述電壓比較電路的脈衝信號作為重置信號。
6.一種電流型控制開關穩壓器，所述電流型控制開關穩壓器將輸入到輸入端的輸入 電壓升壓到預定的恆定電壓，並且從輸出端輸出步階的輸入電壓作為輸出電壓，所述電 流型控制開關穩壓器包括開關元件，用來根據輸入控制信號執行開關操作； 電感器，用來通過開關元件的開關操作利用輸入電壓充電； 整流元件，用來放電所述電感器；誤差放大電路單元，用來放大通過以預定比例分壓輸出電壓而獲得的分壓與預定的 參考電壓之間的電壓差；具有可變振蕩頻率的振蕩電路單元，用來產生並輸出具有所設置的振蕩頻率的時鐘 信號；斜坡電壓產生電路單元，用來產生並輸出具有與所述輸出電壓和所述振蕩頻率對應 的傾斜的斜坡電壓；以及開關控制電路單元，用來將來自所述誤差放大電路單元的輸出電壓與所述斜坡電壓 進行比較，使用所述時鐘信號產生與比較結果對應的佔空比的脈衝信號，並且根據所述 脈衝信號對所述開關元件執行開關控制。
7.如權利要求6所述的電流型控制開關穩壓器，其中隨著輸出電壓和振蕩頻率變大，所述斜坡電壓產生電路單元增加傾斜來產生斜坡電 壓，使得在所述開關元件截止來切斷電連接時，斜坡電壓的傾斜變為饋送到所述電感器 的電流的變化量的傾斜的一半或更多。
8.如權利要求7所述的電流型控制開關穩壓器，其中 所述斜坡電壓產生電路單元具有電容器，其一端連接到地電勢；偏置二極體，其陰極連接到所述電容器的另一端；電流源，所述電流源連接在輸入電壓和所述偏置二極體的陽極之間，並且饋送與輸 出電壓和振蕩頻率對應的電流；電壓源電路，用來在所述開關元件導通來建立電連接之後的預定時間，將所述電感 器和所述開關元件之間的連接部分的電壓施加到所述電容器的另一端；放電電路，用來在所述開關元件截止來切斷電連接時放電儲存在所述電容器中的電 荷，以及 其中所述斜坡電壓產生電路單元從所述電流源以及所述偏置二極體之間的連接部分輸出所述斜坡電壓。
9.如權利要求8所述的電流型控制開關穩壓器， 其中所述開關控制電路單元具有電壓比較電路，用來將來自所述誤差放大電路單元的輸出電壓與所述斜坡電壓進行 比較，並且產生並輸出與比較結果對應的佔空比的脈衝信號；以及控制電路，向所述控制電路輸入來自所述振蕩電路單元的用於導通所述開關元件的 時鐘信號以及來自所述電壓比較電路的用於截止所述開關元件的脈衝信號，並且根據所 述時鐘信號和脈衝信號對所述開關元件執行開關控制，以及 其中所述電壓源電路根據來自所述振蕩電路單元的時鐘信號，將所述電感器和所述開關 元件之間的連接部分的電壓施加到所述電容器的另一端。
10.如權利要求9所述的電流型控制開關穩壓器，其中由RS觸發器電路配置所述控制電路，其中向所述RS觸發器電路輸入來自所述振蕩 電路單元的時鐘信號作為設置信號以及輸入來自所述電壓比較電路的脈衝信號作為重置信號。
11.如權利要求1至10中的任意一個所述的電流型控制開關穩壓器，其中所述誤差放大電路單元、振蕩電路單元、斜坡電壓產生電路單元和開關控制電路單 元集成在一 IC中。
