三相功率變換裝置以及功率變換裝置的製作方法
2023-10-22 19:23:32 3
專利名稱：三相功率變換裝置以及功率變換裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及於三相功率變換裝置以及連接在三相4線式交流電源上的、至少1個三相負載以及至少1個單相負載混雜的電力應用系統中所使用的功率變換裝置。
背景技術：
在連接於多相交流電源上的電力應用系統中所使用的功率變換裝置中，抑制高諧波電流和改善電源功率因數是一個重要的課題。以往有種種提案(例如專利文件1-4)。
即，在專利文件1中公開了一種整流電路，它具有電抗線圈；對經由所述電抗線圈器所施加的交流電壓進行整流的整流單元；在所述整流單元的輸出端子間彼此串聯連接的一對電容器；連接在所述整流單元的輸入端子上的開關單元；連接到所述開關單元和所述一對電容器彼此的連接點之間的諧振電容器；以及，控制單元，使所述開關單元每半個所述交流電壓周期就切換一次。
在專利文件2中公開了這樣一種變換器一個三相全波整流電路經由電抗線圈而連接到三相交流電源上；在三相全波整流電路的輸出端子之間，連接有彼此串聯連接的平滑用電容器；在三相全波整流電路各相的輸入端子和平滑用電容器間的連接點之間，連接有開關單元；設置了一種控制單元，它根據負載變動和電源電壓變動等，來使開關單元執行開關操作。
簡而言之，在專利文獻1、2中公開了這樣一種技術使連接於多相交流電源各相上的開關元件分別每半個電源周期執行一次切換，這極端降低了開關噪聲，同時還擴大了各相的輸入電流流通角，從而，來抑制在系統中產生的高諧波電流，改善電源功率因數。
在專利文件3中公開了一種三相整流器電路，它是一種具有容性負載以及在電源輸入端具有電感的三相整流電路，與電源輸入側並聯設置星形連接或三角形連接的電容器；在電容值是根據功率因數以及/或所期望的中間電路電壓而被設定的三相整流電路中，能夠獨立地切換連接所述電容器；所述電容器的切換連接是由取決於整流器的輸出電壓的電壓調整裝置來執行的，從而實現改善電源功率因數以及抑制輸入電流高諧波分量。
在專利文件4中公開了一種3相位功率因數改善型變換器，它於3相4線式交流電源的中性線與各相間連接有具有高諧波抑制功能的3組單相變換器的電路結構中，包含在所述中性線和各相間的單相輸入電源上，分別連接有升壓斷路電路，以及以該輸出為輸入的絕緣型DC-DC變換器；並聯連接所述絕緣型DC-DC變換器的各輸出，且利用同一控制信號來驅動所述DC-DC變換器的主開關，從而實現包含中性線的三相4線式交流電源的電源功率因數的改善以及輸入電流高諧波分量的抑制。
專利文獻1專利第3488684號公報專利文獻2特開平10-174442號公報專利文獻3特開平9-121545號公報專利文獻4特開平10-271823號公報發明所要解決的問題但是，在專利文獻1-4所公開的功率變換裝置中，由於任何一個都是擴大各相輸入電流流通區間，從而一起抑制了所連接的多相交流電源的各相輸入電流的高諧波分量，因此，例如正像連接到歐洲商用電源之類三相4線式交流電源的電力應用系統那樣，有時會引起由於系統所連接的電源方式而不能充分抑制輸入電流高諧波分量的情況。在這種情況下，產生了新採取對策的需要，其結果是出現了裝置沒有必要地大型化，低成本化變困難的問題。
即，在連接到歐洲商用電源那樣的三相4線式交流電源上的電力應用系統中，經常以以下方式來構成系統分離為連接到中性線之外的各相的三相負載、連接到中性線和特定相之間的單相負載，由三相4線式交流電源的線間電壓或者相電壓向各負載提供電力。通過如此構成，作為單相負載，由於僅僅被施加了電平比線間電壓低的相電壓，因此，可以使用耐壓低的元件，能夠實現系統的小型化、低成本化。
舉個具體例子，例如，在作為連接到三相電源的電力應用系統的空調機中，耗電量多的壓縮機負載由交流電源的三相3線提供電力，室內送風機、室外送風機和各部控制電源等由交流電源的單相電壓來提供電力，通過如此構成，大多可實現送風機和控制電源等的小型化、低成本化。
但是，在專利文獻1-3中所公開的功率變換裝置中，由於不能抑制流過交流電源中性線的電流的高諧波分量，因此，在將系統中產生的高諧波抑制到規定值的情況下，出現了不能採用所述低成本方案的問題。
對此，在專利文獻4中公開的功率變換裝置中，儘管能夠抑制交流電源的中性線高諧波電流，但是，由於對三相電源必須要3組單相變換器，因此，構成功率變換裝置的部件數變多。除此之外，各單相變換器由於執行高頻開關控制，因此，產生的噪聲變多，必須要有噪聲對策。即，產生了變為非常昂貴的功率變換裝置的問題。
另一方面，我們考慮達成上述那種小型且低成本的結構，構成為經由在專利文件1-4中所揭示的功率變換裝置向單相負載供電的情況。這種情況下，既便在不需要特別抑制單相負載中的高諧波的情況下，功率變換裝置由於必須要提高單相負載的電流容量那麼多的元件額定等級(rank)，與此相伴會產生裝置大型化、昂貴化的問題。
本發明是鑑於上述問題而作出的，目的在於獲取能夠具有抑制高諧波功能的三相功率變換裝置以及單相功率變換裝置，以及，在使用上述裝置構成的、連接到三相4線式交流電源上的電力應用系統中，利用便宜的結構來獲得能夠將系統的輸入高諧波分量抑制到規定值的功率變換裝置。
發明內容
為了實現上述目的，本發明的特徵在於，具有全波整流電路，通過在三相整流器的直流輸出端子間串聯連接至少2個平滑電容器而構成，所述三相整流器對經由連接到三相交流電源的各相線上的電抗線圈而輸入的交流電壓進行整流；3個短路單元，其一端分別連接到所述電抗線圈與所述三相整流器的各相輸入端的連接端，另一端被共同連接而形成交流電源中性點，同時，該另一端經由電容器或者是直接連接到所述至少2個平滑電容器之間的連接點上；以及，控制單元，進行使所述3個短路單元依據負載和電源電壓的變動而執行開關操作的控制。
根據本發明，利用根據負載和電源電壓的變動來對短路單元的開關操作進行控制這種簡易開關方式，能夠抑制輸入電流的高諧波分量，能夠改善電源功率因數。
發明效果根據本發明，具有得到以下這種功率變換裝置的效果在連接到三相4線式交流電源上的電力應用系統中，能夠利用便宜的結構將系統的輸入高諧波分量抑制到規定值，能夠改善電源功率因數。
圖1是表示作為本發明實施例1的功率變換裝置的基本結構的框圖。
圖2是說明圖1中所示的功率變換裝置的結構順序的流程圖。
圖3是表示用作圖2所示步驟中系統中的輸入電流高諧波分量的抑制目標值的例子的現行的IEC高諧波額定等級A的限度值。
圖4是表示圖1所示的功率變換裝置和多個負載的連接關係(之1)的框圖。
圖5是表示圖1所示的功率變換裝置和多個負載的連接關係(2)的框圖。
圖6是表示圖1所示的三相功率變換裝置具體結構例(之1)的電路圖。
圖7是表示圖6所示的三相功率變換裝置的各部的操作波形的圖。
圖8是說明圖6所示的三相功率變換裝置中，連接電流電源中性點和直流電壓的重點的電容器的存在以一的特性比較圖。
圖9是表示圖1所示的三相功率變換裝置的具體結構例子(之2)的電路圖。
圖10是表示圖1所示的單相功率變換裝置的具體結構例子(之1)的電路圖。
圖11是表示圖1所示的單相功率變換裝置的具體結構例子(之2)的電路圖。
圖12是表示圖1所示的單相功率變換裝置的具體結構例子(之3)的電路圖。
圖13是表示圖1所示的單相功率變換裝置的具體結構例子(之4)的電路圖。
圖14圖示了表示將系統的輸入電力高諧波分量抑制到小於或等於規定值的功率變換裝置的具體結構例。
圖15是表示作為本發明實施方式2的功率變換裝置的三相功率變換裝置的具體的結構例(之3)的電路圖。
圖16是說明圖15所示的三相功率變換裝置的操作的圖。
圖17圖示了圖15所示的三相功率變換裝置的各部的操作波形。
圖18是對在圖6和圖15所示的三相功率變換裝置中，連接交流電源中性點和直流電壓中點(直流電壓端)的電容器的操作特性進行比較的圖。
圖19是表示作為本發明實施方式3的功率變換裝置的結構的框圖。
圖20是表示作為本發明實施方式4的功率變換裝置的單相功率變換裝置的具體構成例(之5)的電路圖。
圖21是表示作為本發明實施方式4的功率變換裝置的單相功率變換裝置具體結構例(之6)的電路圖。
圖22是表示應用了圖20和圖21中所示的單相功率變換裝置的功率變換中的結構例的電路圖。
圖23是表示作為本發明實施方式5的功率變換裝置的結構的電路圖。
圖24是表示作為本發明實施方式6的功率變換裝置的結構的電路圖。
圖25是表示作為本發明實施方式7的功率變換裝置的結構的電路圖。
圖26是表示作為本發明實施方式8的功率變換裝置的結構的電路圖。
圖27是表示作為本發明實施方式9的功率變換裝置的結構的電路圖。
圖28是表示作為本發明實施方式10的功率變換裝置中的單相功率變換裝置的結構例(之7)的電路圖。
圖29是說明應用與圖28所示的單相功率變換裝置的情況下的效果的特性比較圖。
具體實施例方式
以下，將參照附圖，詳細說明本發明的功率變換裝置的較佳實施方式。
實施方式1圖1是表示作為本發明實施方式1的功率變換裝置基本結構的框圖。如圖1所示，連接於三相4線式交流電源1上的系統2是由除了交流電源1的中性線之外的3線的線間電壓提供電力的三相負載3、以及由交流電源1的特定相和中性線之間的相電壓提供電力的單相負載4混合存在的任意的電力應用系統。
本發明的功率變換裝置5由以下裝置構成三相功率變換裝置6，輸入端連接到除了交流電源1的中性線以外的3線上，輸出端連接到三相負載3的輸入端；以及，單相功率變換裝置7，輸入端連接到交流電源1的特定相和中性線上，輸出端連接到單相負載4的輸入端上。
這裡，三相功率變換裝置6和單相功率變換裝置7分別具有交流·交流變換功能和交流·直流變換功能的任意一種功能；以及，抑制對應的負載輸入電流的高諧波分量的高諧波抑制功能。在圖1中，在三相功率變換裝置6和三相負載3的連接關係中，在由2條實線連接的情況下，表示三相功率變換裝置6執行交流·直流變換，並向三相負載3提供直流電壓的情況；在加上虛線的由3條連接的情況下，表示三相功率變換裝置6執行交流·交流變換，並向三相負載3提供交流電壓的情況。
之後，圖2是用於說明功率變換裝置5的構成步驟的流程圖，這裡，將三相功率變換裝置6和單相功率變換裝置7具有的各個高諧波抑制功能設置為按照圖2所示的構成步驟，使輸入到系統2內的全負載的高諧波電流變小於或等於規定值。以下，將參照圖2來具體說明功率變換裝置5的結構例。
在圖2中，首先，設置一個規定值，作為系統2的輸入電流高諧波分量的抑制目標值(步驟ST1)。之後，根據所述規定值和三相負載3的特性，來選擇在接下來的(1)-(4)中所示的三相功率變換裝置6的高諧波抑制方式(步驟ST2。
即，(1)在由三相功率變換裝置6產生的負載輸入電流高諧波分量相對於所述規定值變的極端大，從而針對三相功率變換裝置6要求選定非常高的高諧波抑制能力的情況下，選擇高頻開關方式。(2)在負載輸入電流高諧波分量相對於所述規定值為某種程度大變，而針對三相功率變換裝置6請求選定某種程度的高諧波抑制能力的情況下，選擇簡易開關方式。(3)在負載輸入電流高諧波分量相對於所述規定值沒有那麼大，而不請求針對三相功率變換裝置6選定高的高諧波抑制能力的情況下，選擇無源(passive)方式。(4)在負載輸入電流高諧波分量相對所述規定值為小，而不特別要求針對三相功率變換裝置6的高諧波抑制能力、交流·直流變換功能、交流·交流變換功能等情況下，選擇無變換方式，該方式除配線之外沒有特別的元件，僅僅有傳輸電力的功能。
