用於甚寬帶通信系統中信號獲取和跟蹤的模式控制器的製作方法

2023-10-29 09:28:07

專利名稱：用於甚寬帶通信系統中信號獲取和跟蹤的模式控制器的製作方法
技術領域：
本發明涉及使用甚寬帶(UWB)信號傳輸技術的射頻通信接收器，系統和方法。更具體地，本發明涉及一種系統和方法，其被構造成當獲得UWB信號和跟蹤傳入UWB信號時在接收器中進行控制以保持業務質量。
背景技術：
在無線通信系統中，發送器得到數據，對其進行調製，並且將所得到的波形發送到放大器和天線，而天線將波形從電信號轉換成電磁輻射。這種電磁輻射通過空中傳播，並且被連接到接收器的天線轉換成電流。這些電流(或電壓)接著在被發送到將電信號轉換成數字樣本的轉換器之前進行放大和處理，並且隨後從信號中提取源信息。
為了在接收器上保持特定的業務質量，接收器″鎖定″到傳入信號上。於是，接收器監視傳入信號的信號質量，並且使用設備確定接收器何時應當處於沒有接收質量足夠的信號的信號獲取操作模式，或接收質量足夠的信號的信號跟蹤操作模式。在″數字通信″，第8章，B.Sklar，Prentice Hall，1988中可找到有關接收器同步的更加詳細的描述，這裡參考引用了該文獻的整個內容。
某些無線設備將模式控制器引入到接收器中。模式控制器監視接收傳入信號並且確定信噪比(SNR)是否足以保持可接受的業務質量。如果模式控制器確定SNR不足夠，接收器被強制脫離跟蹤模式並且進入獲取模式。
某些無線設備使用RSSI(接收器信號強度指示器)確定模式控制器應當處於什麼模式，即跟蹤或獲取模式。RSSI單純測量傳入信號強度。然而這類控制器的問題是當噪聲功率顯著提高時，信號強度仍然表明可接受，而事實上信號質量是含噪聲和不可接受的。
其它無線設備使用兩個RSSI，一個測量信號功率，而另一個測量噪聲功率。在頻譜中任何信號基本未佔用的帶外區域內測量噪聲功率。假定噪聲在帶外區域和帶內區域中是相同的，此測量基本指示出帶內區域的精確噪聲功率。然而這種假設可能不正確。假定未佔用區域可能包含會影響假定噪聲功率的估計的信號。另外，帶外噪聲功率可能不同於帶內噪聲功率。這些無線設備根據帶內信號測量和帶外噪聲測量估計SNR。有關噪聲在相對較小的頻率範圍內變化很小的基礎假設允許將這種技術應用於窄帶系統。UWB系統的帶外噪聲則沒有意義。因此期望得到SNR的更真實的估計。
本發明人認識到，為了得到無線性能的真實指示，應當測量信號和噪聲功率，並且兩種測量應當在帶內進行，尤其是對於UWB系統。無線性能的真實指示允許模式控制器在無線設備的獲取和跟蹤狀態之間進行精確切換，從而防止錯過獲取，以及虛假獲取，其中錯過獲取對系統吞吐率有不利的影響，因為在其應當以可接受比特差錯率(BER)接收數據時會花費時間嘗試獲得信號，而虛假獲取導致接收器處理數據和不可接受的BER。
在傳入信號易於出現例如突發錯誤或間歇信號損失的系統中會出現這種到獲取模式的錯誤轉變。傳入信號的突發性質對於UWB信道尤其真實。在這些突發通信信道中，接收器會因為短中斷而頻繁地強制脫離跟蹤狀態，從而不再接收信號。無線設備嘗試重新獲得信號以便得到可接受的SNR，儘管接收中斷時間相對較短。無線設備嘗試重新獲取時的這種頻繁的接收中斷對系統的有效吞吐率有不利的影響。
以業務質量(例如，某個吞吐率下的可接受BER)的退化最小的方式有效確定接收器何時應當在跟蹤狀態和獲取狀態之間進行切換是一個挑戰。

發明內容
如這個部分的標題所示，現在僅提供有關本發明的選定特徵的簡要描述。有關本發明的更加完整的說明應當以全部文件為準。
本發明的一個目的是提供一種包含同步模式控制器的UWB接收器，同步模式控制器估計傳入UWB信號相對於背景噪聲的信號功率以確定SNR，並且根據SNR確定接收器是否應當處於獲取或跟蹤模式。
本發明的另一個目的是提供一種包含模式控制器的UWB接收器，模式控制器使用處理器高效計算SNR，以確定接收器是否應當處於獲取或跟蹤模式。
本發明的另一個特徵是克服常規通信系統和方法的上述和其它不足。
通過被構造成接收UWB傳輸的無線接收器來實現這些和其它目的。雖然這裡公開了若干實施例，然而一個實施例會包含信噪比計算器，而另一個實施例會包含信號和噪聲功率估測器，用於檢測接收器是否鎖定到傳入UWB信號，以及接收器是否應當處於獲取或跟蹤模式。
這些目的中的某些目的也可通過一種模式控制器來達到，所述模式控制器確定用於獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式。模式控制器包括 數據相關性清除單元(data dependence removal element)，用於接收傳入數據信號，並且輸出獨立於傳入數據信號中包含的數據、指示傳入數據信號的強度的數據無關信號；信號路徑，包括用於操作數據無關信號以確定第一中間信號的第一處理器；和第一非線性函數單元，用於對第一中間信號執行非線性函數以確定信號參數；噪聲相關路徑，其包括用於對數據無關信號執行非線性函數以確定第二中間信號的第二非線性函數單元；第二處理器，用於操作第二中間信號以確定噪聲相關參數；和第三處理器，用於處理信號參數和噪聲相關參數以確定指示傳入數據信號的相對信號強度的模式控制參數。
模式控制器還可以包括位於第一處理器和第一非線性函數單元之間的第一子採樣器，用於以第一速率對第一中間信號進行採樣，並且向第一非線性函數單元輸出採樣的第一中間信號。模式控制器也可以包括位於第二處理器和比較器之間的第二子採樣器，用於以第二速率對信號參數進行採樣，並且向比較器輸出採樣的信號參數。
模式控制器還可以包括輸入定標器(scaler)，用於在向數據相關性清除單元輸入傳入信號之前將其與第一比例係數相乘。第一比例係數可以是係數2。第一比例係數也可以是可編程的。
模式控制器還可以包括信號路徑定標器，用於在向比較器輸入信號參數之前將其與第二比例係數相乘。第二比例係數可以是係數2。第二比例係數也可以是可編程的。
模式控制器還可以包括噪聲相關路徑定標器，用於在向比較器輸入噪聲相關信號之前將其與第三比例係數相乘。第三比例係數可以是係數2。第三比例係數也可以是可編程的。
第一處理器可以是第一濾波器。第一濾波器可以是有限脈衝響應濾波器，滑動平均濾波器，無限脈衝響應濾波器，洩漏積分濾波器或任何其他期望濾波器。類似地，第二處理器可以是第二濾波器。第二濾波器可以是有限脈衝響應濾波器，滑動平均濾波器，無限脈衝響應濾波器，洩漏積分濾波器或任何其他期望濾波器。
尤其是，在一個實施例中，第一處理器是無限脈衝響應濾波器，而第二處理器是洩漏積分濾波器。在這種情況下，無限脈衝響應濾波器可以被構造成逼近期望的相關信號。在另一個實施例中，第一處理器是第一滑動平均濾波器，而第二處理器是第二滑動平均濾波器。
數據相關性清除單元可以是輸出傳入信號的絕對值以作為數據無關信號的絕對值單元。
第一非線性函數單元是輸出第一中間信號的平方以作為信號參數的第一平方器。同樣地，第二非線性函數單元可以是輸出數據無關信號的平方以作為第二中間信號的第二平方器。
這些目的中的某些目的也可通過一種模式控制器來達到，所述模式控制器確定用於獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式。模式控制器包括絕對值單元，用於接收傳入數據信號並確定傳入數據信號的絕對值；信號路徑，包括用於對數據信號的絕對值進行濾波以確定第一中間信號的第一濾波器；和第一平方器，用於對第一中間信號進行平方以確定噪聲相關參數；噪聲相關路徑，包括用於對傳入數據信號的絕對值進行平方以確定第二中間信號的第二平方器；和第二濾波器，用於對第二中間信號進行濾波以確定信號參數；和比較器，用於比較信號參數和噪聲相關參數以確定指示傳入數據信號的相對信號強度的模式控制參數。
模式控制器還可以包括位於第一濾波器和第一平方器之間的第一子採樣器，用於以第一速率對第一中間信號進行採樣，並且向第一平方器輸出採樣的第一中間信號。模式控制器也可以包括位於第二濾波器和比較器之間的第二子採樣器，用於以第二速率對信號參數進行採樣，並且向比較器輸出採樣的信號參數。