12.一種電流型控制開關穩壓器的操作控制方法，所述電流型控制開關穩壓器具有開 關元件，用來根據輸入控制信號執行開關操作；電感器，用來通過開關元件的開關操作 利用輸入到輸入端的輸入電壓充電；整流元件，用來放電所述電感器；以及具有可變振 蕩頻率的振蕩電路單元，用來產生並輸出具有所設置的振蕩頻率的時鐘信號，所述電流 型控制開關穩壓器根據使用時鐘信號產生的脈衝信號對所述開關元件執行開關控制，使 得來自輸出端的輸出電壓變為預定的恆定電壓，並且將輸入到輸入端的輸入電壓降壓到 預定的恆定電壓，並且從所述輸出端輸出步階的輸入電壓作為輸出電壓，所述操作控制 方法包括根據所述輸入電壓和所述振蕩頻率改變斜坡電壓的傾斜用於產生脈衝電壓來對所述 開關元件執行開關控制。
13.如權利要求12所述的電流型控制開關穩壓器的操作控制方法，進一步包括 以預定比例分壓來自所述輸出端的輸出電壓；放大通過分壓所述輸出電壓而獲得的分壓與預定的參考電壓之間的電壓差； 產生具有與所述輸入電壓和所述振蕩頻率對應的傾斜的斜坡電壓； 將通過放大所述電壓差獲得的電壓與所述斜坡電壓進行比較來產生與比較結果對應 的佔空比的脈衝信號；以及根據所述脈衝信號對所述開關元件執行開關控制。
14.如權利要求12或13所述的電流型控制開關穩壓器的操作控制方法，其中隨著輸入電壓和振蕩頻率變大，增加傾斜來產生斜坡電壓，使得在所述開關元件截 止來切斷電連接時，斜坡電壓的傾斜變為饋送到所述電感器的電流的變化量的傾斜的一半或更多。
15.一種電流型控制開關穩壓器的操作控制方法，所述電流型控制開關穩壓器具有開 關元件，用來根據輸入控制信號執行開關操作；電感器，用來通過開關元件的開關操作 利用輸入到輸入端的輸入電壓充電；整流元件，用來放電所述電感器；以及具有可變振 蕩頻率的振蕩電路單元，用來產生並輸出具有所設置的振蕩頻率的時鐘信號，所述電流 型控制開關穩壓器根據使用時鐘信號產生的脈衝信號對所述開關元件執行開關控制，使 得來自輸出端的輸出電壓變為預定的恆定電壓，並且將輸入到輸入端的輸入電壓升壓到 預定的恆定電壓，並且從所述輸出端輸出步階的輸入電壓作為輸出電壓，所述操作控制 方法包括根據所述輸出電壓和所述振蕩頻率改變斜坡電壓的傾斜用於產生脈衝電壓來對所述 開關元件執行開關控制。
16.如權利要求15所述的電流型控制開關穩壓器的操作控制方法，進一步包括以預定比例分壓來自所述輸出端的輸出電壓；放大通過分壓所述輸出電壓而獲得的分壓與預定的參考電壓之間的電壓差；產生具有與所述輸出電壓和所述振蕩頻率對應的傾斜的斜坡電壓；將通過放大所述電壓差獲得的電壓與所述斜坡電壓進行比較來產生與比較結果對應 的佔空比的脈衝信號；以及根據所述脈衝信號對所述開關元件執行開關控制。
17.如權利要求15或16所述的電流型控制開關穩壓器的操作控制方法，其中隨著輸出電壓和振蕩頻率變大，增加傾斜來產生斜坡電壓，使得在所述開關元件截 止來切斷電連接時，斜坡電壓的傾斜變為饋送到所述電感器的電流的變化量的傾斜的一 半或更多。
全文摘要
公開了一種電流型控制開關穩壓器，所述電流型控制開關穩壓器將輸入到輸入端的輸入電壓降壓或升壓到預定的恆定電壓，並且從輸出端輸出步階的輸入電壓作為輸出電壓。電流型控制開關穩壓器包括開關元件、電感器、整流元件、誤差放大電路單元、具有可變的振蕩頻率的振蕩電路單元、產生並輸出具有與輸入電壓和振蕩頻率對應的傾斜的斜坡電壓的斜坡電壓產生電路單元以及開關控制電路單元。
文檔編號H02M3/155GK102027662SQ200980116769
公開日2011年4月20日 申請日期2009年4月7日 優先權日2008年5月13日
發明者相馬將太郎 申請人:株式會社理光