這裡，在上述方式選擇中，在作為基準的負載輸入電流高諧波分量和規定值的關係上，沒有特別明確的閾值，其取決於選擇者的經驗。上述4種方式將在後面進行說明，但一般來說，若表述高諧波抑制能力的大小關係，則該關係為按照高諧波切換方式＞簡易開關方式＞無源方式＞無變換方式的順序變低，成本也成為與之相同的大小關係。因此，為了不造成過高的規格，而選擇了能力稍低的方式，作為三相功率變換裝置6的方式。
之後，在三相負載3的被假想的運轉狀態的某個工作點A上，對選定的三相功率變換裝置6的高諧波抑制方式中的電抗線圈和電容器容量、另外在三相功率變換裝置6具有短路單元的情況下還對短路單元的操作進行調諧(步驟ST3)。判斷對於三相功率變換裝置6所產生的負載的輸入電流高諧波分量是否為小於或等於所述規定值(步驟ST4)。
其結果是，在不是小於或等於所述規定值的情況(步驟ST4否)，檢查是否可以利用電路常數和操作的再調諧來進行對應(步驟ST5)，若不可對應(步驟ST5是)，則返回步驟ST3，執行再調諧。如此重複執行步驟ST4→步驟ST5→步驟ST3→步驟ST4的環。在達到小於或等於所述規定值(步驟ST4是)之前，執行三相功率變換裝置6的電路常數和操作的再調諧。
之後，若不能利用再調諧來進行對應(步驟ST5否)，則再次按照步驟ST2中說明過的步驟，將三相功率變換裝置6的高諧波抑制能力選高(步驟ST6)，之後，返回步驟ST3，在能力變高的高諧波抑制方式中，反覆執行電路常數和操作的再調諧。
重複以上的步驟ST5和步驟ST6的處理的結果是，若三相功率變換裝置6中的高諧波電流分量為小於或等於所述規定值(步驟ST4是)，則在上述調諧狀態中，從所述規定值中減去由三相功率變換裝置6產生的對於負載的輸入電流高諧波分量，從而計算出單相功率變換裝置7的容許限度值(步驟ST7)。
之後，與步驟ST2相同，為了不造成過高的規格，而根據所述容許限度值和單相負載4的特性，從高頻開關方式、簡易開關方式、無源方式、無變換方式中，選擇能力稍微低的方式作為單相功率變換裝置7的高諧波抑制方式(步驟ST8)。該選擇也沒有明確的閾值，也是取決於選擇者的經驗。
接下來，在單相負載的假想的運轉狀態的某個工作點B上，對選定的單相功率變換裝置7的高諧波抑制方式中的電抗線圈和電容器容量、另外在單相功率變換裝置7具有短路單元的情況下還要對短路單元的操作進行調諧(步驟ST9)，之後，判斷單相功率變換裝置7所產生的電流高諧波分量是否小於或等於所述容許限度值(步驟ST10)。
其結果是，在不是小於或等於所述容許限度值的情況下(步驟ST10否)，檢查可否通過電路常數和操作的再調諧來進行對應(步驟ST11)，若可對應(步驟ST11是)，返回步驟ST9，執行再調諧。若此重複執行步驟ST10→步驟ST11→步驟ST9→步驟ST10的環，在達到小於或等於所述容許限度值(步驟ST10是)之前，執行單相功率變換裝置7的電路常數和操作等的調諧。
之後，若不能通過再調諧進行對應(步驟ST11否)，則判斷是否可通過再次設置單相功率變換裝置7的方式來進行對應(步驟ST12)。其結果是，若可利用再次設置方式來進行對應(步驟ST12是)，則再次按照步驟ST8中說明過的步驟，將單相功率變換裝置7的高諧波抑制方式選高(步驟ST13)，之後，返回步驟ST9，在調高了的高諧波抑制方式中，重複執行電路常數和操作等的再調諧。
一般而言，單相功率變換裝置7由於因執行了電路常數和操作等的調諧，而幾乎能夠抑制單相負載4的電流高諧波分量，因此，按照步驟ST9-ST13的一連串的處理步驟，基本上能夠將單相功率變換裝置7中的電流高諧波分量調節到小於或等於所述容許限度值(步驟ST10是)，但是，若萬一不可以通過再次設置方式來進行對應，或者是在想避免將單相功率變換裝置7變更為高諧波抑制能力高的方式的情況下(步驟ST12否)，則返回步驟ST2，從再次選擇三相功率變換裝置6的高諧波抑制方式開始重新執行。
重複執行以上的步驟ST11、ST12、ST13等處理的結果是，若單相功率變換裝置7的電流高諧波分量變為小於或等於所述容許限度值(步驟ST10是)，則即便在一連串調諧操作時，在假想的三相負載3的某個工作點A和單相負載4的某個工作點B之外的其他運轉狀態下，不變更三相功率變換裝置6和單相功率變換裝置7的硬體結構，判斷對於系統2的輸入電流高諧波分量是否變到小於或等於規定值(步驟ST14)。
所謂硬體結構的變更，是指在物理上，或者交換電路部件或者改變配置的情況。所述功率變換裝置具有延遲器和半導體開關、或者是其他機械開關等短路單元，在其他運轉狀態中，在僅僅通過調諧這些開關的通斷操作就能將輸入電流高諧波分量抑制到規定值的情況下(步驟ST14是)，則結束電路變換裝置5的構成處理。另一方面，在僅僅通過調諧這些開關的通斷操作不能將輸入電流高諧波分量抑制到規定值的情況下(步驟ST14否)，則應將三相功率變換裝置6或單相功率變換裝置7改變為更高的高諧波抑制能力的方式，返回步驟ST2，執行以上說明過的一連串處理作業。
通過基於該圖2所示的結構步驟，能夠構成具有所期望的高諧波抑制能力，且便宜又不造成過高規格的功率變換裝置5。在圖2中，說明了較單相功率變換裝置7而言，首先選擇三相功率變換裝置6的方式，之後優先選擇執行常數調諧。這是由於三相功率變換裝置6的基本構成元件數多，伴隨著方式改變其成本上升也比單相功率變換裝置7要大。通過這種步驟，能夠抑制功率變換裝置5的整體成本。
不用說，單相負載4很明顯在負載輸入電流電容大的情況下以及在負載輸入電流高諧波分量多的情況下等，伴隨著單相功率變換裝置7的方式的改變，成本提高也變大的情況下，也可以在圖2中，不採用單相功率變換裝置7和三相功率變換裝置6的構成步驟，而優先對單相功率變換裝置7進行調諧。即便如此也可以實現在成本上有利的結構的功率變換裝置。
在圖2中，作為三相功率變換裝置6和單相功率變換裝置7的調諧點，分別對工作點A、工作點B進行說明。其他，例如在單相負載4的運行狀態與三相負載3的運行狀態相關聯地變動的情況下，也可以將工作點B設置為與工作點A相伴的運行狀態。在三相負載3和單相負載4不是特別關聯而是獨立運行的情況下，也可以將工作點A和工作點B分別設定為輸入電流高諧波分量相對於設定為所要請求的目標值的規定值變嚴格的工作點。如此，能夠簡化步驟ST14中的針對其他運行狀態的驗證，從而提高作業效率。
在圖2所示的步驟ST1中，作為系統的輸入電流高諧波分量的抑制目標值，例如能夠使用IEC高諧波規定的限度值。圖3是在圖2所示步驟中，將現行(2003年)的IEC高諧波規定等級A的限度值用作系統的輸入電流高諧波分量的抑制目標值的例子。在圖3中，該限度值應用於輸入電流小於或等於16A的設備，不按照負載的運行狀態，而在整個負載區域上被規定為一定的值。在這種情況下，分別將工作點A和工作點B設置成負載輸入電流最大、高諧波電流值變為最大的最大負載運行狀態，之後，執行圖2中說明過的作業。若如此，則即便在高諧波電流值比該限度值小的輕負載側，也能夠將高諧波抑制到限度值，能夠簡化針對步驟ST14中的其他運行狀態的驗證。
已經說明過在圖2所示的步驟ST3中三相功率變換裝置6、在步驟ST9中單相功率變換裝置7分別具有短路單元的情況下，對其操作進行調諧。除此之外，也可以構成以下這種功率變換裝置，該裝置例如具有通過讀出這些功率變換裝置的輸出電壓和輸入電流，對輸出電壓和輸出電壓指令值的差進行比例積分控制，產生正弦波狀的輸入電流指令值，並執行反饋控制等以使輸出電壓與輸出電壓指令值一致且輸入電流為與輸入電壓同步的正弦波狀等，從而根據負載的運行狀態和輸出電壓等來自動控制短路單元的操作的控制級。由此，能夠簡化針對步驟ST14中的其他運行狀態的驗證。
這裡，在圖1中，表示了在電力應用系統2中存在一個三相負載3和1個單相負載4的簡單結構，但是，若表示本發明所指的電力應用系統2的具體例子，則能夠舉出以下的(1)-(6)。
即，(1)第1例是由一個三相負載(壓縮機)、三個單相負載(驅動控制電源、室外送風機、室內送風機)構成的空調機。(2)第2例，相對於第一例，具有相對於作為單相負載的室外送風機的、作為多個單相負載的室內送風機的多空調系統。(3)第3例，一個大型冷凍系統，它由2個三相負載(2個壓縮機)以及3個單相負載(驅動控制電源、2個送風扇)構成。(4)第4例是一個家庭網絡系統，它構成對電視和視頻、電冰箱、空調機、以及空氣循環系統等執行網絡化，並進行控制。(5)第5例是一個工廠系統，它具有以三相電源為動力源來執行驅動的三相負載群，以及，以單相電源為動力源來執行驅動的單相負載群，以此來執行運轉。(6)第6例是一個地域電力接收系統，在高電壓下從電力公司接收電力，並將其分配到一個或多個工廠和家庭。
簡而言之，本發明的功率變換裝置5連接在三相4線式的交流電源1上，配置於至少1個三相負載和至少1個單相負載混合存在的電力應用系統內。此時，多個負載和功率變換裝置5的連接關係例如可以如圖4和圖5所示。
在圖4中表示了以下情況連接於三相4線式交流電源1上的電力應用系統2-1在具有2臺三相負載3-1、3-2以及3臺單相負載4-1、4-2、4-3的情況下，應為每個負載設置功率變換裝置5-1，該功率變換裝置5-1由2臺三相功率變換裝置6-1、6-2以及3臺三相功率變換裝置7-1、7-2、7-3構成。即，相對於2臺三相負載3-1、3-2而言，三相功率變換裝置6-1、6-2被一對一對應地設置。相對於3臺單相負載4-1、4-2、4-3而言，單相功率變換裝置7-1、7-2、7-3被一對一對應地設置。這種情況下，功率變換裝置5的構成個數與負載個數一致。
在圖5中表示以下情況在連接於三相4線式交流電源1上的電力應用系統2-2具有1臺三相負載3以及3臺單相負載4-1、4-2、4-3的情況下，功率變換裝置5-1由於採用了共用方式，因此，由一臺三相功率變換裝置6-1以及3臺單相功率變換裝置7-1、7-2、7-3構成。即，三相功率變換裝置6是針對三相負載3而設置的，但是，針對3臺單相負載4-1、4-2、4-3中的單相負載4-1而言，設置了專用的單相功率變換裝置7-1，針對剩餘的2臺單相負載4-2、4-3而言，以兩者共用的形式來設置1臺單相功率變換裝置7-2。儘管在圖5中沒有表示，但是，在存在2以上的三相負載的情況下，能夠以2臺三相負載共用的形式來設置1臺三相功率變換裝置。在這些情況下，功率變換裝置5的構成個數變的比負載個數還少。
在圖2中，為了容易理解，利用圖1所示的基本結構進行過說明。圖2所示的構成步驟，不管是在功率變換裝置5的構成個數如圖4所示，與負載的個數一致的情況下，還是如圖5所示比負載個數還少的情況下，都能夠同樣地執行，能夠將功率變換裝置5構成為使各負載輸入電力的合計值，即對於系統的全部輸入電力的高諧波分量小於或等於規定值。
簡而言之，本發明的功率變換裝置5連接於三相4線式交流電源1上，其特徵在於，在至少1個三相負載和至少1個單相負載混合存在的電力應用系統2中，僅僅在需要交流·交流變換功能和交流·直流變換功能的任何一種功能、以及具有高諧波抑制功能的專用功率變換裝置(即，三相功率變換裝置和單相功率變換裝置)的位置上，配置所需數目的結構。