模式控制器還可以包括輸入定標器，用於在向絕對值單元輸入傳入信號之前將其與第一比例係數相乘。第一比例係數可以是係數2。第一比例係數可以是可編程的。
模式控制器還可以包括信號路徑定標器，用於在向比較器輸入信號參數之前將其與第二比例係數相乘。第二比例係數可以是係數2。第二比例係數可以是可編程的。
模式控制器還可以包括噪聲相關路徑定標器，用於在向比較器輸入噪聲相關信號之前將其與第三比例係數相乘。第三比例係數可以是係數2。第三比例係數可以是可編程的。
第一濾波器可以是有限脈衝響應濾波器，滑動平均濾波器，無限脈衝響應濾波器，洩漏積分濾波器或任何其他期望濾波器。類似地，第二濾波器可以是有限脈衝響應濾波器，滑動平均濾波器，無限脈衝響應濾波器，洩漏積分濾波器或任何其他期望濾波器。
尤其是，在一個實施例中，第一處理器是無限脈衝響應濾波器，而第二處理器是洩漏積分濾波器。在這種情況下，無限脈衝響應濾波器可以被構造成逼近期望的相關信號。在另一個實施例中，第一處理器是第一滑動平均濾波器，而第二處理器是第二滑動平均濾波器。
這些目的中的某些目的也可通過甚寬帶接收器中的一種模式控制器來達到，所述模式控制器確定用於獲取或跟蹤甚寬帶接收器的期望操作模式。模式控制器包括用於確定傳入數據信號的信號參數的信號路徑；用於確定傳入數據信號的基於噪聲的參數的基於噪聲的路徑；用於處理信號參數和噪聲相關參數以確定模式控制參數的處理器；和控制器，用於根據模式控制參數在獲取模式和跟蹤模式之間進行切換。
信號參數可以是信號強度的估計，而基於噪聲的參數是信號加噪聲強度(signal plus noise strength)的估計。處理器可以是比較器。
模式控制器還可以包括信號路徑定標器，用於對信號參數進行定標以產生定標信號參數。處理器接著可以接收定標信號參數而不是信號參數。
模式控制器還可以包括噪聲路徑定標器，用於對基於噪聲的參數進行定標以產生定標的基於噪聲的參數。處理器接著可以接收定標的基於噪聲的參數，而不是基於噪聲的參數。
信號路徑可以包括後跟平方器的濾波器。噪聲路徑可以包括後跟濾波器的平方器。
模式控制器還可以包括絕對值模塊，用於確定傳入數據信號的絕對值，並且向信號路徑和基於噪聲的路徑提供數據信號的絕對值。


可以容易地更加全面地理解本發明及其許多附帶優點，因為參照以下結合附圖所進行的詳細描述可更好地理解本發明和所述優點，其中圖1是基於本發明優選實施例的甚寬帶(UWB)收發器的模塊圖；
圖2是圖1中基於本發明優選實施例的收發器的接收器，以及無線控制和接口部分的模塊圖；圖3是圖2中基於本發明優選實施例的接收器的獲取路徑的模塊圖；圖4是圖2中基於本發明優選實施例的接收器的跟蹤路徑的模塊圖；圖5的模塊圖說明了圖2中基於本發明優選實施例的接收器的獲取和跟蹤路徑；圖6是圖5中基於本發明優選實施例的接收器的獲取控制器的模塊圖；圖7A是基於本發明優選實施例的洩漏積分濾波器的模塊圖；圖7B是基於本發明優選實施例的滑動平均濾波器的模塊圖；圖7C是基於本發明優選實施例的雙極無限脈衝響應濾波器的模塊圖；圖7D是基於本發明優選實施例的有限脈衝響應濾波器的模塊圖；圖8是圖1的UWB收發器的更加詳細的模塊圖；圖9是基於本發明優選實施例的二相單脈衝流的時序圖；圖10A的時序圖根據本發明的優選實施例示出了單碼片模擬碼字；圖10B的時序圖根據本發明的優選實施例示出了5碼片模擬碼字；圖11的時序圖根據本發明的優選實施例示出了2碼片數字碼字；圖12A的時序圖示出了傳入信號和UWB收發器中本地產生的信號；圖12B的時序圖示出了將圖12A的傳入信號和本地產生的信號進行比較的相關結果；圖13的誤差信道的時序圖，當傳入信號和本地產生的信號相位接近時，所述誤差信道指示傳入信號和本地產生的信號之間的相位差；圖14A到14C的時序圖針對圖12B的相關曲線示出了跟蹤模式的工作；圖15的時序圖示出了用於本發明優選實施例的實際操作的傳入信號和相關信號；圖16是基於本發明優選實施例的模式控制器的狀態圖；圖17是基於本發明可選優選實施例的模式控制器的狀態圖；圖18是圖6的獲取控制器或鎖定檢測器的具體實施例的模塊圖；圖19根據圖18的獲取控制器的實施例示出了圖16和17的獲取狀態機執行的步驟；圖20的圖表根據圖18的獲取控制器或鎖定檢測器示出了K的各個數值的概率曲線的行為；圖21針對(B＝16)和(K＝50)示出了圖18的獲取控制器或鎖定檢測器的性能曲線；圖22示出了圖5中模式控制器的獲取控制器545或鎖定檢測器550的可選實施例；圖23示出了本發明的獲取控制器或鎖定檢測器的另一個可選實施例，其中AGC初始化被用於確定模式控制器是否應當處於獲取或跟蹤模式；圖24圖解了基於本發明優選實施例的處理器系統。
具體實施例方式
現在參考附圖描述更詳細本發明的優選實施例。在所有附圖中，用類似的附圖標記表示相同或相應的部分。
收發器設計圖1是基於本發明優選實施例的甚寬帶(UWB)收發器的模塊圖。如圖1所示，收發器包含3個主要部件，即接收器1，無線控制器和接口3，以及發送器5。接收器1包含接收天線10，前端15，UWB波形相關器20和接收定時產生器25。發送器包含發送天線40，UWB波形發生器45，編碼器50和發送定時產生器55。
雖然圖中單個無線控制器和接口3用於接收器1和發送器5，然而可選實施例可以包含用於接收器1和發送器5中的每個的分立無線控制器和接口3。另外，在發送器和接收器之間切換的單獨天線可以被用來取代分立的接收和發送天線10和40。接收和發送定時產生器25和55也可以被合併成單個定時發生器，或者可以保持為分立的單元。
無線控制器和接口3最好是基於處理器的單元，其通過硬連線邏輯，例如通過一或多個專用集成電路(ASIC)，或者通過一或多個可編程處理器實現。在操作中，無線控制器和接口3或者充當介質訪問控制(MAC)控制器，或者充當通過接收器1和發送器5實現的UWB無線通信功能，與使用UWB通信信道和遠程設備交換數據的應用之間的MAC接口。
當收發器正接收信號時，接收天線10將傳入的UWB電磁波形轉換成電信號(或光學信號)，並且向無線前端15提供此電信號。根據波形的類型，無線前端15處理電信號，使得信號的電平和信號的頻譜分量適於UWB波形相關器20中的處理。這種處理可以包含頻譜整形，例如匹配濾波，部分匹配濾波，簡單滾降等等。
在前端處理之後，UWB波形相關器20接著使根據來自定時發生器25的時鐘信號產生的不同候選信號與傳入信號相關，以確定接收器1是否與傳入信號同步，並且如果同步，確定接收的傳入信號中包含的數據。
定時發生器25在無線控制器和接口3的控制下工作，以提供在UWB波形相關器20執行的相關處理中使用的時鐘信號CLKR。這個時鐘信號CLKR具有一個相位，該相位最好相對接收天線10上接收的傳入信號而發生改變。UWB波形相關器使用時鐘信號CLKR在本地產生與傳入信號的一部分匹配，並且具有時鐘信號CLKR的相位的相關信號。當本地產生的相關信號(本地產生的信號)和傳入信號彼此相位對準時，UWB波形相關器20向無線控制器和接口3提供高信噪比(SNR)數據以進行後續處理。
概念上，UWB波形相關器20可以被認為具有包含本地信號的相關窗口。當時鐘信號的相位相對傳入信號的相位發生改變時，相關窗口被移動。接著將相關窗口與傳入信號的瞬時抽樣相比較，直到針對兩個信號獲得可接受的相關結果，其表明已經實現獲取鎖定。
在某些情況下，UWB波形相關器20的輸出是數據本身。在其它情況下，UWB波形相關器20簡單地提供中間相關結果，其中無線控制器和接口3使用中間相關結果確定數據，並且確定接收器1何時與傳入信號同步。
UWB波形相關器20在兩個操作模式下工作，即信號跟蹤模式(″跟蹤模式″)和信號獲取模式(″獲取模式″)。當同步沒有出現或已經丟失同步，並且接收器1正試圖實現這種同步時，使用獲取模式。當同步已經出現並且需要保持同步時，使用跟蹤模式。
在獲取模式期間，無線控制器和接口3向接收器1提供控制信號以獲得同步。這個控制信號指示接收器1滑動UWB波形相關器20內的相關窗口以嘗試和匹配傳入信號的相位，並且實現獲取鎖定。尤其是，通過調節從定時發生器25輸出的時鐘的相位和頻率，直到獲得期望的相關結果，來實現此目的。