之後，在確定在上述必要位置配置所需數目的結構時，由於能夠按照圖2所示的步驟，採用將所有三相功率變換裝置和單相功率變換裝置所具有的高諧波抑制功能分別應用於該應用場所內的規定的便宜的高諧波抑制方式，使包含於各負載輸入電流內的高諧波分量的合計值、即包含於對於電力應用系統的輸入電流內的高諧波分量的值變小於或等於規定值，因此，不會造成過高規格，實現成本降低。
單相功率變換裝置和單相負載由於成為由交流電源1的特定相和中性線之間的相電壓來供電的結構，因此，能夠用比由交流電源1的線間電壓或者是由對交流電源1進行整流所得到的直流電壓供電的情況下還要低耐壓的元件構成，從這一點來說也可以降低成本。除此之外，如圖5所示，通過採用共用形式，能夠削減部件個數，另外，能夠得到成本低，且具有單獨結構的功率變換裝置。
接下來，就本發明功率變換裝置的各要素(三相功率變換裝置和單相功率變換裝置)的具體結構例進行說明。首先，參照圖6-圖8，對三相功率變換裝置的具體結構例進行說明。圖6是表示圖1所示三相功率變換裝置的具體構成例(之1)的電路圖。圖7圖示了圖6所示三相功率變換裝置的各部的工作波形。圖8是說明在圖6所示的三相功率變換裝置中連接交流電源中性點和直流電壓中點的電容器的存在意義的特性比較圖。
在圖6中，交流電源1是Y型的三相交流電源，從中引出了L1相、L2相、L3相的各相。針對的三相負載20是必須要直流電壓的類型，它具有交流馬達；利用直流電壓產生三相交流電壓，並將其提供給直流馬達21的倒相器22；以及，通過倒相器22來控制交流馬達21的運轉的倒相器控制單元23。因此，三相功率變換裝置40是具有交流·直流變換功能的類型。
在圖6中表示了三相功率變換裝置的構成例，它具有圖2所示的構成步驟中的三相功率變換裝置的選擇中所說明過的三相簡易開關方式的高諧波抑制功能。該電路結構能夠看作完全可後加的可選部件，它能夠僅僅通過向三相全波整流電路追加包含短路單元的部分來構成，以作為一般的無源方式。因此，在圖2中說明過的三相功率變換裝置的再次選定(步驟ST6)中，是非常有利的結構。
即，三相功率變換裝置40具有被看作是一般無源方式的三相全波整流電路，它由以下部件構成一端連接到三相交流電源1上的3個電抗線圈41；對從3個電抗線圈41的另一端輸入的三相交流電源1的各相電壓進行整流的三相整流器42；以及，串聯連接在三相整流器42的直流輸出端子間的2個平滑電容器43、44。在2個平滑電容器43、44的兩端，連接有三相負載20的倒相器22。在具有這種一般的三相全波整流電路中，追加了由作為短路單元的3個短路元件S1-S3構成的短路電路46；電容器48；電源電壓檢測電路49以及控制單元50。
3個短路元件S1-S3，其各自的一端分別連接到三個電抗線圈41和三相整流器42的各相的連接線上，各自的另一端被共同連接，從而形成交流電源中性點47。電容器48配置為存在於形成在短路電路46內的交流電源中性點47和串聯連接的2個平滑電容器43、44的中點45之間。
構成短路電路46的短路元件S1-S3是雙向的短路單元。該短路元件S1-S3例如有(1)由作為雙嚮導電元件的三端雙向晶閘管開關元件構成；(2)組合二極體橋電路和IGBT、雙極電晶體、MOSFET等單向導電短路元件而構成；(3)將IGBT和雙極型電晶體、MOSFET等單向導電短路元件與二極體彼此相反地並聯連接，之後，串聯連接這樣得到的2個電路而構成等。
電源電壓檢測電路49利用硬體檢測出三相交流電源1的例如是L1相的相電壓過零點，為了使過零檢測偏差變小，而基於預先假設的相位序列信息，通過內部處理來產生其它相(L2相、L3相)的相電壓過零信號，並將其提供給控制單元50。通過如此構成，與利用硬體來檢測所有相的相電壓過零信號相比，硬體結構能夠簡化，能夠實現裝置的小型化、低成本化、能夠抑制由於構成硬體的元件的性能差異而產生相間的檢測誤差。
這裡，由於若電源電壓檢測單元49的內部處理頻率fz為電源半周期頻率的整數倍，即若設電源頻率為fs，則fz＝2.n.fs(n整數)，內部處理同步於特定相的各電壓過零點，所以，能夠抑制由於在前半周期和後半周期中產生的處理誤差所引起的過零偏差。另外，若設交流電源1的相數為N，則通過將內部處理頻率fz設置為fz＝2.n.N·fs，從而可以以同步於交流電源的所有相的各電壓過零點的方式來執行內部處理，因此，還能夠抑制由於相間產生的處理誤差所引起的過零偏差，能夠提高相電壓過零點的檢測精度。
電源電壓檢測電路49也可以構成為利用硬體來檢測交流電源1的線間電壓過零點，從而推定相電壓，但是，能夠將構成為直接利用硬體來檢測相電壓的一方執行推定時的誤差除外，能夠精度優良地可靠地執行檢測，能夠實現可靠性高的相電壓過零檢測。
電源電壓檢測電路49利用硬體僅僅檢測出L1相，其他要基於預先設定的相位序列信息來生成，但是，在這種情況下，能夠便宜地構成，另一方面，在誤接線時，電路按照預期定時來執行切換操作，恐怕會引起系統的故障和重大事故等。為此，在接線後檢測並產生相位序列信息的構成方式是安全的，這種方式能夠提供可靠性高的功率變換裝置。
控制單元50具有一個適用於負載運行狀態的開關模式(switchingpattern)作為事先的一張表，為了成為與從倒相器控制單元23輸入的負載信息相對應的開關模式，在從來自電源電壓檢測電路49的相電壓過零信號開始經過第一延遲時間後，向短路電路46發送關閉指令，在電容器48的充電完畢後經過第2延遲時間時，向短路電路46發送開指令，分別使連接於各相的短路元件S1-S3每半個電源周期操作一次。所提供的開關模式強行使短路電流經由短路電路46和電容器48，流入一般的三相全波整流電路中的相電路不流通的區域內，從而能夠抑制輸入電流高諧波分量、改善電源功率因數。
舉個例子，對各部的工作波形進行說明。在圖7中表示了在設三相交流電源1的相位序列為L1相、L2相、L3相的情況下，以L1相的相電壓相位的0度為基準時刻的相電壓，電源電壓檢測電路49、控制單元50等的工作波形。在圖7中，波形(a)是三相交流單元1的L1相、L2相、L3相的各相電壓的波形。波形(b)(c)(d)分別是電源電壓檢測電路49產生的L1相電壓過零信號、L2相電壓過零信號、以及L3相電壓過零信號。它們分別是以相電壓的半周期為1周期，在相電壓的半周期期間呈具有某個斜率的直線狀上升，在到下半個周期的變化點基過零點處陡峭下落的鋸齒狀的波形。在各信號的下落點能夠檢測相電壓過零點。
波形(e)(f)(g)分別是由控制單元50提供給與L1相相連接的短路元件S1、與L2相相連接的短路元件S2、與L3相相連接的短路元件S3的控制指令。各控制指令是這樣一種信號在從檢測到的相電壓過零點開始經過第一延遲時間td後上升到H電平，在維持了第二延遲時間ton的H電平後下降為L電平，以後，在檢測出下一個相電壓過零點之前，維持L電平。對應的短路元件在控制指令上升為H電平時執行閉路操作，在下降到L電平時執行開路操作。
在波形(h)中，實線表示流過L1相的相電流波形，虛線表示伴隨著短路電路46的開閉而流過電容器48的電流波形。由於使各短路元件在每個電源半周期就執行一次切換這種一連串的操作，如圖所示，減少了一般三相全波整流電路中的不通流區間，能夠將輸入相電流改善為接近正弦波。
這裡，參照圖8，來說明短路電路46在電容器48充電完畢後執行開操作的效果。在圖8中提取並表示了在圖7所示的時刻t2-t3的區域中的伴隨著短路電路46的操作的短路電流。圖8(a)表示沒有使用電容器48的情況下的短路電流和時間的關係特性，圖8(b)表示使用了電容器48的情況下短路電流和時間的關係特性。
在圖8(a)中，在沒有使用電容器48的情況下，伴隨著短路電路46的操作的短路電流僅僅流過與交流電源中心點47和平滑電容器43、44的中點45的電位差相對應的量，因此，在短路電路46的OFF定時期間，電流變化量di/dt會急劇變化，從而引起急劇的磁通變化。由於該急劇的磁通變化和引短路電流所引起的電磁力，在繞組和鐵芯中引起振動，從而會在電抗線圈41內產生令人不悅的噪聲。
另一方面，在圖8(b)中，在使用電容器48的情況下，電流變化量di/dt隨著電容器48被充電而逐漸減小，電流峰點變平滑。其結果是緩和了在不使用電容器48的情況下所產生的急劇的磁通變化，能夠抑制電磁力變化，因此，能夠抑制伴隨著切換而引起的電抗線圈41中的噪聲。通過使用電容器48而能夠抑制切換時的電流峰值，因此，能夠利用成本低且簡單的單元來執行過電流保護。即，能夠延長短路電路46的壽命。
之後，由於經由電容器48而流過短路電流，因此，在電容器48充電完畢後，開關電流不自動流過。此時，由於短路電路46為開，因此能夠實現零電流開關。由於在零電流時執行開關操作，能夠降低產生的噪聲，還能夠降低關閉時候的開關損耗。另外，通過降低開關損耗來提高電路效率，其結果可節省電力。
除此之外，由於不需要對於針對關閉的短路元件的正確的控制，因此，能夠減輕控制處理負擔，能夠使用便宜的CPU。由於將前一次開關時充電的電荷作為下一次開關時的短路電流而放電，因此，能夠利用更多的短路電流來將電瓷能量存儲在電抗線圈41內。因此，與不使用電容器48的情況相比，能夠得到更高的直流電壓。以這種方式，通過使用電容器48能夠創造出多種效果。
但是，按照負載的運轉狀態和電路常數的設置值，對於電容器48的充電量過大，則會導致直流電壓的過剩電壓、輸入電流高諧波分量增大、電源功率因數惡化，或者，反之，對於電容器48的充電量過小，則會產生不能充分改善輸入電流高諧波分量、以及電源功率因數的問題。因此，在連接了負載量變化的倒相器負載的情況下，利用多個容性元件和延遲器等這種通過點連接切換元件來構成其電容值可變的電容器48。為了在低負載區域內使電容器48的電容變小，反之，在高負載區域內使電容器48的電容變大，也可以由控制單元50來根據負載信息控制電容器48的電容。由此，在全負載區域內，能夠充分得到所述電容器48的效果。
電容器48不是必不可少的，也可以不設置電容器48。即便在這種情況下，使短路元件S1-S3分別在每個電源半周期執行一次操作，從而能夠得到抑制輸入電流高諧波分量的效果、改善電源功率引述的效果。於是，在這種情況下，不能得到作為使用電容器48的效果所記載的抑制電抗線圈噪聲、減輕由於零電流開關而引起的開關噪聲的效果，不用說，短路電路46的正確的OFF控制是必要的。
在控制單元50中，在電容器48充電完畢後，將開指令傳送給短路電路46，但是，也可以在電容器48充電完畢前，使短路電路46執行開操作。這種情況下與不使用電容器48的情況等效。因此，不能得到作為使用電容以48的效果所記載的抑制整流器噪聲、減輕由於零電流開關所引起的開關噪聲的效果，因此，短路電路46的正確的OFF控制是必要的。
但是，在低負載區域內，由於負載輸入電流變小，難以伴隨著開關產生噪音和噪聲，存在這樣一個負載區域通過使短路電路46執行開操作來控制對於電容器48的充電量，來提高高諧波抑制和功率因數改善能力。因此，通過組合控制方式，使得在高負載區域中，短路電路46在電容器48的充電完畢後執行開操作，另一方面，在低負載區域附近，短路電路46在電容器48充電完畢前執行開操作，從而能夠得到在整個負載區域內，低噪音、低噪聲，且，具有高的高諧波抑制能力的三相功率變換裝置。