一旦獲得同步，接收器進入跟蹤模式。在跟蹤模式期間，收發器進行操作以保持和改進同步。尤其是，無線控制器和接口3分析來自UWB波形相關器20的相關結果以確定UWB波形相關器20中的相關窗口，即來自定時發生器的本地信號的相位是否需要調節。
另外，在跟蹤模式期間，接收器1向無線控制器和接口3的輸入埠(″接收數據輸入″)提供數據，而無線控制器和接口3則通過輸出埠(″接收數據輸出″)向外部過程提供此數據。外部過程可以是利用通過接收器1接收的數據，或將通過發送器5發送到遠程接收器的數據而執行的若干過程中的任何一個。
當收發器正發送信號時，無線控制器和接口3在輸入埠(″發送數據輸入″)上從外部源接收源數據。無線控制器和接口3接著通過輸出埠(″發送數據輸出″)向發送器5的編碼器50提供數據。無線控制器和接口3還向發送器5提供用於識別UWB脈衝的信令序列的控制信號。如上所述，在本發明的某些實施例中，接收器1和發送器5的功能可以使用共同的資源，例如公共定時發生器和/或公共天線。
編碼器50從無線控制器和接口3接收用戶編碼信息和數據，並且預處理數據和編碼以提供UWB波形發生器45的定時輸入。UWB波形發生器45接著產生按照波形和/或時間編碼的UWB脈衝，以便向遠程位置傳送數據。編碼器50根據從發送定時產生器55接收的定時信號執行這個功能。
編碼器50產生控制信號，該控制信號是產生需要的調製所必需的。例如，編碼器50可以得到串行位流並且利用前向糾錯(FEC)算法(例如裡德-索羅蒙碼，格雷碼，漢明碼，卷積碼等等)對其進行編碼。編碼器50也可以對數據進行交織以防止突發錯誤。編碼器50也可以提供白化功能以防止出現″1″或″0″的長串。編碼器50也可以提供特定於用戶的擴頻功能，例如產生作為一個表示比特(例如″1″比特的反相比特和″0″比特的非反相比特等等)的組來發送的預定長度碼片化代碼。編碼器50可以將串行位流分割成子集，以便每個子波或每個碼片化代碼發送多個比特，並且產生多個控制信號以便影響如上所述的調製方案的任何組合(例如在Lathi，″Modern Digital and AnalogCommunications Systems″，Holt，Rinehart和Winston，1998中描述的，這裡參考引用其整個內容)。
無線控制器和接口3可以提供有關在輸入埠(″發送數據輸入″)上從其接收數據的數據源的某種標識，例如用戶ID等等。在本發明一個實施例中，這個用戶ID可以被插入在傳輸序列中，好象信息分組的組頭。在本發明的其它實施例中，用戶ID本身可以被用來對數據進行編碼，使得接收傳輸的接收器需要假定或具有關於用戶ID的先驗知識，以便了解數據。例如，ID可以被用來向快速調製控制信號提供不同的幅度信號(例如具有幅度″f″)，以作為向信號施加編碼的方式。
來自編碼器50的輸出被提供給UWB波形發生器45，UWB波形發生器45接著根據其接收的命令信號產生具有按照脈衝時間的脈衝波形，其可以是任意數量的不同方案中的一個。UWB產生器45的輸出接著被提供到發送天線40，發送天線40接著向接收器發送UWB能量。
在一個UWB調製方案中，可以使用傳輸脈衝(例如PPM，啁啾等等)的相對間隔對數據進行編碼。在其它UWB調製方案中，可以如上所述(和/或Lathi中描述的)使用脈衝的形狀(shape)對數據進行編碼。應當注意，本發明能夠組合時間調製(例如脈衝位置調製，啁啾等等)和其它操作脈衝的形狀的調製方案。
以上能力有許多優點，例如從發送器5每個符號發送不止一個數據比特，等等。然而一個可能更加重要的性質是應用這種技術來實現擴頻多用戶系統，該系統需要多個擴頻碼(例如每個擴頻碼均具有尖峰自相關功能，並且共同具有低峰交叉相關功能，等等)。
另外，定時，相位，頻率和幅度調製的組合為擴頻碼功能增加了額外的自由度，從而允許更加優化交叉相關和自相關特性。由於改進了自相關和交叉相關特性，本發明的系統改進了能力，從而允許許多收發器單元在接近的位置工作，但不受彼此的幹擾的影響。
圖2是圖1中基於本發明優選實施例的收發器的接收器，以及無線控制和接口部分的模塊圖。如圖2所示，UWB波形相關器20還包含脈衝形成網絡(PFN)和定時器205，數據相關器210，以及誤差信道相關器215。無線控制器和接口3包含第一和第二A/D轉換器220和225，以及數字控制器230。下面會描述接收器1和無線控制器和接口3的操作。
根據從定時發生器25接收的時鐘信號，PFN和定時器205產生一系列本地脈衝，例如矩形脈衝或子波(即，本地產生的信號)，其被提供給數據相關器210和誤差信道相關器215。PFN和定時器205還向數據和誤差信道相關器210和215提供控制信號，並且向第一和第二A/D轉換器220和225提供時鐘命令。控制信號控制數據和誤差信道相關器210和215的操作，並且時鐘信號指示第一和第二A/D轉換器220和225對數據和誤差信道相關器210和215的相應輸出進行採樣。
第一和第二A/D轉換器220和225分別從數據和誤差信道相關器210和215接收模擬輸出，並且將其轉換成數位訊號，而數位訊號則被提供給數字控制器230。數字控制器230接著確定是否接收到質量足夠的信號(用於獲取或保持信號鎖定)，並且執行模式控制操作以選擇接收器1當前應當處於跟蹤模式還是獲取模式。另外，如果接收器1處於跟蹤模式，數字控制器230還向接收定時產生器25提供信息以改進信號鎖定。
圖3是基於本發明優選實施例的接收器中的數據路徑的模塊圖。如圖3所示，前端15包含放大器305；數據相關器210包含數據混合器310和數據積分器315；而定時發生器25包含本地振蕩器(″LO″)320和相位控制器325。
放大器305在向數據相關器210發送傳入信號之前對其進行放大。在可選實施例中，前端可以根據需要被修改成執行儘可能少的操作。例如，也可以根據需要執行濾波和諸如自動增益控制(AGC)的信號調節。
數據混合器310從前端15接收放大的傳入信號，從PFN和定時器205接收本地產生的信號，並且混合兩個信號以產生按時信號(on-time signal)。按時信號接著被提供給數據積分器315，數據積分器315在介於從PFN和定時器205接收的復位命令之間的時間段上對按時信號進行積分。通過第一A/D轉換器向數字控制器230輸出數據積分器315產生的積分按時信號，數字控制器230確定在獲取模式是否出現成功獲取，或者在跟蹤模式是否保持數據鎖定。
可選實施例可以使用被一或多個其它處理單元(諸如放大器，濾波器等等)分隔的多個混合器。第一混合器將輸入信號降低至IF信號，第二混合器將信號降低至基帶。
圖4是基於本發明優選實施例的接收器中的誤差信道路徑的模塊圖。如圖4所示，前端15包含放大器305；誤差信道相關器215包含第一誤差信道混合器405，第二誤差信道混合器410，誤差信道加法器415和誤差信道積分器420；而定時發生器25包含本地振蕩器320和相位控制器325。
第一誤差信道混合器405從前端15接收放大的傳入信號，從PFN和定時器205接收本地產生的信號的第一複本，並且混合兩個信號。第二誤差信道混合器410從前端15接收放大的傳入信號，從PFN和定時器205接收本地產生的信號的第二複本，並且將兩個信號相乘。
提供給第一和第二誤差信道混合器405和410的本地產生的信號的第一和第二複本最好彼此延遲一個設置量，使得第一誤差信道混合器405考察具有第一相位的本地產生的信號，而第二誤差信道混合器410考察具有第二相位的本地產生的信號。這允許誤差信道相關器215根據本地信號的兩個不同的相位考察相關數值。根據這個比較，數字控制器230可以確定對本地信號相位的必要調節。
如上所述，可選實施例可以使用被一或多個其它處理單元(諸如放大器，濾波器等等)分隔的多個混合器。第一混合器將輸入信號降低至IF信號，第二混合器將信號降低至基帶。
在實現時，通過將提供給第一和第二誤差信道混合器405和410的傳入信號延遲一個所需的量，或者通過將提供給第一和第二誤差信道混合器405和410的本地產生的信號的第一和第二複本的相位定位成與中央相位相距相同的量，可以在功能上實現傳入信號的相位延遲。