控制單元50也可以將短路電路46控制為在每個電源半周期執行2次或以上的開閉操作。在這種情況下，也能夠得到由於簡易的開關操作而導致的輸入電流高諧波分量抑制效果、電源功率引述改善效果。在這種情況下，短路電路46的正確的OFF控制是必要的，但是，控制負載的增加變小了，電路規模沒有變大。因此，在圖6中顯示了控制單元50是在三相功率變換裝置40的內部單體設置的，但是，也可以構成為在倒相器控制單元23內具有該功能，而省略控制單元50，與此相反，也可以構成為在控制單元50內具有倒相器控制功能，而省略倒相器控制單元23。
已經說明過了控制單元50具有適用於負載運行裝置的開關模式並將其作為預數據的情況，但是，也可以構成為例如是，通過檢測直流電壓和電源功率因數、輸入電流等，之後對其進行反饋控制，從而，提供開關模式。同樣，得到了對由於簡易開關操作而引起的輸入電流高諧波分量進行抑制的效果、以及改善電源功率因數的效果。將由控制單元50產生的短路電路46的開閉指令的基準說明為相電壓過零點，但是，沒有必要是過零點，可以是在每個相電壓半周期內與其相同的定時。例如，即可以作為相電壓峰值點，也可以作為相電壓的任意的定時點。
電源電壓檢測電路49已經被說明為具有產生各相電壓過零信號的功能，但是，電源電壓檢測電路49也可以僅僅將利用硬體所得到的檢測信號傳輸給控制單元，在控制單元50內集約了各相電壓過零信號生成功能。
另外，我們已經說明輸入到控制單元50內的負載信息，使用了來自倒相器控制單元23的信號，但是，除此之外的信號若是能夠推測負載運行狀態的信號，則也可以使用。例如，儘管圖中未示，但也可以利用通過ACCT或其他電流傳感器等檢測出的輸入電流信號、倒相器電流檢測信號、直流電壓檢測信號、直流電壓浪湧檢測信號、輸入電壓檢測信號、另外還有交流馬達21的輸出扭矩信號、旋轉數等來代替上述來自倒相控制單元23的信號。
以上是就具有三相簡易開關方式的三相功率變換裝置的說明，但是，正如按圖2所示的構成步驟所說明的那樣，在本發明中，由於還包含具有高頻開關方式的三相功率變換裝置、具有無源方式的三相功率變換裝置、具有無變換方式的三相功率變換裝置，因此，將對這些裝置進行說明。
首先，圖9是表示圖1所示三相功率變換裝置的具體結構例(之2)的電路。在圖9中，表示了有源濾波器方式作為高頻開關方式的一個例子。三相負載20是一種必須要直流電壓的類型，它如圖6所示包含交流馬達21、根據直流電壓生成三相交流電壓，之後將其提供給交流馬達21的倒相器22；以及通過倒相器22來控制交流馬達21的運轉的倒相器控制單元23。
在圖9中，三相功率變換裝置55設置了與三相全波整流電路相併聯的一個有源濾波器電路62，所述三相全波整流電路由以下部件構成三相整流器56，對直接連接到三相交流電源1的各相的各相電壓進行整流；主電抗線圈57，其一端連接到三相整流器56的正極輸出端上；以及，平滑電容器58，連接於主電抗線圈57的另一端和三相整流器56的負極輸出端之間。三相功率變換裝置55還設置了用於控制有源濾波器電路62的控制單元63。
有源濾波器電路62由以下部件構成3個電抗線圈59，其一端連接於三相交流電源1的各相上；短路電路60，3個電抗線圈59的另一端分別連接到各上臂短路元件和下臂短路元件的連接端上；以及，平滑電容器61，它連接到短路電路60中的上臂短路元件和下臂短路元件的串聯電路兩端。
控制單元63使構成短路電路60的上臂短路元件和下臂短路元件分別執行高頻開關操作，它執行控制，使得補償電流流向有源濾波器電路62，以使對於該三相功率變換裝置55的輸入電流成為與電源電壓同步的正弦波狀。
在高頻開關方式中還有一種稱為全橋接的方式將短路元件分別與構成圖6所示的一般三相全波整流電路的三相整流器的二極體元件並聯連接，分別使各個短路元件執行高頻開關操作，以便使輸入電流變為與電源電壓同步的正弦波。無源方式是象圖6所示的一般三相全波整流電路一樣不使用全部短路元件的方式。無變換方式是這樣一種方式它不保持有整流電路，而具有將交流電源的電力僅僅傳送到三相負載的功能。
這裡，高頻開關方式和簡易開關方式的不同主要在於開關頻率。於是，開關頻率越高，高諧波抑制能力就越高，但是，開關噪聲的產生量變多。因此，按照功能的、成本的面來看，以開關頻率4kHz為界，將其分為2種方式，以4kHz以上的頻率來執行開關操作的為高頻開關方式，以不足4kHz的頻率執行開關操作的為簡易開關方式。
所述4種方式由於構成各種方式的部件數或者開關頻率、噪聲對策部等原因，而在高諧波抑制能力和成本上存在差異。正如按照圖2所示的構成步驟所說明過的那樣，一般來說，對抑制能力和成本而言都存在以下關係高頻開關方式＞簡易開關方式＞無源方式＞無變換方式。從根據三相負載的特性來選擇沒有過高規格的方式的觀點來看，若以將圖3所示的輸入相電流16A以下的設備為對象的現行IEC高諧波額定值設定為系統的高諧波抑制能力目標點平，則可以說圖6所說明過的簡易開關方式是最便宜的，且是最現實可行的結構。
接下來，來說明單相功率變換裝置的具體構成例子。在本發明中，即便對於單相功率變換裝置而言，它也與三相功率變換裝置相同，存在高頻開關方式、簡易開關方式、無源方式以及無變換方式4種方式。這裡，參照附圖來說明無源方式。在該過程中，還要添加對於其他3種方式的說明。
在圖1中，儘管單相功率變換裝置7是利用交流電源1的某一相和中性線間的單相交流電壓來向單相負載4供電，但是，在單相負載4像倒相器那樣，是需要直流電壓的負載的情況下，能夠例如如圖10-圖12所示那樣構成。這些是沒有使用短路元件的無源方式的構成例。
圖10是表示圖1所示單相功率變換裝置的具體構成例子(之1)的電路圖。在圖10中，單相功率變換裝置65由以下部件構成交流電源1的中性線和例如是連接L3相的單相整流器66；其一端連接到單相整流器66的正極端的整流器67；以及，連接在整流器67的另一端與單相整流器66的負極端之間的平滑電容器68。單相功率變換裝置65對交流電源1的中性線和L3相之間的單相交流電壓進行整流，之後，將電力提供給單相負載70。
這裡，整流器67是為了擴大流通角而設置的，若將電感值設定為大，則裝置自身大型化，但是，能夠增大高諧波抑制能力。相反，若將電感值設定為小，則裝置能夠變小且成本降低，但是，高諧波抑制能力低下。因此，為了使單相功率變換裝置65的高諧波抑制能力變為所期望水平，而選擇整流器67的值。整流器67儘管在圖10中說明為配置在單相整流器66的直流側，但是，即便將其配置於單相整流器66的交流側也可得到同樣的效果。
接下來，圖11是表示圖1所示單相功率變換裝置的具體結構例(之2)的電路圖。圖12是表示圖1所示的單相功率變換裝置的具體構成例(之3)的電路圖。單相功率變換裝置如圖11或圖12所示，能夠構成為利用整流器和電容器的諧振現象來抑制高諧波電流。
在圖11中，單相功率變換裝置75由以下部件構成一端連接到交流電源的例如是L3相上的電抗線圈76；連接電抗線圈76的另一端和交流電源1的中性線的單相整流器66；配置在單相整流器66的正極端和負極端之間的、串聯連接的2個電容器77、78；與串聯連接的2個電容器77、78並聯設置的平滑電容器68。串聯連接的2個電容器77、78的連接端與交流電源1的中心線相連。
根據圖11所示的結構，利用串聯連接的2個電容器77、78的充放電特性，與圖10所示的結構相比，能夠進一步擴大輸入電流流通角、降低高諧波電流、改善功率因數。這裡，電容器77、78被設定為為了有效活用充電點特性，而在數ms以內執行充放電的容量。但是，通常將其設定為小於或等於平滑電容器68的1/10程度的容量。
接下來，在圖12所示的單相功率變換裝置80中，在圖10所示的結構中，代替電抗線圈67而採用以下電路，在單相整流器66的正極端和平滑電容器68的一端之間並聯連接設置有電抗線圈81和電容器82的串聯電路，與電抗線圈83和二極體84的豐聯電路。根據這種結構，利用電容器82的充放電特性，與圖10所示的結構相比，能夠進一步擴大輸入電流流通角、降低高諧波電流、改善功率因數。因此，與圖11的情況相同，電容器82被設定為為了有效活用充電點特性，而在數ms以內執行充放電的容量。但是，通常將其設定為小於或等於平滑電容器68的1/10程度的容量。
接下來，圖13是表示圖1所示的單相功率變換裝置的具體構成例(之4)的電路圖。在圖13中，表示了具有短路元件，並使其每半個電源周期執行一次或多次短路操作的簡易開關方式的構成例。在圖13所示的單相功率變換裝置86中，是在圖10所示的結構中，在交流電源1的L3相和單相整流器66的對應的交流輸入端之間設置了電抗線圈87。在單相整流器66的對應的交流輸入端和電抗線圈87的連接端與交流電源1的中性線之間，設置了一個雙嚮導電性的短路元件88。另外，還設置有相電壓檢測電路89，用於檢測交流電源1的相電壓過零點；開關控制單元90，用於以來自於相電壓檢測電路89的過零信號為工作基準，對短路元件88進行控制使其每半個電源周期執行一次或多次操作。
根據圖13所示的結構，強行使短路電路流向短路元件88，與圖10所示的結構相比，能夠進一步擴大輸入電流流通角、降低高諧波電流、改善功率因數。這裡，開關控制單元90與圖6所示的控制單元50相同，都是基於可推測單相負載運轉狀態的單相負載信息來控制短路元件88，但是，在圖13中省略了單相負載信息。成為短路元件88的操作基準的信號，沒有必要是相電壓過零信號，也可以是能夠檢測相電壓的特定定時的信號。例如，也可以是相電壓峰值信號。另外，不特別設置相電壓檢測電路89，也可以是代之以來自三相功率變換裝置40的電源電壓檢測電路49的信號而構成。除此之外，開關控制單元90也可以是將其功能集中在三相功率變換裝置40的控制單元50內而構成。在這些情況下，不需要相電壓檢測電路89和開關控制單元90等，從而實現了裝置的簡單化、低成本化。
這裡，電抗線圈87和短路元件88的配置地點，只要能夠配置為短路元件88經由電抗線圈87來短路交流電源1的結構即可。因此，如圖13所示，在配置在單相整流器66的交流側之外，例如，也可以僅僅將短路元件88配置在單相整流器66的直流側。另外，也可以將電抗線圈87和短路元件88上方都配置在直流側。此時，在將短路元件88配置在直流側的情況下，短路元件88也可以由單向導電元件構成。在短路元件88和平滑電容器68之間設置了防止逆流的二極體，用於防止平滑電容器68在短路元件88工作時發生短路。
正如在三相電路變換裝置中說明過的那樣，電抗線圈87，若將電感值設定為大，則裝置自身大型化，但是能夠提高高諧波抑制能力。相反，若將電感值設定為小，則裝置能夠構成得小且低成本，但是高諧波抑制能力低下。因此，為了使單相功率變換裝置的高諧波抑制能力達到作期望的水平，要選擇電抗線圈87的值。
儘管圖中未顯示，但是通過在圖13所示的簡易開關方式的電路結構中，追加輸入電流和直流電壓反饋控制部等，從而能夠構成這樣一種高頻開關方式的單相功率變換裝置它在高頻下對短路元件進行短路控制。無變換方式的單相功率變換裝置，不特別設置一個短路元件，而是將所輸入的交流電源原封不動傳送給單相負載。該無變換方式的單相功率變換裝置是在單相負載為交流馬達那種不需要專門進行整流，沒有必要抑制高諧波的情況下所選擇的。