本地振蕩器320產生初始時鐘信號。這個信號最好和傳入信號具有相同頻率，儘管不必如此。根據初始時鐘信號和來自無線控制器和接口3(具體為數字控制器230)的相位控制信號，相位控制器325產生具有特定相位的本地產生的信號。當處理信號時，可以根據來自數字控制器230的指令調節這個相位。
在本發明的一個最優實施例中，傳入信號的碼片速率，初始時鐘信號和本地產生的信號的碼片速率全部標稱(nominally)具有1.3GHz的頻率，而提供給數據積分器315，誤差積分器420和第二A/D轉換器225的復位命令，以及提供給第一A/D轉換器220的時鐘信號具有100MHz的頻率。然而在可選實施例中，這些頻率可以改變。
圖5的模塊圖示出了基於本發明優選實施例的接收器1的數據和誤差信道路徑。如圖5所示，數字控制器230包含數據碼處理器520，誤差信道碼處理器530和模式控制器540。模式控制器540還包含獲取控制器545，鎖定檢測器550和誤差信道控制器555。另外，從PFN和定時器205輸出的本地信號的相位分別通過第一，第二和第三延遲505，510和515被延遲量值2τ，0τ和1τ。
數據碼處理器520和誤差信道碼處理器530執行的功能在數字領域與數據相關器210和誤差信道相關器215類似。正象數據相關器210混合傳入信號和本地產生的信號以獲得模擬領域的相關結果那樣，數據碼處理器520在數字領域執行類似的功能。數據碼處理器520簡單地接收傳入數位訊號和本地產生的數位訊號，並且執行相關結果。誤差信道處理器530使數字誤差信號和數字碼字相關以產生最終誤差值。
雖然數據碼處理器520和誤差信道碼處理器530可以具有相同的碼字長度，然而不必如此。例如，數據碼處理器520可以使用長度為4的碼字，而誤差信道碼處理器530可以使用長度為1的碼字。
必要時可以省略這些數字碼處理器520和530(例如，如果碼字長度被設置成等於1，則可以省略誤差信道碼處理器530)，但是其存在允許要接收的信號具有更高的可靠性，因為其允許進行附加的數字相關。這些單元的實現類似於相關器20中執行的操作，除了以數字邏輯的方式實現之外。
根據來自數據和誤差信道碼處理器520和530的結果，模式控制器540確定接收器1處於哪個模式，並且提供校正信號以改進接收器1的獲取或跟蹤。當接收器1處於獲取模式時，獲取控制器545確定是否已經適當獲得信號。如果是，它將接收器改變成跟蹤模式；如果不是，它等待下一組數據信號以進行另一次獲取確定。
當接收器1處於跟蹤模式時，鎖定檢測器550確定信號是否應當保持在跟蹤模式。如果是，它等待下一組數據信號以進行另一次信號鎖定確定；如果不是，它將接收器改變為獲取模式。另外，當處於跟蹤模式時，誤差信道控制器555提供校正值以改進跟蹤。
第一，第二和第三延遲505，510和515延遲本地信號，使得數據混合器310，第一誤差信道混合器405和第二誤差信道混合器410均接收相位略微不同的本地信號。這允許數據相關器210接收其相位足夠接近傳入信號的相位的本地產生的信號，並且允許誤差信道相關器215接收兩個本地產生的信號，其具有的相位是位於數據相關器210使用的本地產生的信號前後的設置量。
在圖5示出的實施例中，PFN和定時器205產生的本地產生的信號的相位最好分別通過第一，第二和第三延遲505，510和515被延遲2τ，0τ和1τ(其中τ是設定延遲量)。然而在可選實施例中，可以改變這些延遲量和位置。另外，延遲可以被提供給傳入信號而不是本地產生的信號。
圖6是基於本發明優選實施例的獲取控制器或鎖定檢測器的模塊圖。如圖6所示，獲取控制器545或鎖定檢測器550包含第一定標混合器605，絕對值模塊610，第一平方器615，噪聲路徑濾波器620，噪聲路徑子採樣器223，第二定標混合器625，信號路徑濾波器630，信號路徑子採樣器223，第二平方器635，第三定標混合器640和比較器645。
在整個說明書中有時會使用術語″噪聲路徑″。這個術語是指包含噪聲分量的噪聲相關路徑。它並不意味著路徑只傳遞噪聲。然而為了簡單，它有時會被稱作噪聲路徑。在本說明書中，術語″噪聲路徑″和″噪聲相關路徑″可以互換使用。
在這個實施例中，第一，第二和第三定標混合器605，625和640分別按照比例係數K1，K2和K3將獲取控制器545處理的信號的幅度定標在各個點上。在最簡單的情況下，這些比例係數可以共同或單獨等於1，在這種情況下可以完全省略相關的定標混合器。這些比例係數K1，K2和K3可以在整個操作中是常數，或可以是可編程的。
通過具有分立的第二和第三定標混合器625和640，系統可允許第二混合器進行分數(fractional)定標。於是，即使第二和第三比例係數K2和K3被限制成整數，也可以針對第三比例係數K3對其進行規格化。這意味著信號路徑可具有比例係數1，而噪聲路徑具有K2/K3的有效比例係數。
雖然在某些優選實施例中比例係數可以取任意數值，然而在其它實施例中，某些比例係數可以被設置成係數2。這允許使用移位寄存器實現相關定標混合器，從而簡化設計和實現。
在處理期間，絕對值模塊610對從第一定標混合器605接收的信號執行絕對值功能，以便將接收的所有負數值轉換成其相應的正數值。這種絕對值信號接著被提供給噪聲路徑(第一平方器615，噪聲路徑濾波器620和第二定標混合器625)和信號路徑(信號路徑濾波器630，第二平方器635和第三定標混合器640)。
噪聲路徑首先在第一平方器615上對絕對值信號進行平方，接著傳送平方信號通過噪聲路徑濾波器620，並且根據需要用第二定標混合器625對濾波信號進行定標。這種與信號路徑組合的結果產生了基於噪聲的參數，它是對傳入信號的噪聲強度的估計。
噪聲路徑可以包含噪聲路徑子採樣器623，噪聲路徑子採樣器623以可以改變的周期性速率，例如每當第4個輸出，每當第15個輸出，每當第228個輸出等等，周期性地對噪聲路徑濾波器620的輸出進行採樣。然而如果採樣速率被均勻地設定為1，即對每個結果進行採樣，則可以完全省略噪聲路徑子採樣器223。
信號路徑首先在信號路徑濾波器630上對絕對值信號進行濾波，接著用第二平方器635對濾波信號進行平方，並且根據需要用第三定標混合器640對平方信號進行定標。這產生了一種信號參數，該信號參數是對傳入信號的信號強度的估計。
信號路徑信號可以包含信號路徑子採樣器633，信號路徑子採樣器623以可以改變的周期性速率，例如每當第4個輸出，每當第15個輸出，每當第228個輸出等等，周期性地對信號路徑濾波器630的輸出進行採樣。然而如果採樣速率被均勻地設定為1，即對每個結果進行採樣，則可以完全省略噪聲路徑子採樣器223。另外，信號路徑子採樣器633的採樣速率不必與噪聲路徑子採樣器223的採樣速率相同。
比較器645接著根據某些閾值條件比較基於噪聲的參數和信號參數，以確定是否已經適當獲得信號。根據這種閾值確定，比較器645輸出模式控制參數，該模式控制參數指示接收器1是否應當處於獲取或跟蹤模式。最好是，如果輸出信號高於閾值，則接收器1應當處於跟蹤模式，而如果輸出信號低於閾值，則接收器1應當切換到獲取模式。
雖然在這個實施例中示出了比較器645，然而可選實施例可以使用更加複雜的處理器來處理信號參數和基於噪聲的參數，以產生模式控制參數。例如，這種處理器可以對信號參數和基於噪聲的參數執行非線性數學函數，並且使用該數學函數的結果確定模式控制參數。
最好選擇噪聲和信號路徑濾波器620和630以提供有關噪聲和信號強度的最優可能估計。在獲取控制器545的優選實施例中，洩漏積分濾波器被用作噪聲路徑濾波器620，並且雙極無限脈衝響應濾波器被用作信號路徑濾波器630。在鎖定檢測器550的優選實施例中，滑動平均濾波器被用作噪聲路徑濾波器620和信號路徑濾波器630。然而也可以使用各種其它的濾波器。
圖7A是基於本發明優選實施例的洩漏積分濾波器的模塊圖。如圖7A所示，洩漏積分器包含第一混合器705，加法器710，延遲715和第二混合器720。
在操作中，洩漏積分濾波器在第一混合器705上接收傳入信號，其中用第一比例係數G對其進行定標。定標的傳入信號接著被發送給加法器710，其中將其與第二混合器720提供的反饋信號相加。加法器710的輸出作為濾波結果，並且也被提供給延遲715。延遲715的輸出接著被提供給第二混合器720，其中根據第二比例係數H對其進行定標。於是洩漏積分濾波器根據以下等式工作。