以上，作為單相功率變換裝置所採用的方式，與三相功率變換裝置形同，記錄了無源方式、建議開關方式、高頻開關方式、無變換方式4種方式，但是，正如在圖2所示的結構步驟中說明過的那樣，這些方式一般來說，對抑制能力和成本而言都存在以下關係高頻開關方式＞簡易開關方式＞無源方式＞無變換方式。因此，單相功率變換裝置也與三相功率變換裝置相同，要根據所連接的單相負載的高諧波電流產生量和所期望的高諧波抑制能力、成本等，為每一個單相負載選擇結構。如圖14所示，也可以如此構成功率變換裝置，以便作為系統整體，將輸入電流高諧波分量抑制到規定值。
圖14圖示了將系統的輸入電流高諧波分量抑制到小於或等於規定值的功率變換裝置的具體構成例。在圖14中，電力應用系統2-3是具有1臺三相負載3、3臺單相負載4-1、4-2、4-3的系統。對於三相負載3，選擇圖6所示的簡易開關方式的三相功率變換裝置40。在三相功率變換裝置40中，僅僅圖示了主要部件。對於單相負載4-1，選擇了圖13所示的簡易開關方式的單相功率變換裝置86。在單相功率變換裝置86中，僅僅圖示了主要部件。對於單相負載4-2，選擇了圖10所示的無源方式的單相功率變換裝置65。之後，對於單相負載4-3選擇無變換方式的單相功率變換裝置95。
如此，根據實施方式1，在連接到三相4線式的交流電源上的、三相負載和單相負載混合存在的電力應用系統中，能夠構成這樣一種功率變換裝置相對於作為系統整體的所期望的高諧波抑制能力，以三相功率變換裝置和單相功率變換裝置分別分擔的形式而具有必需的最小限的高諧波抑制能力。伴隨著這種所發，能夠削減裝置過大、削減不需要的成本上升。針對三相負載採用便宜的三相簡易開關方式的三相功率變換裝置，由於單相負載和單相功率變換裝置能夠用低耐壓的元件構成，因此，能夠實現系統整體的小型化、低成本化。
實施方式2圖15是表示作為本發明實施方式2的功率變換裝置中三相功率變換裝置的具體構成例(之3)的電路圖。在圖15中，對與圖6所示結構相同或者同等的構成要素賦予相同的符號。這裡，以有關該實施方式2的部分為中心進行說明。
如圖15所示，按照實施方式2的三相功率變換裝置100，在圖6所示的結構中設置了一個平滑電容器101來代替串聯連接的2個平滑電容器43、44。配置為在連接於三相整流器42的負極端的平滑電容器101的另一端(負極端)與交流電源中心點47之間，插入了電容器102。在電容器102的與平滑電容器101的連接中，也可以與圖15相反，將其連接到連接於三相整流器42的正極端的平滑電容器101的一端(正極端)上。即，相對於圖6所示的結構，根據實施方式2的三相功率變換裝置100成為削減了部件數目的結構。
接下來，參照圖15-圖18，對如上所述構成的、根據實施方式2的三相功率變換裝置100的操作進行說明。圖16是說明圖15所示的三相功率變換裝置的操作的圖。圖17圖示了圖15所示的三相功率變換裝置的各部的工作波形。圖18是一張比較圖，用於對圖6和圖15所示的三相功率變換裝置中，連接了交流電源中性點和直流電壓的中點(直流電壓端)的電容器的工作特性進行比較。
在圖17中表示了將三相交流電源1的相位序列設為L1相、L2相、L3相的情況下，以L1相的相電壓相位的0度為基準時刻的相電壓、電源電壓檢測電路49、控制單元50等的工作波形。在圖16中表示了連接於交流電源1的三相整流器42和短路電路46、設置於三相整流器42的直流輸出端之間的平滑電容器101、位於三相整流器42的負極端(直流電壓端)和短路電路46形成的交流電源中性點之間的電容器102的、與操作時刻相對應的電路狀態和電流通過的遷移狀態。操作時刻(t1-t2，t2-t3，t3-t6，t6-t7，t7-t10)與圖17所示的時刻相對應。在圖16中，交流電源1的相位序列如圖15所示，從上面開始為L1相、L2相、L3相。
首先，就各部的工作波形進行說明。在圖17中，波形(a)是三相交流電源1的L1相、L2相、L3相的各相電壓的波形。波形(b)(c)(d)分別是電源電壓檢測電路49產生的L1相電壓過零信號、L2相電壓過零信號、L3相電壓過零信號。這些波形分別是以相電壓的半周期為1周期，在相電壓的半周期期間具有某個斜率的呈直線狀上升，並在到下半個周期的變化點即過零點上急劇下降的鋸齒狀波形。在各信號的下降點能夠檢測相電壓過零點。
波形(e)(f)(g)是控制單元50提供給連接於L1相上的短路元件S1、連接於L2相上的短路元件S2、連接於L3相上的短路元件S3的控制指令。各控制指令是這樣一種信號從檢測到相電壓過零點經過第一延遲時間td而上升到H電平，在維持了第二延遲時間ton的H電平後下降到L電平，以後，在檢測到下一個相電壓過零點之前維持L電平。對應的短路元件在控制指令上升為H電平時執行閉路操作，在下降到L電平時執行開路操作。在波形(h)中，實線表示流過L1相的相電流波形，虛線表示伴隨著短路電路46的開閉而流過電容器102的電流波形。設從圖15中的左側流向電抗線圈59或電容器102的方向為電流的正方向。
接下來，在圖16中，電路狀態(a)在操作時刻t1-t2中，短路電路46的3個短路元件全都閉合，因此，在該時刻區域內，由於是由交流電源1、電抗線圈59、三相整流器42、平滑電容器101構成的一般的三相全波整流電路，因此，在L1相電壓為0V時，電流按L3相→三相整流器42→平滑電容器101→三相整流器42→L2相的通路流動，沒有流向L1相。
電路狀態(b)在操作時刻t2-t3中，從L1相電壓過零點開始經過一個延遲時間td(參照圖17)後，控制單元50執行控制，以僅僅使連接到短路電路46的L1相上的短路元件S1閉合。通過這種方式，在電流(イ)按L3相→三相整流器42→平滑電容器101→三相整流器42→L2相的通路流動的同時，開關電流(ロ)按照L1相→電抗線圈59→短路電路46→電容器102→三相整流器42→L2相的通路流動，從而對電容器102充電。由此，能使電流在各相上流動，從而在三相整流中沒有不流通的區域。
電路狀態(c)在操作時刻(c)t3-t6中，由於L1相電壓隨著時間的流逝而增大，在電路狀態(b)中從L3相流向L2相的電流變為從L1相流向L2相的電流。預先將電容器102設定為充電在該流向發生變化所需的時間之前結束的容量。即，將電容器102的容量Ck設定為平滑電容器101的電容Cf的幾十-幾百分之一的程度。控制單元50在經過了電容器102的充電完畢時間後，使短路元件S1打開。因此，若電容器102的充電完畢，則開關電流(ロ)就不流動了。
電路狀態(d)在操作時刻t6-t7中，L3相電壓位於0V附近，按照各相電壓的關係，電流不流向L3相。因此，控制單元50執行控制，以使連接到短路電路46的L3相上的短路元件S3閉合。與上述情況相同，在電流(ハ)按L1相→三相整流器42→平滑電容器101→三相整流器42→L2相的通路流動的同時，開關電流(ニ)按照L1相→電抗線圈59→三相整流器42→平滑電容器101→電容器102→短路電路46→L3相的通路流動，從而在三相整流中沒有不流通的區域。在開關電流(ロ)流過的狀態中存儲於電容器102內的電荷被放電之前，該開關電流(ニ)一直持續流過。
電路狀態(e)在操作時刻t7-t10中，隨著時間的流逝，伴隨著電容器102的放電，開關電流(ニ)變為不流動。此時，由於L3相電壓在負側增大，因此，從L1相流向L2相的電流減小，而變為從L1相流向L3相，因此L2相成為沒有電流流過的區域。
在上述狀態遷移中，在從電路狀態(b)遷移到電路狀態(c)的過程中，按照預定的延遲時間或電容器102的容量，在電路狀態(b)和電路狀態(c)之間，如圖17所示的時刻t3-t4那樣，短路電路46的三個短路元件全都應為打開狀態，但是，連接於短路電路46的L1相上的短路元件為閉合狀態。在圖16中，儘管省略了說明圖，但是，即便在這種情況下，充放電完畢後的電容102能夠執行與短路電路46的3個短路元件全都處於打開狀態時同等的作用。這種方式對於從電路狀態(d)遷移到電路狀態(e)也是同樣的。
以上表示了L1相的電壓相位從0度到約2π/3為止的操作，但是，此後，操作轉向連接於沒有電流流過的區間的L2相上的短路元件S2的控制。之後，通過三相重複執行這種操作，構成了電源的一周期，如圖17(h)所示，能夠使相電流成為近似於正弦波的形狀。
在該一連串操作中，其特徵點為電容器102的充放電電流通路。在對電容器102充電時，不經由平滑電容器101，在放電時經由平滑電容器101。由於該電容器的充放電通路的差異，因此要特別關注偶次高諧波的產生。但是，將電容器102的容量設為Ck，將平滑電容器101的容量設為Cf，若考慮電流通路中的合成電容C，則在對電容器102進行充電的情況下，C＝Ck。在電容器102放電的情況下，C＝Ck/(1+(Ck/Cf))。如前所述，由於設定為Ck＜＜Cf，所以CCk。因此，由於充放電通路差而引起的不平衡的影響微小到不會出現問題的程度，因此，實際上，它具有與圖6同等的抑制輸入電流高諧波的能力、以及改善電源功率因數的能力。
我們舉出2點作為本實施方式2(圖15)和圖6的電路特性上的不同點。第1點是上述電流通路。第2點是電容器102上所施加的電壓。接下來，將參照圖18來說明這2點。圖18(a)表示根據本實施方式2的施加到電容器102上的電壓Vck的波形。圖18(b)表示施加到圖6所示的電容器48上的電壓Vck的波形。
在圖6所示的電路中，為短路電路46的3個短路元件S1-S3內每個開關，利用從中點45流向交流電源中性點47的電流以及從交流電源中性點47流向中點45的電流，對電容器46進行充電。因此，若將三相整流器42的兩輸出端子間的直流電壓設為Vdc，則在電容器46上，如圖18(b)所示，施加了Vdc/2的交流電壓。另一方面，在圖15所示的電路中，電容器102的一端(圖中右側端)由於連接到三相整流器42的直流輸出端子的負極端，因此，電容器102的兩端子間都是0V，但是，右側端沒有變為比左側端高的電位，如圖18(a)所示，僅僅施加了正極性的電壓。因此，在圖6所示的電路中，需要薄膜電容器那樣的對稱性的容性元件，與此相對，在圖15所示的電路中，能使用鋁電解電容器那種非對稱性的便宜的容性元件。
即，根據本發明實施方式2，能夠實現電路成本的降低。即，沒有必要在三相整流器42的輸出端子間串聯連接2個平滑電容器而構成，能夠利用1個平滑電容器來實現。因此，能夠利用比圖6所示的電路小且低成本的結構來構成三相功率變換裝置。這樣，在該實施方式2中，也可以與實施方式1(圖6)相同地得到由於電容器102而產生的抑制電磁噪音的效果、開關噪聲抑制效果、直流電壓升壓效果。
與圖6中的說明相同，既可以構成為根據負載變化而能夠改變電容器102的容量，也可以使開關每半個電源周期執行一次操作。另外，也可以採用組合控制方式，以便在高負載區域，在電容器102充電完畢後打開短路電路46，在低負載區域附近，在電容器102的充電完畢之前打開短路電路46。按照這種方式，能夠通過便宜的開關控制，而得到這樣一種三相功率變換裝置在整個負載區域內是低噪音、低噪聲的，且具有高的高諧波抑制能力。但是，在不特別需要由於電容器102所產生的抑制伴隨著短路電路46的開閉而產生的電磁噪音的效果、抑制開關噪聲的效果、抑制每個開關所產生的由於電流通路非對稱而引起的偶次高諧波的效果的情況下，也可以省略電容器102而構成。
在圖15中，電容器102連接到三相整流器42的負極輸出端上，但是也可以連接到正極輸出端上。另外，也可以不將電容器102連接到三相整流器42的輸出端上，而將電容器102連接在串聯連接於三相整粒器42的輸出端子間的2個開關元件的連接點上，並使所述2個開關元件與電容器102的充放電周期相一致地交替執行開閉操作。如此，則由於還可以抑制所述通路的非對稱，因此，儘管部件數目增加但能夠得到相同的效果。不用說，在這種情況下也是若不要求由電容器102所產生的抑制電磁噪音的效果、抑制開關噪聲的效果的情況下，也可以將其省略而構成。
實施方式3圖19是表示作為本發明實施方式3的功率變換裝置的結構的框圖。在圖19中，在連接於三相4線式的交流電源1上的電力應用系統2-2包含1臺三相負載3、3臺單相負載4-1、4-2、4-3的情況下，功率變換裝置5-4與圖4所示的功率變換裝置5-1相同，與負載1對1地對應，它由1臺三相功率變換裝置6、3臺單相功率變換裝置7-1、7-2、7-3構成，將各負載輸入電流的合計值，即系統的輸入電流高諧波分量抑制到規定值，但是，對於3臺單相功率變換裝置7-1、7-2、7-3的供電方式與圖4所示的功率變換裝置5-1不同。
即，將交流電源1的中性線和交流電源1的L1相之間的單相電壓提供給單相功率變換裝置7-1。將交流電源1的中性線和交流電源1的L2相之間的單相電壓提供給單相功率變換裝置7-2。將交流電源1的中性線和交流電源1的L3相之間的單相電壓提供給單相功率變換裝置7-3。
如此，如果將用於向3臺單相功率變換裝置7-1、7-2、7-3供電的交流電源1的特定相設定為隨每個單相功率變換裝置而不同的相，則能夠抑制在交流電源1的各相之間的系統輸入電流的不平衡。在實施方式1中，能夠將由於特定相(例如L3相)而產生的高諧波電流分散到其他相(L1相、L2相)。其結果是在像圖3所示的IEC高諧波規定那樣，相對於所有相來設置高諧波抑制水平的情況下，功率變換裝置5-4能夠構成為通過較低的高諧波抑制能力的三相功率變換裝置6和單相功率變換裝置7-1、7-2、7-3來適應於上述規定，從而能夠實現裝置的小型化、低成本化。
下面，舉個具體例子而說明。例如，例如，設IEC高諧波規定限度值為1.14A(參見圖3)的5次高諧波電流，在單相功率變換裝置7-1、7-2、7-3中總共流過了0.2A。這種情況下，如實施方式1所述，若單相功率變換裝置7-1、7-2、7-3都連接到共同的L3相上，則由於L3相上的5次高諧波電流變為0.6A，因此，在獲得適合於高諧波規定的功率變換裝置中，三相功率變換裝置6必須具有將流過它的5次高諧波電流抑制到小於或等於0.54A的高諧波抑制能力，其中，0.54A是從規定值1.14A中減去單相功率變換裝置7-1、7-2、7-3中的5次分量0.6A所得到的值，這樣，就需要使抑制高諧波用的電抗線圈過大和再次選擇方式等。這種情況下，由於相對於L1相和L2相成為有0.6A裕量的狀態，因此成為過高規格。
另一方面，如實施方式3所述，若將單相功率變換裝置7-1、7-2、7-3連接到不同相上，則由於5次高諧波電流在所有相上共為0.2A，因此，為了得到適應於高諧波規定的功率變換裝置，三相功率變換裝置6隻要具有將流入其中的5次高諧波電流抑制到小於或等於0.94A程度的高諧波抑制能力即可，其中，0.94A是從規定值1.14A中減去單相功率變換裝置7-1、7-2、7-3中的5次分量0.2A所得到的值。上述做法能夠避免僅有某一相(L1相、L2相)變為過高規格的狀態。因此，成為比實施方式1便宜的結構，能夠實現裝置的小型化、低成本化。
在圖19中，為了容易理解而說明了由全都不同的相向3臺單相功率變換裝置7-1、7-2、7-3供電的情況，但是，沒有必要全都連接到不同的相，例如，也可以構成為僅僅連接到單相功率變換裝置7-1的L1相、連接到其他單相功率變換裝置7-2、7-3的L3相。在單相負載為4臺以上的情況下，單相功率變換裝置的數目也會伴隨著它而超過4臺，因此，在這種情況下，也可以進行這種連接，以使連接於某一相上的個數不同。簡而言之，為了僅僅不使用交流電源1的特定相，能夠儘可能地使各相的電流高諧波分量平衡，也可以適當地使用3相。
實施方式4圖20和圖21是表示作為本發明實施方式4的功率變換裝置中單相功率變換裝置的具體構成例的電路圖。在上述實施方式3中，表示了各單相功率變換裝置連接到不同相來抑制各相電流的不平衡的構成例，而在實施方式4中，表示了單相功率變換裝置從交流電源1的各相接收平衡良好的供電的構成例。
在圖20中，將該直流電壓提供給需要直流電壓的類型的單相負載70的單相功率變換裝置105由以下部件構成由其陽極連接到交流電源1的各相上，陰極被共同連接二極體D1-D3構成的三相半波整流電路106；其一端連接到D1-D3的陰極之間的共同連接端的電抗線圈107；以及，連接於電抗線圈107的另一端與交流電源1的中性線之間的平滑電容器108。通過對交流電源1的各相電壓的正極性進行整流，從而得到直流電壓。
在圖21中，將該直流電壓提供給需要直流電壓的類型的單相負載70的單相功率變換裝置110由以下部件構成由其陰極連接到交流電源1的各相上，陽極被共同連接二極體D4-D6構成的三相半波整流電路111；其一端連接到交流電源1的中性線上的電抗線圈112；以及，連接於二極體D4-D6的陽極之間的共同連接端與電抗線圈112的另一端之間的平滑電容器113。通過對交流電源1的各相電壓的負極性進行整流，從而得到直流電壓。
由於通過上述這種結構，從交流電源1的所有相的相電壓向單相功率變換裝置105執行良好平衡的供電，因此，能夠抑制各相間的輸入電流不平衡，與實施方式3相同，能夠實現裝置的小型化、低成本化，但是，關於抑制各相間的輸入電流不平衡，它比實施方式3更具效果。
即，在實施方式3中，有時會出現不能按照構成系統的單相負載的個數和運行狀態、還有與交流電源1的連接狀態，來平衡良好地分配交流電源的各相輸入電流的情況。對此，在本實施方式4中，由於各單相負載分別由交流電源1的所有相來供電，因此，與單相負載的個數和運行狀態等無關，能夠比實施方式3更平衡地分配交流電源1的各相輸入電流。
但是，由於在圖20所示的結構中利用交流電源1的負極性而不能供電，在圖21所示的機構中利用交流電源的正極性不能供電，因此，分別在正負兩極性之間產生電流的不平衡，有時多少會發生偶次高諧波的情況。
接下來，圖22是表示應用了圖20和圖21所示的單相功率變換裝置的功率變換裝置的構成例的電路圖。在圖22中，在連接於三相4線式交流電源1上的電力應用系統2-4具有1臺三相負載3以及2臺單相負載4-1、4-2的情況下，功率變換裝置5-5相對於三相負載3設置三相變換裝置6，相對於2臺單相負載4-1、4-2設置圖20和圖21所示的單相功率變換裝置105、110，從而將各負載輸入電流的合計即系統的輸入電流的高諧波分量抑制到規定值。
如此，若一起使用對交流電源1的各相電壓的正極性進行直流變換的單相功率變換裝置105，以及對各相電壓的負極性進行直流變換的單相功率變換裝置110，從而平衡良好地配置單相負載，則能夠抑制交流電源1的正負兩極性間的電流不平衡，能夠比僅僅使用單相功率變換裝置105和單相功率變換裝置110中的一個更等抑制偶次高諧波。
在圖22中，為了使電抗線圈107、112的功能位於同一元件內，也可以將1個電抗線圈配置在圖中的連接點A和交流電源1的中性線上。通過使用上述方式，能夠省略電抗線圈107、112，從而實現低成本化。
實施方式5圖23是表示作為本發明實施方式5的功率變換裝置的結構的電路圖。在圖23中，在連接於三相4線式交流電源1上的電力應用系統2-5具有1臺三相負載3以及利用相位控制來驅動的1臺單相負載4的情況下，功率變換裝置5-6相對於三相負載3設置三相變換裝置6，相對於單相負載4設置單相功率變換裝置115，從而將各負載輸入電流的合計即系統的輸入電流的高諧波分量抑制到規定值。
單相功率變換裝置115具有短路元件TR1-TR3，其一端連接在交流電源1的各相上，另一端被連接以形成交流電源1的中性點；以及，相位控制單元116，用於控制短路元件TR1-TR3。短路元件TR1-TR3是雙向傳導的短路元件，例如可以是組合了三端雙向晶閘管開關元件、二極體以及單向導電性短路元件等的部件。相位控制電路116對短路元件TR1-TR3的點弧角進行控制，以便對於單相度在4的導通相位適用於電力應用系統2-5的運行狀態。此時，對短路元件TR1-TR3的各點弧角進行控制，以便利用交流電源1的所有相電壓平衡良好地向單相負載4供電。
這裡，就本實施方式5的意義進行說明。在單相負載4為交流馬達的情況下，在實施方式4中已經說明過以下結構單相負載4具有將直流轉換為交流的倒相器，單相功率變換裝置將交流電源1一次轉換為直流。換言之，若單相功率變換裝置如實施方式4所示是將交流電源1一次轉換為直流的結構，則由於在單相負載4中需要倒相器而使成本升高。
因此，從避免單相負載4的成本上升的觀點來看，單相負載4為不具有倒相器而僅僅具有交流馬達的結構，作為這種結構，我們考慮使用單相功率變換裝置將交流電源1的某個相電壓(例如L1相)原封不動傳送給交流馬達的無變換方式。但是，在這種情況下，交流馬達儘管能夠驅動，但是僅僅以一定的速度驅動。對此，在本實施方式5中，由於導入了用於控制向交流馬達供電的導電相位的相位控制方式，因此，在單相負載4中不需要多餘結構就能夠簡單地改變交流馬達的速度。
之後，在採用相位控制方式的情況下，若僅僅以交流電源的特定相位(例如L1相)為對象，則由於流向交流馬達的輸入電流相對於所提供的L1相的電壓波形而言產生了失真，使其包含有高諧波分量，因此，僅僅是L1相包含交流馬達那麼多量的高諧波。為了防止這種情況，在實施方式5中，構成為從交流電源1的各相接受供電，平衡良好地執行相位控制。因此，單相負載在交流馬達的情況下也是便宜的結構，能夠由於各相電流的平衡緩和而得到對過高規格的抑制、裝置的小型化、低成本化的效果。
如此，在本實施方式5中表示了無變換方式的單相功率變換在裝置的結構例，但是，按照本實施方式5的單相功率變換裝置115由於採用了相位控制方式，因此，得到了以下良好的效果。即，在單相功率變換裝置115的相位控制中，由於將產生了以下階次的點弧角區域設定為不使用區域，其中，所述階次使三相功率變換裝置6中的高諧波電流值相對於規定值增大，因此，能夠更便宜地構成三相功率變換裝置6。
例如，若將作為高諧波抑制目標值的規定值設定為IEC高諧波抑制值，則在三相功率變換裝置6中難以抑制5次高諧波，但是，設5次高諧波電流相對於IEC高諧波規定值(5次＝1.14A，參見圖3)產生了1.0A，另外，設在單相功率變換裝置115的相位控制中，在點弧較120度±10度的區域內，5次高諧波產生了0.1A以上的情況下，如前所述，通過將點弧角110度-130度設置為不使用區域，從而不提升三相功率變換裝置6的高諧波抑制能力，就能便宜地得到符合高諧波規定的功率變換裝置。
在圖23中，已經說明了從交流電源1的各相接受供電，並平衡良好地進行相位控制，但是，按照與其他單相功率變換裝置的平衡，也可以構成為從三相交流電源的某2相、或者是特定的1相接受供電來執行相位控制。即，通過根據構成系統的三相負載和三相負載的狀況，來隨機應變地選擇該結構，從而得到小型且低成本的功率變換裝置。