yn＝Gxn+Hyn-1(1)其中xn是傳入信號的當前數值，yn是濾波結果的當前數值，yn-1是濾波結果的前一數值，而G和H分別是第一和第二比例係數。
第一和第二比例係數G和H最好均小於1，以便為濾波器提供穩定性。在一個最優實施例中，以下等式成立G＝α(2)H＝(1-α)(3)其中α是小於1的實數。然而可以使用第一和第二比例係數G和H的可選數值。
圖7B是基於本發明優選實施例的滑動平均濾波器的模塊圖。如圖7B所示，滑動平均濾波器包含第一至第三延遲725，730和735，加法器740以及定標混合器745。
在操作中，圖7B的滑動平均濾波器的實施例在第一延遲725上接收傳入信號，並且傳送延遲信號通過第二和第三延遲730和735。傳入信號和第一至第三延遲725，730，735分別輸出的第一至第三延遲信號作為輸入被提供給加法器740。這4個數值在加法器740上相加在一起，並且在定標混合器745中通過比例係數D定標。在這個實施例中比例係數等於1/4。於是如等式(3)所示，滑動平均濾波器對傳入信號的當前數值，以及傳入信號的前3個數值的結果求平均值。
yn=xn+xn-1+xn-2+xn-34---(4)]]>其中yn是當前濾波結果，xn是傳入信號的當前數值，xn-1，xn-2和xn-3是傳入信號的前3個數值。
在這個實施例中，對輸入信號的4個數值求平均值以獲得濾波結果。在可選實施例中，可根據需要增加或減少這個數量。並且，雖然在這個實施例中比例係數D等於1/4，然而可以容易地將其改變成任意期望數值，包含1。如果(D＝1)，則可以省略定標混合器745。
圖7C是基於本發明優選實施例的雙極無限脈衝響應濾波器的模塊圖。如圖7C所示，無限脈衝響應濾波器包含第一和第二加法器750和755，第一和第二延遲760和765，和第一和第二混合器770和775。
在操作中，無限脈衝響應濾波器在第一加法器750上接收當前傳入信號xn，其中將其與校正係數C相加以獲得當前輸出信號yn。接著通過第一和第二延遲760和765延遲輸出信號，以分別獲得第一和第二延遲輸出信號yn-1和yn-2。分別在第一和第二定標混合器770和775中通過第一和第二比例係數β1和β2對這些數值進行定標。接著在第二累加器755中從第一定標混合器770的輸出中減去第二定標混合器775的輸出以產生校正係數C，接著校正係數C被反饋給第一加法器750。根據第一和第二延遲輸出信號yn-1和yn-2，以及第一和第二比例係數β1和β2的數值，這個校正值C可以為正或負。於是無限脈衝響應濾波器根據以下等式工作。
yn＝xn+(β1yn-1-β2yn-2)(5)其中xn是傳入信號的當前數值，yn是濾波結果的當前數值，yn-1和yn-2是濾波結果的第一和第二延遲數值，而β1和β2分別是第一和第二比例係數。
最好從第一定標混合器770的輸出中減去第二定標混合器775的輸出，儘管其在可選實施例中可以是相反的。同樣地，可以提供附加的延遲和定標信號以計算校正係數C。
圖7D是基於本發明優選實施例的有限脈衝響應(FIR)濾波器的模塊圖。如圖7D所示，滑動平均濾波器包含第一至第三延遲772，774和776，第一至第四定標混合器778，780，782和784，加法器786，和第五定標混合器788。
在操作中，圖7D的FIR濾波器的實施例在第一延遲722上接收傳入信號，並且傳送延遲信號通過第二和第三延遲774和776。傳入信號和分別從第一至第三延遲772，774，776輸出的第一至第三延遲信號作為輸入被分別提供給第一至第四定標混合器778，780，782和784。
第一至第四定標混合器778，780，782和784分別通過第一至第四比例係數α1，α2，α3和α4對其相應的輸入信號進行定標。第一至第四定標混合器778，780，782和784的輸出信號接著被提供給加法器786，加法器786將它們相加在一起。接著在第五定標混合器788中通過第五比例係數E對和數進行定標。
在這個實施例中，最好選擇第一至第五比例係數α1，α2，α3，α4和E以匹配優選輸入濾波器響應。等式(6)示出了當使用1/4的第五比例係數E時yn的輸出等式yn=1xn+2xn-1+3xn-2+4xn-34---(6)]]>
其中yn是當前濾波結果，xn是傳入信號的當前數值，xn-1，xn-2和xn-3是傳入信號的前3個數值。
在這個實施例中，對輸入信號的4個數值定標和相加以獲得濾波結果。在可選實施例中，可根據需要增加或減少這個數量。並且比例係數E可以是任意期望數值，包含1。如果(E＝1)，則可以省略第五定標混合器788。
圖8是圖1的UWB收發器的更加詳細的模塊圖。如圖8所示，UWB收發器包含天線800，發送器/接收器(T/R)開關805，前端15，分割器810，多個相關器201-20N，無線控制器和接口3，編碼器50，波形發生器45，一組濾波器815，放大器820和定時發生器模塊825。定時發生器模塊825包含輸出定時發生器8250，和多個的輸入定時發生器8251-825N。這個實施例允許多個″耙指(fingers)″(也被稱作″臂(arms)″)同時處理傳入信號，從而提高獲取和跟蹤的速度和效率。
根據收發器是否在發送或接收，T/R開關805將天線800連接到放大器820或前端15。在可選實施例中，可以通過各種方式省略T/R開關805，包含使用分立的發送和接收天線。
當通過天線800接收能量時，接收能量被耦合到T/R開關805，T/R開關805將能量作為傳入信號傳送給無線前端15。在提供傳入信號給分割器810之前，無線前端15進行濾波，提取噪聲並調節傳入信號的幅度。
分割器810將傳入信號分割成傳入信號的N個複本，並且向不同的相關器201-20N提供N個傳入信號。相關器201-20N中的每個從圖8所示的定時發生器模塊825的相應輸入定時發生器8251-825N接收時鐘輸入信號。這些相關器中的每個對應於收發器的不同″耙指″。
如圖8所示，輸入定時發生器8251-825N接收相位和頻率調節信號，但是也可以接收快速調製信號或其它控制信號。無線控制器和接口3也可以向定時發生器模塊825提供控制信號(例如相位，頻率和快速調製信號等等)以進行時間同步和調製控制。快速調製控制信號可以被用來實現例如啁啾波形，PPM波形(例如快速時間定標PPM波形)等等。
雖然未示出，無線控制器和接口3還向例如編碼器50，波形發生器45，濾波器組815，放大器820，T/R開關805，前端15，相關器201-20N(對應於圖1的UWB波形相關器20)等等提供控制信號，以便控制例如放大器增益，信號波形，濾波器通帶和標記功能(notch functions)，可選解調和檢測處理，用戶碼，擴頻碼，覆蓋碼(cover codes)等等。
在信號獲取期間，無線控制器和接口3調節輸入定時發生器8251的相位輸入，以嘗試使相關器201識別接收器上產生的信號的定時，並將其與到達信號的定時匹配。當接收信號和本地產生的信號彼此時間一致時，無線控制器和接口3檢測出高信號強度或高SNR，並且開始跟蹤，使得接收器與接收信號同步。
一旦同步，接收器會工作在跟蹤模式，其中通過連續的相位調節系列操作調節輸入定時發生器8251，以抵消輸入定時發生器8251和傳入信號的任何定時差。然而本發明的一個特徵是，通過檢測已知時間段上相位調節的均值，無線控制器和接口3調節輸入定時發生器8251的頻率，使得相位調節的均值為零。
在這種情況下頻率得到調節，因為根據相位調節的模式可以發現在輸入定時發生器8251和接收信號的時鐘之間存在頻率偏移。可以在輸入定時發生器8252-825N上執行類似操作，使得接收器的每個″耙指″可以恢復被延遲不同量值，例如多路徑(即本地物體的反射導致的沿著不同路徑的散射)導致的延遲的信號。
圖8的收發器的一個特徵在於，它包含多個跟蹤相關器201-20N。通過提供多個相關器，可獲得若干優點。第一，可以更加快速地實現同步(即，通過操作並行相關臂組以發現不同碼盤(code-wheel)分段上的強SNR點)。第二，在接收操作模式期間，多個臂可以解析和鎖定到信號的不同多路徑分量。通過相干加法，UWB通信系統使用來自不同多路徑信號分量的能量來加強接收信號，從而改進信噪比。第三，通過提供多個跟蹤相關器臂，也可以使用一個臂連續掃描信道以得到優於其它臂上正接收的信號的信號。