實施方式6圖24是表示作為本發明實施方式6的功率變換裝置的結構的電路圖。在圖24中，在連接到三相4線式交流電源1上的電力應用系統2-5具有1臺三相負載3、以及利用相位控制來驅動的1臺單相負載4的情況下，功率變換裝置5-7相對於三相負載3設置了三相變換裝置6，相對於單相負載4設置了單相功率變換裝置120，從而能夠將各負載輸入電流的合計，即系統的輸入電流的高諧波分量抑制到規定值。
單相負載4是具有主繞組117和輔助繞組118的交流馬達。為了僅僅控制單相負載4的主繞組117的導電相位，單相功率變換裝置120設置了一個短路元件TR4，該短路元件TR4與主繞組117串聯且與輔助繞組118並聯。在交流電源1和單相負載4之間設置了一個單相負載運轉開關121，用於對是否向單相負載4供電進行切換。還設置了一個導電控制單元122，用於控制短路元件TR4和單相負載運轉開關121。
即，在本實施方式6中，表示了與實施方式5相同的，向無變換方式中導入相位控制後的單相功率變換裝置的構成例，但是，作為該相位控制方式，它與實施方式5不同，它從交流電源的1相接受供電，之後執行相位控制。
短路元件TR4利用導電控制單元122來控制點弧角，從而對作為交流馬達的單相負載4進行相位控制驅動。此時，由於僅僅控制交流馬達的主繞組117的導電相位，因此，即便在已經打開短路元件TR4時，相電流也能夠經由輔助繞組118流動，緩和了伴隨著短路元件TR4的開閉而產生的相電流波形失真，從而能夠抑制在單相負載4中產生的高諧波電流。之後，由於即便打開短路元件TR4，對於交流馬達的供電也會繼續，因此，在阻斷對於交流馬達的電力，以使其完全停止的情況下，利用導電控制單元122來進行控制，以便打開單相負載運轉開關71。
單相功率變換裝置120也可以構成為將電力從L1相提供給單相負載4的主繞組117，將電力從L2相提供給輔助繞組118，從而利用三相交流電源1的某2相來抑制輸入電流的不平衡。
實施方式7圖25是表示作為本發明實施方式7的功率變換裝置的結構的電路圖。如圖25所示，在本實施方式7中表示了以下例子在連接到三相4線式交流電源1上的電力應用系統2-4具有1臺三相負載124、以及2臺單相負載125、126的情況下，利用實施方式1(圖6)所示的三相功率變換裝置40構成功率變換裝置5-8，從而執行從三相功率變換裝置40分別向1臺三相負載124以及2臺單相負載125、126供電的情況的結構例(之1)。
即，如實施方式1(圖6)所示的三相功率變換裝置40，如前所述，三相功率變換裝置40，通過使控制單元50執行控制，以便以來自電源電壓檢測電路49的相電壓過零信號為操作基準，使短路電路46每半個電源周期操作一次，以強行使短路電流流過一般的三相全波整流電路中不傳導相電流的區域，從而能夠擴大相電流流通角、抑制輸入電流該諧波分量、改善電源功率因數。
根據實施方式7的功率變換裝置5-8，在該三相功率變換裝置40中，三相負載124連接到由串聯連接的2個平滑電容器43、44構成的串聯電路的兩端。之後，一方的單相負載125連接到一方的的平滑電容器43的兩端，另一方的單相負載126連接到另一方的平滑電容器44的兩端。這裡，三相負載124，在圖6所示的三相負載20中設置了一個負載控制單元25，用以替代倒相器控制單元23。該負載控制單元25除了具有控制倒相器22的功能外，還具有控制2臺單相負載125、126的功能。三相功率變換裝置40的控制單元50從負載控制單元25獲取負載信息。
在根據實施方式7的功率變換裝置5-8中，通過使用具有每半個電源周期執行一次短路操作的、便宜且簡單構成的三相簡易開關方式的三相功率變換裝置40，從而不僅能夠抑制三相負載124的還能抑制單相負載125、126的高諧波電流，從而能夠將系統的輸入電流的高諧波分量抑制到規定值。之後，由於在三相功率變換裝置40之外沒有必要設置在其他實施方式中所示的單相功率變換裝置，因此，能夠得到實現了更小型化、低成本化的功率變換裝置。
由於單相負載125、126分別接受由串聯連接配置在三相整流器42的直流輸出端之間的2個平滑電容器43、44中的一個兩端電壓，即三相整流器42的輸出直流電壓的1/2電壓所提供的電力供給，因此，能夠用低耐壓元件構成單相負載125、126。
實施方式8圖26是表示作為本發明實施方式8的功率變換裝置的結構的電路圖。如圖26所示，在本實施方式8中表示了以下例子在連接到三相4線式交流電源1上的電力應用系統2-5具有1臺三相負載127和1臺單相負載128的情況下，利用例如是實施方式1(圖6)所示的三相功率變換裝置40構成功率變換裝置5-9，從而執行從三相功率變換裝置40分別向1臺三相負載127以及1臺單相負載128供電的情況的結構例(之2)。
即，如實施方式1(圖6)所示的三相功率變換裝置40，如前所述，三相功率變換裝置40，通過使控制單元50執行控制，以便以來自電源電壓檢測電路49的相電壓過零信號為操作基準，使短路電路46每半個電源周期操作一次，以強行使短路電流流過一般的三相全波整流電路中不傳導相電流的區域，從而能夠擴大相電流流通角、抑制輸入電流該諧波分量、改善電源功率因數。
根據實施方式8的功率變換裝置5-9，在該三相功率變換裝置40中，三相負載127連接到由串聯連接的2個平滑電容器43、44構成的串聯電路的兩端。之後，單相負載128連接到插入在交流電源中性點47和直流側中點45之間的平滑電容器48的兩端。這裡，三相負載127，在圖6所示的三相負載20中設置了一個負載控制單元26，用以替代倒相器控制單元23。該負載控制單元26除了具有控制倒相器22的功能外，還具有控制單相負載128的功能。三相功率變換裝置40的控制單元50從負載控制單元26獲取負載信息。
在根據實施方式8的功率變換裝置5-9中，通過使用具有每半個電源周期執行一次短路操作的、便宜且簡單構成的三相簡易開關方式的三相功率變換裝置40，從而不僅能夠抑制三相負載127的還能抑制單相負載128的高諧波電流，從而能夠將系統的輸入電流的高諧波分量抑制到規定值。之後，由於在三相功率變換裝置40之外沒有必要設置在其他實施方式中所示的單相功率變換裝置，因此，能夠得到實現了更小型化、低成本化的功率變換裝置。不用說，同樣也能夠應用在實施方式2(圖15)中所示的三相功率變換裝置100。
這裡，在構成短路電路46的短路元件S1-S3分別在每個電源半周期執行一次開閉的情況下，伴隨著短路元件S1-S3的各個短路操作，在插入到交流電源中性點47和直流側中點45之間的電容器48上，如圖7(h)中虛線所示，流過了是電源頻率3倍頻率的交流電流。即，在本實施方式8中，利用該交流電流來執行對於單相負載128的供電。之後，正如以下將要說明的那樣，出現在電容器48兩端上的交流電壓的電平由於與實施方式7中說明過的平滑電容器43、44的每一個的兩端電壓基本相同，因此，能夠利用低耐壓元件來構成單相負載128。
即，出現在電容器48兩端上的交流電壓的電平如下。若設平滑電容器44的陰極為基準電位0「V」，與此相對，設平滑電容器43的陽極為Vdc「V」，則電容器48的直流中點45側的電位變為Vdc/2。另一方面，電容器48的交流電源中性點47側的電位是由伴隨著短路電路46的閉合操作而執行充放電的電荷量所決定的，作為最大值，成為經由短路電路46和三相整流器42而與平滑電容器43的陽極同電位的狀態，即成為Vdc「V」。作為最小值，成為經由短路電路46和三相整流器42而與平滑電容器44的陰極同電位的狀態，即成為0「V」。因此，電容器48兩端的電位差為-Vdc/2～Vdc/2。但是，為了簡化說明，我們忽略了微少產生的三相整流器42和短路電路46中的電壓下降。如此，在本實施方式8中，由於對於單相負載128，最大也僅僅是施加作為平滑電容器43、44的各個的兩端電壓的|Vdc/2|的電壓，因此，能夠用低耐壓的元件構成單相負載128。
之後，在所述實施方式7中，由於是將直流電壓125、126提供給單相負載的形式，因此，在單相負載125、126為交流馬達的情況下，在單相負載125、126中還需要一個變換為交流的倒相器。對此，在單相負載128為交流馬達的情況下，能夠構成能避免單相負載128的成本上升的功率變換裝置。反之，根據本實施方式8，在單相負載128由直流電壓驅動的情況下，在單相負載128中，由於需要變換為直流的變換電路，因此，與實施方式7相比成本上升。
簡而言之，根據單相負載的形式是直流類型還是交流類型，也可以分別使用實施方式7和本實施方式8。於是，若要並用實施方式7的形式和本實施方式8的形式，則能夠得到能收容1臺交流負載、2臺直流型的單相負載以及1臺直流型的單相負載的功率變換裝置。
實施方式9圖27是表示作為本發明實施方式9的功率變換裝置的結構的電路圖。如圖27所示，在本實施方式9中作為在連接到三相4線式交流電源1上的、具有1臺三相負載130和3臺單相負載131、132、133的電力應用系統2-3的具體例子，對具有作為三相負載130的壓縮機、作為單相負載131、132、133的控制電源、室外送風機、室內送風機的空調機進行說明。即，在圖27中，顯示了針對空調機的基本結構的應用例。
應用於該空調機2-3的功率變換裝置5-10構成為針對作為三相負載130的壓縮機，準備了例如是實施方式1(圖6)所示的三相簡易開關方式的三相功率變換裝置40；作為單相負載131、132的控制電源針對室外送風機，例如是以共用形式準備了沒有實施方式1(圖10)所示的短路元件的無源方式的單相功率變換裝置65；針對作為單相負載133的室內送風機，準備追加到了例如是實施方式6(圖24)所示的無變換方式上的相位控制功能的單相功率變換裝置120。
向壓縮機130提供三相功率變換裝置40對三相交流電源1的三相電壓進行變換後的直流電壓，即，串聯連接的平滑電容器43、44的串聯電路的兩端電壓。將對交流電源1的例如是L3相和中性線間的相電壓進行直流變換的單相功率變換裝置65的平滑電容器68的兩端電壓同時提供給控制電源131和室外送風機132。向室內送風機133提供了來自單相功率變換裝置120的受到相位控制的交流電壓，其中，單相功率變換裝置120對交流電源1的例如是L3相和中性線間的相電壓進行相位控制，並將其輸出。由此，功率變換裝置5-10能夠將空調機2-3的輸入電流的高諧波分量抑制到規定值。
在圖27中，設室外送風機132具有一個倒相器，它還準備有單相功率變換裝置65，但是，也能夠應用先前說明過的單相功率變換裝置75、80、86等。在不具有倒相器的情況下，也可以準備無變換方式的單相功率變換裝置(單相功率變換裝置(115，120)。對室內送風機133而言也是一樣的。毋庸置疑，對於三相功率變換裝置而言，三相功率變換裝置55，100也能夠同樣應用。
在室外送風機132和室內送風機133具有多個風扇馬達的情況下，也可以分離各個風扇馬達，將其看作不同的單相負載，之後，選擇適當的單相功率變換裝置和連接關係等來構成功率變換裝置。即便在具有多個室內機的多類型的空調機中，也能夠利用同樣的方式來構成功率變換裝置。
在將本發明的功率變換裝置應用於由多個電氣負載構成的空調機的情況下，若將作為高諧波抑制目標值的規定值設定為IEC高諧波規定等級A的限度值，則能夠得到適合於IEC高諧波規定的便宜的功率變換裝置，能夠對被當作節能類型的倒相器機種的普及作出貢獻。