在本發明一個實施例中，如果，並且當掃描臂發現其SNR高於被用來解調數據的另一臂的多路徑項時，切換臂的角色(即，具有更高SNR的臂被用來解調數據，而具有較低SNR的臂開始搜尋)。通過這種方式，通信系統動態適應改變的信道狀況。
無線控制器和接口3從不同相關器201-20N接收信息並且對數據進行解碼。無線控制器和接口3還提供控制信號以控制前端15，例如增益，濾波器選擇，濾波器調整等等，並且通過定時發生器模塊825調節同步和跟蹤操作。
另外，無線控制器和接口3充當本發明的通信鏈路特徵和使用無線UWB通信鏈路執行其它功能的其它高層應用之間的接口。這些功能中的某些功能包含例如執行範圍搜尋操作，無線電話，文件共享，個人數字助理(PDA)功能，嵌入控制功能，位置發現操作等等。
在圖8示出的收發器的發送器部分，輸出定時發生器8250還從無線控制器和接口3接收用於編碼UWB波形的相位，頻率和/或快速調製調節信號。數據和用戶碼(通過控制信號)被提供給編碼器50，其中在本發明的使用時間調製的實施例的情況下，編碼器50向輸出定時發生器8250傳送命令信號(例如Δt)以提供據以發送脈衝的時間。通過這種方式，可以將數據編碼成發送波形。
當根據數據和/或代碼調製不同脈衝的形狀時，編碼器50產生命令信號以作為選擇用於在波形發生器45中產生特定波形的不同形狀的方式。例如，數據可以被組合成每信道符號多個數據比特。波形發生器45接著在定時發生器8250指示的特定時間產生要求的波形。通過T/R開關805，在通過天線800發送之前，波形發生器的輸出接著在濾波器組815中被濾波，並且在放大器820中放大。
在本發明的另一個實施例中，發送功率足夠低，使得無需T/R開關805，發送器和接收器便可以簡單地交替關閉，而另一個處於工作狀態。並且在本發明的某些實施例中，濾波器組815和放大器820均不需要，因為可直接從波形發生器45得到期望的功率電平和頻譜。另外，根據本發明的實現，濾波器組815和放大器820可以被包含在波形發生器45中。
所公開的UWB通信系統的一個特徵在於，例如通過使用高碼片速率，可以使發送波形具有幾乎連續的功率流，其中波形中的各個子波幾乎背靠背地定位。這種構造允許系統在低峰電壓下工作，然而產生足夠的平均發送功率以便有效工作。結果，亞微米(sub-micron)幾何尺寸的CMOS開關，例如工作在1伏電壓下的CMOS開關可以被用來直接驅動天線800，使得不需要放大器820。通過這種方式，全部無線設備可以被集成在單獨的單片集成電路上。
在某些工作條件下，系統可以在沒有濾波器組815的情況下工作。然而如果系統要和例如另一個無線系統一起工作，濾波器組815可以被用來提供標記功能以限制其它無線系統的幹擾。通過這種方式，系統可以同時與其它無線系統一起工作，從而提供勝過常規設備的優點，其中常規設備使用直接連接到天線的雪崩型設備，使得它難以在其中包含濾波器。
收發器信號現在參照圖9-14描述上述收發器的優選實施例的操作。在這個實施例中，收發器使用二相單脈衝來傳送信息。圖9-11的時序圖示出了發送信號的各種排列；圖12A-14C的時序圖示出了誤差信道的操作；而圖15的時序圖示出了用於本發明優選實施例的實際操作的傳入信號和相關信號。
二相單脈衝圖9是基於本發明優選實施例的二相單脈衝流的時序圖。如圖9所示，每個二相單脈衝900是具有彼此鄰近形成的正峰和負峰的信號。單脈衝的極性可以根據需要而被反置，並且這種極性差被用來傳遞信息。
根據本發明的優選實施例，使用單脈衝的數據信號通過模擬碼片發送最低級的信息比特。每個模擬碼片具有指示碼片持續時間的設定模擬碼片周期Tac，和相應的模擬碼片頻率Fac(或模擬碼片速率)，並且包含表示信息的比特或部分比特的單獨單脈衝。
不幸的是，由於單脈衝的性質，非常難以精確測量單脈衝的寬度。然而，相對易於測量單脈衝的峰-峰脈衝寬度Tp。因此，實際上，有必要設置模擬碼片周期Tac和單脈衝的峰-峰脈衝寬度Tp之間的關係，使得峰-峰脈衝寬度Tp被設置成低於模擬碼片周期Tac，即Tp＜Tac(7)在優選實施例中，Tp大約是Tac的數值的1/9。
模擬碼片周期Tac被測量為鄰近單脈衝900上的相應峰之間的時間。可以根據需要選擇模擬碼片的實際開始和結束點，假定它們不與單脈衝900的時間間隔重疊。圖9示出了一個實施例，其中模擬碼片被定義成在單脈衝900前後具有大約相等的死區部分。然而在可選實施例中，可以改變模擬碼片的開始和結束點的位置。在一個優選實施例中，峰-峰脈衝寬度Tp為大約80ps，而模擬碼片周期Tac為大約770ps。
模擬碼字各個模擬碼片被一起排序成模擬碼字，以便按指定數據速率傳送數據，其中每個模擬碼字對應於要傳送的信息的比特或部分比特。模擬碼字具有指示模擬碼字持續時間的模擬碼字周期Taw，和相關的模擬碼字頻率Faw。這可以對應於數據速率，儘管不必如此。圖10A和10B示出了模擬碼字的兩個例子。
圖10A的時序圖根據本發明的優選實施例示出了單碼片模擬碼字。這個簡單例子具有包含單獨模擬碼片的模擬碼字。在這種情況下，模擬碼字周期Taw和模擬碼片周期Tac相同(即，按照相同頻率發送模擬碼片和模擬碼字)。如圖10A所示，模擬碼片的一個特定取向對應於模擬″1″，而模擬碼片的另一個取向對應於模擬″0″。這在可選實施例中可以是相反的。
圖10B的時序圖根據本發明的優選實施例示出了5碼片模擬碼字。這個實施例具有包含5個模擬碼片的模擬碼字。在這種情況下，模擬碼字周期是模擬碼片周期的5倍(即，按照模擬碼片頻率的1/5發送模擬碼字)。
換言之Taw＝n*Tac(8)對於n碼片模擬碼字。於是，模擬碼片周期Tac和每個模擬碼字的模擬碼片數量n決定模擬碼字的周期Taw。
如圖10B所示，5個模擬碼片的特定取向對應於模擬″1″，而該取向的逆取向對應於模擬″0″。模擬碼字內碼片取向和排列的特定選擇不是關鍵的，而是可以根據需要改變。重要的是模擬″1″和模擬″0″碼字彼此反置。
一個優選實施例包含每個模擬碼字13個模擬碼片，並且設置1.3GHz的模擬碼片頻率(770ps模擬碼片周期)。這導致100MHz(10ns模擬碼字周期)的模擬碼字頻率，其對應於每秒100兆位信息的模擬數據傳送速率。
可以根據需要改變峰-峰脈衝寬度Tp，模擬碼片周期Tac，模擬碼片頻率Fac，每個模擬碼字的模擬碼片數量n，模擬碼字周期Taw和模擬碼字頻率Faw這樣的各種參數，以實現收發器的期望性能特性。例如，圖10A和10B公開的實施例具有相同的模擬碼字周期Taw，無論模擬碼片數量n有何不同。這意味著在圖10A的實施例的單獨單脈衝中使用指定模擬碼字周期Taw的發送功率，但是在圖10B的實施例中擴展在5個單脈衝上。可選實施例顯然可以根據需要改變這些參數。
數字碼字模擬碼字可以被合併成數字碼字，數字碼字傳遞收發器發送或接收的信號數據。在這種情況下，模擬碼字被用作數字碼片以產生數字碼字。於是，每個數字碼片具有等於模擬碼字周期Taw的數字碼片周期Tdc，和等於模擬碼字頻率Faw的數字碼片頻率Fdw。換言之Tdc＝Taw(9)Fdc＝Faw(10)
通過均衡傳輸速度和可靠性的需求，確定被用來形成數字碼字(即模擬碼字)的數字碼片的數量m。在其最簡單的形式中，數字碼字可以包含單獨的數字碼片(m＝1)，所以可以按照模擬碼字頻率進行發送。隨著數字碼字的尺寸的提高，傳輸可靠性和平均發送功率在指定範圍內提高，但是實際數據傳輸速度降低。圖11示出了數字碼字的例子。
圖11的時序圖根據本發明的優選實施例示出了2碼片數字碼字。這個實施例具有包含兩個模擬碼片(m＝2)的數字碼字。在這種情況下，數字碼字周期Tdw是數字碼片周期的雙倍(即按照數字碼片的頻率的一半發送數字碼字)。換言之Tdw＝m*Tdc(11)如圖11所示，兩個數字碼片的一個特定排列對應於數字″1″，而該取向的反置對應於數字″0″。然而數字碼字內數字碼片的特定選擇和排列不是關鍵的，而是可以根據需要改變。雖然在使用相反的排列時在解碼方面有一定的優點，然而這不是必要的。例如，數字″1″可以由模擬″11″構成，而數字″0″可以由模擬″01″構成。