實施方式10圖28是表示作為本發明實施方式10的功率變換裝置中單相功率變換裝置的構成例(之7)的電路圖。為了容易理解，以將本實施方式10限定為單相功率變換裝置的形式來進行說明，但是，其內容也同樣適用於三相功率變換裝置。即，本實施方式10也是三相功率變換裝置的具體構成例(之3)。
在實施方式1-9所記載的功率變換裝置中，三相功率變換裝置和單相功率變換裝置為了擴大輸入電流的流通角而具有電抗線圈，但是，通過構成為能夠改變該電抗線圈的電感，從而能夠得到提高了在系統輸入電流少的區域內的電路效率、電源功率因數的功率變換裝置。
即，若設構成電抗線圈的磁芯的透磁率為μ，磁芯的截面積為S，繞組的單位長度的繞線數為n，繞組寬度為d，則利用L＝μn2dS來提供在三相功率變換裝置和單相功率變換裝置中使用的電抗線圈的電感L。這裡，μ是由磁芯材質決定的常數，通常，通過增大繞線數n、繞組寬度d、磁芯截面積S中的任何一個，就可形成大電感值的電抗線圈。但是，若這些值變大，則電抗線圈的長度變長，繞組電阻R變大，若設I為流過電抗線圈的電流，則由RI2所提供的電抗線圈的歐姆損耗(日文銅損)，即在電抗線圈上的損耗增大。即，電感L越大，則能夠擴大輸入電流的流通角，高諧波抑制能夠提高，但是，電路損耗也變大。
這裡，對電抗線圈的電感值L進行選擇，以便得到所期望的高諧波抑制能力。在實施方式1-9的說明中，在所有負載區域上，在將高諧波電流值抑制到某個規定值，諸如像IEC高諧波規定等級A的限度值(參見圖3)的情況下，通常設計一個電感值L，以便在輸入電流大，產生了大的高諧波電流的最大負載狀態下，滿足規定。即便在輸入電流變小，還沒有產生高諧波電流的低負載區域內，同樣也可以使用該電感值L。為此，在低負載區域中，所產生的高諧波電流值成為相對於規定值有富裕量的狀態，從而造成了該富裕量這麼多數量的無用的損耗。
但是，考慮系統運轉狀態的情況下，在空調機和電冰箱等中，特別是，由於最大負載狀態下的運轉在實際使用時很少，而一般都是在低負載狀態下的運轉，因此，可以說削減所述低負載下的無用損耗就是提高對於節能的貢獻。因此，在本實施方式10中，由於能夠抑制所述低負載下的無用損耗，為系統的節能作出貢獻，因此，例如如圖28所示構成了單相功率變換裝置135。在圖28中表示了在圖13所示的單相功率變換裝置86中，利用能改變電感值的電抗線圈136來替換電抗線圈87，設置控制單元137來代替開關控制單元90的構成例。
在圖28中，電抗線圈136例如串聯連接多個電抗線圈而構成，能夠利用與連接到接點K上的端子(表示了端子A、B、C)之間的值，來將電感值改變為La、Lb、Lc(La＜Lb＜Lc)。控制單元137與開關控制單元90相同，在基於圖中未示的單相負載信息來控制短路元件88的開閉的同時，還控制接點K的連接點。
例如，作為單相負載信息的輸入電電流IL是小與設置值Ia的低負載運轉狀態的情況下，控制單元137將接點K連接到端子A上，從而得到電抗線圈136小的電感值La。輸入電流IL大於設置值Ia而小於某個設置值Ib，從而成為大於設置值Ia的中負載運轉狀態的情況下，控制單元137將接點K連接到端子B上，電抗線圈136獲得到中間的電感值Lb。另外，在輸入電流IL為大於設置值Ib的高負載運轉狀態的情況下，控制單元137將接點K連接到端子C上，電抗線圈136得到了大的電感值Lc。
圖29是一張特性比較圖，用於說明應用了圖28所示的單相功率變換裝置的情況下的效果。在圖29中，橫軸為輸入電流IL(A)，縱軸為(1)電路功率「％」；(2)高諧波電流產生量「A」，對此分別表示了利用本實施方式10所得到的特性(a)和(c)，以及利用已有例子所得到的特性(b)(d)。在橫軸中，上述設置值Ia之前的區域表示為低負載區域，從上述設置值Ia到設置值Ib的區域表示為中負載區域，設置值Ib以上的區域表示為高負載區域。
電感值La、Lb、Lc能夠設定為這樣一種電感值在各個負載區域中，產生的高諧波電流在某個水平或某個水平之下，且不過分對其進行抑制。其結果是，如圖29所示，(1)在電路效率[％]上，已有例子的特性(b)以具有從低負載區域到高負載區域的一個下降的斜率呈直線下降，但是，利用本實施方式10得到的特性(a)成為在各負載區域中，以具有階梯狀下降的斜率呈直線下降的特性。此時能夠確保在低負載區域和中負載區域中，與已有例子相比得到了提高，在高負載區域內與已有例子同等功能。
(2)在高諧波電流產生量[A]上，已有例子的特性(d)以具有從低負載區域向高負載區域上升的斜率呈直線地向著所期望的高諧波抑制能力不斷增大，而利用本實施方式10所得到的特性(c)成為在各負載區域中，以具有階梯狀上升的斜率呈直線增大的特性。因此，表示在所有負載區域內，能夠為止所期望的高諧波抑制能力。
已經說明了電抗線圈136切換3種電感值，但是不用說切換數也可以是任意的。可以構成為使用具有磁耦合的主繞組和輔助繞組2個繞組的電抗線圈，通過控制施加到輔助繞組的電壓或者是流過負值繞組的電流，從而能夠改變主繞組的電感值。也可以是根據負載的運轉狀態，在低負載側減小電感值，與變為高負載相聯動地增大電感值。
以上，表示了可改變圖13所示的單相功率變換裝置的電抗線圈的構成例，但是，利用同樣的考慮而能夠改變利用電抗線圈來擴大輸入電流的流通角、抑制高諧波分量的三相功率變換裝置中的該電抗線圈。如果將功率變換裝置構成為包含具有這種可變結構的電抗線圈的三相功率變換裝置和單相功率變換裝置等，則在高諧波限度值被提供為絕對值的系統中，作為系統整體，能夠進一步有效地達到將輸入電流高諧波分量抑制到規定值的目的。
正如以上說明所述，根據本發明的三相功率變換裝置，在執行交流·直流變換時，利用簡易開關方式，能夠抑制輸入電流的高諧波分量，能夠改善電源功率因數。根據本發明的功率變換裝置能夠利用便宜的結構將連接到三相4線式交流電源上的電力應用系統的輸入高諧波分量抑制到規定值。
本發明適用於在連接到三相4線式交流電源上的電力應用系統中，利用便宜的結構來抑制系統的輸入高諧波分量，能改善電源功率因數的功率變換裝置。
權利要求
1.一種三相功率變換裝置，其特徵在於，包括全波整流電路，通過在三相整流器的直流輸出端子間串聯連接至少2個平滑電容器而構成，所述三相整流器對經由連接到三相交流電源的各相線上的電抗線圈而輸入的交流電壓進行整流；
3個短路單元，其一端分別連接到所述電抗線圈與所述三相整流器的各相輸入端的連接端，另一端被共同連接而形成交流電源中性點，同時，該另一端經由電容器或者是直接連接到所述至少2個平滑電容器之間的連接點上；以及，控制單元，進行使所述3個短路單元依據負載和電源電壓的變動而執行開關操作的控制。
2.一種三相功率變換裝置，其特徵在於，包括全波整流電路，通過在三相整流器的直流輸出端子間連接平滑電容器而構成，所述三相整流器對經由連接到三相交流電源的各相線上的電抗線圈而輸入的交流電壓進行整流；
3個短路單元，其一端分別連接到所述電抗線圈與所述三相整流器的各相輸入端的連接端，另一端共同經由電容器或者是直接連接到所述三相整流器的一方輸出端上；以及控制單元，進行使所述3個短路單元依據負載和電源電壓的變動而執行開關操作的控制。
3.如權利要求1所述的三相功率變換裝置，其特徵在於，所述控制單元控制該開關操作，以使所述三個短路單元依據負載和電源電壓等的變動，每半個電源周期僅執行1次或多次短路操作。
4.如權利要求2所述的三相功率變換裝置，其特徵在於，所述控制單元控制該開關操作，以使所述三個短路單元依據負載和電源電壓等的變動，每半個電源周期僅執行1次或多次短路操作。
5.如權利要求1所述的三相功率變換裝置，其特徵在於，所述控制單元控制所述三個短路單元依據負載狀態來切換開關以下兩種狀態的操作在執行一次閉合操作後，在所述電容器的充電完畢之前不執行打開操作的狀態，以及，在執行一次閉合操作後在所述電容器的充電完畢前執行打開操作的狀態。
6.如權利要求2所述的三相功率變換裝置，其特徵在於，所述控制單元控制所述三個短路單元依據負載狀態來切換開關以下兩種狀態的操作在執行一次閉合操作後，在所述電容器的充電完畢之前不執行打開操作的狀態，以及在執行一次閉合操作後在所述電容器的充電完畢前執行打開操作的狀態。
7.一種功率變換裝置，應用於與三相4線式交流電源相連接、且至少1個三相負載和至少1個單相負載混合存在的電力應用系統中，其特徵在於，包括按照與所述三相負載的數目相同或是其以下的數目來配置的三相功率變換單元，被輸入以所述三相4線式交流電源的各線間電壓，並將功率提供給所述三相負載；按照與所述單相負載的數目相同或是其以下的數目來配置的單相功率變換單元，被輸入以所述三相4線式交流電源的中性線與一個相之間的相電壓，並將功率提供給所述單相負載，其中，針對所述至少1個三相負載而設置的所述三相功率變換單元，以及針對所述至少1個單相負載而設置的所述單相功率變換單元被分別選定高諧波抑制量，以整體地將流入該電力應用系統的輸入電流的高諧波分量抑制為規定值。
8.如權利要求7所述的功率變換裝置，其特徵在於，在包含作為所述三相負載的三相電動機、以及除作為單相負載的三相電動機以外的室外機或室內機中的任何一方或雙方的空調系統中使用。
9.如權利要求7所述的功率變換裝置，其特徵在於，所述三相功率變換單元為權利要求1中所記載的三相功率變換裝置。
10.如權利要求7所述的功率變換裝置，其特徵在於，所述三相功率變換單元是權利要求2中所記載的三相功率變換裝置。
11.如權利要求7所述的功率變換裝置，其特徵在於，在存在多個所述單相功率變換單元的情況下，不是分別連接到相同的相線上，而是連接到所選擇的相線和中性線上，以在3個相線中抑制交流電源的相間不平衡。
12.如權利要求7所述的功率變換裝置，其特徵在於，在所述單相功率變換單元具有對所述單相負載控制導電相位的相位控制單元的情況下，所述相位控制單元執行相位控制，以在產生了利用所述三相功率變換單元難以抑制的階次的高諧波電流的點弧角帶域內不執行導電。
13.如權利要求7所述的一種功率變換裝置，其特徵在於，它構成為在所述三相功率變換單元、所述單相功率變換單元具有電抗線圈的情況下，所述電抗線圈中的任一個或多個構成為取多個電感值，根據功率變換單元所連接的各個負載的運行狀態，與負載電流變小相關聯地減小電感值，與負載電流變大相關聯地增大電感值。
全文摘要
本發明提供一種三相功率變換裝置及功率變換裝置。在連接於三相4線式交流電源上的電力應用系統中，能夠利用廉價的結構將系統的輸入高諧波分量抑制到規定值。配置於電力應用系統2內的功率變換裝置5由以下部件構成三相功率變換裝置6，用於接受三相4線式交流電源1的各線間電壓，並向三相負載3供電；以及，單相功率變換裝置7，接受三相4線式交流電源1的中性線和1個相之間的相電壓，並向單相負載4供電。當提供了交流·直流變換功能時，三相功率變換裝置6和單相功率變換裝置7可以具有交流·直流變換功能、交流·交流變換功能以及指定的諧波抑制功能中的任何一種功能。布置並選擇相應的負載的數目，使其最多與三相電力轉換裝置6以及單相電力轉換裝置7相同，從而整體上將對於電力應用系統2的輸入抑制到規定值。
文檔編號H02M5/257GK1701500SQ200480001118
公開日2005年11月23日 申請日期2004年7月12日 優先權日2003年7月15日
發明者西田信也, 篠本洋介, 川久保守, 山田倫雄, 有澤浩一, 矢部正明 申請人:三菱電機株式會社