另外，隨著每個數字碼字的數字碼片數量提高到超過1，每個數字碼字可以編碼的信息比特超過二元。不同於簡單地對″0″或″1″進行編碼，二進位碼字可以對″0″，″1″，″2″或″3″，或者每個數字碼字的數字碼片數量所允許的任何其他編碼層次進行編碼。(注意對於模擬碼字也是如此。)除了模擬碼字之外使用數字碼字的一個優點是在操作期間可以容易地改變數字碼字的尺寸。每個模擬碼字的模擬碼片數量通常在設計被固定，而每個數字碼字的數字碼片數量可以在操作期間根據需要改變。例如可以進行此操作以改變傳輸的期望可靠性。於是，收發器可以在等於模擬傳輸速率的最大數據傳輸速率下工作，或者可以在降低的傳輸速率下工作，但是具有更大的可靠性。
一個優選實施例將模擬碼字頻率Fac設置為100MHz(10ns模擬碼字周期Taw)，其對應於每秒100兆位信息的模擬數據傳送速率。如果數字碼字的尺寸m被設置成1，則以對應於每秒100兆位的數字數據傳送速率的100MHz的數字碼字頻率Fdw發送數字碼字。如果數字碼字的尺寸m被設置成2，則以對應於每秒50兆位的數字數據傳送速率的50MHz(模擬碼字頻率的一半)的數字碼字頻率發送數字碼字Fdw。隨著數字碼字尺寸的提高，數字碼字頻率和數字數據傳送速率會相應降低。最終，可以如圖所示的那樣改變數字碼字的尺寸，直到獲得數據速率和可靠性的期望平衡。
最重要的是，可以針對不同的傳輸改變這個數字碼字長度。如果幹擾水平較低並且預計有較少的差錯，則可以選擇較小的數字碼字長度m以使數據傳送速度最大。然而如果預計有大量的幹擾，則可以選擇較高的數字碼字長度m，結果數據傳送速度降低。
信號獲取和跟蹤現在參照圖12A到14描述獲取和跟蹤操作。圖12A和12B的時序圖根據傳入二相單脈衝信號和本地產生的二相單脈衝信號之間的相位差示出了兩個信號的相關結果。尤其是，圖12A的時序圖示出了傳入信號和UWB收發器中本地產生的信號；而圖12B的時序圖示出了將圖12A的傳入信號和本地產生的信號進行比較的相關結果。
如圖12A所示，包含傳入脈衝1202，1204和1206的傳入信號1200按照某個被稱作Tac(即模擬碼片周期)的固定時鐘間隔到達。接著以類似於傳入脈衝的方式，但是按照相對於傳入信號的未知相位偏移Φo構成包含本地脈衝1212，1214和1216的本地產生的信號1210。接著將這2個信號相比較以獲得相關結果，所述相關結果指示兩個信號的相位的接近程度。
在圖1-8所公開的優選實施例中，傳入信號1200到達天線10，並且穿過前端15以到達獲取相關器210。根據從定時發生器25接收的信號在PFN和定時器205中構成本地產生的信號1210。接著，傳入信號1200和本地產生的信號1210在數據混合器310(獲取混合器)中相乘，並且在數據積分器315(獲取積分器)中積分以獲得相關結果，所述相關結果被用於獲取模式。傳入信號1200和本地產生的信號1210在第一和第二誤差信道混合器405和410(跟蹤混合器)中按照兩個延遲時間相乘，並且結果被用來獲得誤差信道(或誤差信號)，其中當傳入信號和和相位接近時，誤差信道可以被用來確定傳入信號和本地產生的信號之間的相位差Φo。在跟蹤模式期間使用這個誤差信道。
圖12B示出了傳入信號與獲取積分器315輸出的、作為時間(或相位，如果掃描相位)的函數的本地產生脈衝的相關結果1220的簡化版本。這個結果傳遞通過第一A/D轉換器220到達數字控制器230，數字控制器230使用該結果確定相關度。
當傳入信號1200和本地產生的信號1210的相位對準良好時，在獲取相關器210中存在最大相關。最初，不知兩個信號是否彼此對準(同步)。於是，PFN和定時器205中產生的本地脈衝1212，1214，1216可以被定位在圖12A所示的傳入信號1200的傳入脈衝1202，1204，1206之間。
在這種相位未對準的情況下，獲取相關器210的輸出的量級較小，這意味著信號具有較小的相關結果。為了使相關最大，在數字控制器230的控制下改變PFN和定時器205後面的相位控制器325的相位，直到在獲取相關器210中本地產生的信號1210與傳入信號1200同相。
如果來自獲取相關器210的輸出的信噪比(SNR)沒有超過指定閾值TR，則數字控制器230向相位控制器325發送信號以調節本地產生的信號1210的相位。同樣地，本地脈衝1212，1214，1216滑動相位，直到它們在獲取相關器210中與傳入脈衝序列對準(同步)，並因此實現最大相關。
圖12B示出了在獲取相關器210中傳入信號與作為時間(或相位，如果掃描相位)的函數的本地產生脈衝的相關結果1220。實際上，相關器210的輸出的量級是傳入信號和本地產生的信號之間的相位差Φo的函數。
設置SNR閾值TR，以用來識別相關函數的具有期望相關度的特定部分。在指定時間(或相位)上檢查相關結果1220，直到相關的超過示例性SNR閾值TR的部分被發現。在相關超過示例性SNR閾值TR的相位處，可以認為接收器與傳入信號同步。
為了說明的清楚，在圖12B中假定入站數據流1200包括單脈衝的所有相同取向。然而二相調製數據不會影響此討論。並且，圖12B只示出了沒有加性噪聲的相關信號。
如點1222所示，當信號的相位對準良好時，相關最大。此外，點1222和相關的相鄰部分一起超過量級閾值TR。可以根據需要改變閾值TR以實現期望的相關度。事實上，當需要較高或較低的相關度時，可以在操作期間修改閾值TR。
圖13的簡化時序圖示出了誤差信號的幅度，它是傳入信號和本地產生的信號之間的相位差Φo的函數。如圖13所示，誤差信道1300是這樣的信號，其具有其中傳入信號和本地產生的信號相位非常不同的平坦區域F，其中傳入信號和本地產生的信號相位略微接近的兩個曲線區域C1和C2，和其中傳入信號和本地產生的信號相位非常接近的近似線性區域L。
在圖1到5公開的實施例中，誤差信道對應於跟蹤相關器215的輸出。跟蹤相關器在一個相位上混合傳入信號和本地產生的信號，該相位具有所獲得相位之前的設置量和所獲得相位之後的設置量。
如果誤差信道1300處於線性區域L，其量級與傳入信號和本地產生的信號之間的相位差成比例。一旦它離開線性區域L，誤差信道1300變成相位差的不良估計。
如圖13所示，如果早期跟蹤信號和後期跟蹤信號之間的計算差的幅度為零，則傳入信號和本地產生的信號之間的相位差為零，並且不需要執行校正(誤差信道上的點P1)。如果早期跟蹤信號和後期跟蹤信號之間的計算差的幅度為正數值A+，則本地產生的信號的相位與傳入信號的相位在指定方向偏離一個量值Φ+(誤差信道上的點P3)。如果早期跟蹤信號和後期跟蹤信號之間的計算差的幅度為負數值A-，則本地產生的信號的相位與傳入信號的相位在相反方向偏離一個量值Φ-(誤差信道上的點P2)。
誤差曲線的確切形狀，以及如何確定相位差則會取決於跟蹤相關器215的實現。
圖14A到14C的時序圖針對圖12B的相關曲線示出了跟蹤模式的工作。如圖12B所示，當相關信號的SNR(在這種情況下為幅度)超過閾值TR時，獲得傳入信號。理想情況下，當相關信號的幅度最大時會出現這種情況。然而更可能的情況是相關信號位於超過閾值TR的點上，而不是最大。另外，即使最初在理想相位上獲得信號，然而在操作期間相位可能發生某種滑動，導致獲取點滑動到相關曲線上不同於最大點的某個位置。
因此，一旦獲得傳入信號，接收器1便離開獲取模式以進入跟蹤模式。在跟蹤模式中，跟蹤相關器215確定本地產生的信號的相位是否正確，過高或過低，並且指定有關如何校正的指示。
圖14A到14C圖解了用於獲取相位的3個可能條件。在圖14A中，獲取相位ΦA1位於理想點；在圖14B中，獲取相位ΦA2在理想點之後；而在圖14C中，獲取相位ΦA3在理想點之前。在每種情況下，我們考察相位在獲取相位之前偏離設置量τ的點，和相位在獲取相位之後偏離相同量值τ的點。這2個點之間繪出的線的斜率的極性指示應當如何改變獲取相位，並且斜率的量值指示應當何種程度地改變獲取相位。
圖14A示出了這樣的情況，其中第一獲取相位被選擇為ΦA1，導致第一跟蹤相位ΦT1在第一獲取相位ΦA1之前一個量值τ，而第二跟蹤相位ΦT2在第一獲取相位ΦA1之後一個量值τ。第一獲取相位ΦA1對應於相關曲線上的第一獲取點A1；而第一和第二跟蹤相位ΦT1和ΦT2分別對應於相關曲線上的第一和第二跟蹤點T1和T2。
在圖14A中，第一獲取點在相關曲線的最大點上，所以第一獲取相位是相當正確的。結果，第一和第二跟蹤點T1和T2在相關曲線上具有相同的量值。因此，第一和第二跟蹤點T1和T2之間繪出的線具有零斜率，這指示不需要改變第一獲取相位ΦA1。
圖14B示出了這樣的情況，其中第二獲取相位被選擇為ΦA2，導致第三跟蹤相位ΦT3在第二獲取相位ΦA2之前一個量值τ，而第四跟蹤相位ΦT4在第二獲取相位ΦA2之後一個量值τ。第二獲取相位ΦA2對應於相關曲線上的第二獲取點A2；而第三和第四跟蹤相位ΦT3和ΦT4分別對應於相關曲線上的第三和第四跟蹤點T3和T4。
在圖14B中，第二獲取相位ΦA2高於其應當具有的值，這意味著第二獲取點A2的量值低於相關曲線上的最大點。此外，第三跟蹤點T3的量值高於第四跟蹤點T4。因此，第三和第四跟蹤點T3和T4之間繪出的線具有負斜率，這指示應當減少第二獲取相位ΦA2。此外，當第二獲取相位ΦA2進一步滑離理想點時，第三和第四跟蹤點T3和T4之間的線的斜率會減小，這指示第二獲取相位ΦA2必須被減少更大的量值。
圖14C示出了這樣的情況，其中第三獲取相位被選擇為ΦA3，導致第五跟蹤相位ΦT5在第三獲取相位ΦA3之前一個量值τ，而第六跟蹤相位ΦT6在第三獲取相位ΦA3之後一個量值τ。第三獲取相位ΦA3對應於相關曲線上的第三獲取點A3；而第五和第六跟蹤相位ΦT5和ΦT6分別對應於相關曲線上的第五和第六跟蹤點T5和T6。
在圖14C中，第三獲取相位ΦA3低於其應當具有的值，這意味著第三獲取點A3的量值低於相關曲線上的最大點。此外，第五跟蹤點T5的量值低於第六跟蹤點T6。因此，第五和第六跟蹤點T5和T6之間繪出的線具有正斜率，這指示應當提高第三獲取相位ΦA3。此外，當第三獲取相位ΦA3進一步滑離理想點時，第五和第六跟蹤點T5和T6之間的線的斜率會增加，這指示第三獲取相位ΦA3必須被提高更大的量值。
於是，具有關於指定獲取相位兩側的兩個跟蹤點之間的線路的斜率的指示會非常有用。圖13中處於線性區域L的誤差信道就是這樣一種估測。只要傳入信號和本地產生的信號之間的相位差Φo足夠小，使得誤差信道處於線性區域L，誤差信道信號便可以被用來計算兩個跟蹤點之間的線的斜率，該斜率可以被用來指示應當如何改變本地產生的信號的相位。
通過獲得本地產生的信號的3個延遲相位(每個均在相位上相隔量值τ)，可以執行這種分析。第一信號(延遲量值0τ)被用作早期跟蹤信號；第二信號(延遲量值1τ)被用作獲取信號；而第三信號(延遲量值2τ)被用作後期跟蹤信號。通過具有第一至第三延遲505，510和515，在圖1-5的實施例中達到此目的。然而在可選實施例中，延遲可以被提供給傳入信號，並且可以不經改變地傳送本地產生的信號。
如圖5所示，早期跟蹤信號被提供給第一跟蹤混合器405，後期跟蹤信號被提供給第二跟蹤混合器410，其中二者均接收傳入信號的複本。這2個混合操作的結果被發送到跟蹤加法器415以獲得差值。在圖4和5的優選實施例中，從第一跟蹤混合器405的結果中減去第二跟蹤混合器410的結果。圖中示出此點只是為了進行圖解說明。可以容易地進行相反的操作，其中從第二跟蹤混合器410的結果中減去第一跟蹤混合器405的結果。在這種情況下，唯一的差別在於從跟蹤加法器415輸出的信號的極性相反。
圖13示出了從跟蹤積分器420輸出的誤差跟蹤結果，其是傳入信號和本地產生的信號之間的相位差的函數。這個結果傳遞通過第二A/D轉換器230以到達數字控制器230，數字控制器230使用該結果確定實際獲取相位與理想獲取相位的接近程度，以及應當如何改變實際獲取相位以使其更接近理想獲取相位。
收發器操作圖15的時序圖示出了用於圖1-7示出的本發明優選實施例的實際操作的傳入信號和相關信號。
信號性質為用於圖1到7的收發器，最好用形狀調製子波的序列產生UWB信號，其中也可以調製形狀調製子波的出現時間。對於模擬調製，用模擬信號調製形狀控制參數中的至少一個。更通常地，子波具有M種可能形狀。數字信息被編碼成使用M個子波形狀和出現時間之一或其組合來傳送信息。
在上述實施例中，每個子波使用例如二相的兩個形狀傳送一個比特。在本發明的其它實施例中，每個子波可以被構造成傳送q個比特，其中M≥2q。例如，4個形狀可以被構造成傳送2比特，例如通過正交相位或4級幅度調製。在本發明的另一個實施例中，每個子波是代碼序列中的″碼片″，其中序列作為一個組來傳送一或多個比特。代碼的碼片層次可以是M元的，其中針對每個碼片從M個可能形狀中選出。
在碼片或子波層次，本發明的實施例產生UWB波形。通過各種技術調製UWB波形，所述技術包含但不局限於(i)二相調製信號(+1，-1)，(ii)多級二相信號(+1，-1，+a1，-a1，+a2，-a2...，+aN，-aN)，(iii)正交相位信號(+1，-1，+j，-j)，(iv)多相位信號(1，-1，exp(+jπ/N)，exp(-jπ/N)，exp(+jπ2/N)，exp(-jπ2/N)，...，exp(+jπ(N-1)/N)，exp(-jπ(N-1)/N))，(v)多級多相位信號(aiexp(j2πβ/N)|ai∈{1，a1，a2...，aK}，β∈{0，1...，N-1})，(vi)頻率調製脈衝，(vii)脈衝位置調製(PPM)信號(可能以不同的候選時隙發送相同形狀的脈衝)，(viii)M元調製波形gBi(t)，其中Bi∈{1，...，M}，和(ix)以上波形的任意組合，例如根據啁啾信令方案發送的多相位信道符號。然而相關領域技術人員可以理解，本發明適用於以上調製方案的變型和其它調製方案(例如在Lathi，″Modem Digital and Analog Communications Systems″，Holt，Rinehart和Winston，1998中描述的，這裡參考引用該文獻的全部內容)。
現在描述某些示例性波形和相關特性等式。例如，時間調製分量可以被定義如下。令ti是第(i-1)個脈衝和第i個脈衝之間的時間間隔。因此，到第i個脈衝的總時間為Ti=j=0itj.]]>可以針對數據，部分擴頻碼或用戶碼，或其某種組合來編碼信號Ti。例如，信號Ti可以是等間隔的，或是部分擴頻碼，其中Ti對應於啁啾，即Ti的序列的零交叉，並且對於a和k的預定集合，Ti=i-ak.]]>這裡，也可以根據用戶碼或編碼數據從有限集合中選擇a和k。
可以使用M元調製描述本發明的實施例。下面的等式11可以被用來表示示例性發送或接收脈衝的序列，其中每個脈衝是形狀調製的UWB子波gBi(t-Ti)。
x(t)=i=0gBi(t-Ti)---(12)]]>
在前面的等式中，下標i表示發送或接收的UWB脈衝序列中的第i個脈衝。子波函數g具有M個可能形狀，因此Bi表示從數據到序列中第i個脈衝的M元調製形狀中的一個的映射。子波產生器硬體(例如UWB波形發生器45)具有若干控制線(例如來自無線控制器和接口3)，其控制子波形狀。因此，Bi可以被視作查找表中針對控制信號的M個組合的索引，這M個組合產生M個期望子波形狀。編碼器21組合數據流和碼以產生M元狀態。在波形相關器5和無線控制器和接口9中進行解調以恢復成初始數據流。時間位置和子波形狀被組合成脈衝序列，以傳送信息，實現用戶碼等等。
在上述情況中，信號包括從i＝0到無窮大的子波。隨著i的遞增，產生子波。下面的等式13可以被用來表示通用子波脈衝函數，可以逐個脈衝地改變其形狀以傳送信息或實現用戶碼等等。
gBi(t)=Re(Bi,1)fBi,2,Bi,3,...(t)+Im(Bi,1)hBi,2,Bi,3,...(t)---(13)]]>在上述等式中，函數f定義基本子波形狀，而函數h只是函數f的Hilbert變換。參數Bi，1是允許調節每個子波脈衝的量值和相位的複數，即Bi，1＝ai∠θi，其中從幅度的有限集合中選擇ai，並且從相位的有限集合中選擇θi。參數{Bi，2，Bi，3，...}表示控制子波形狀的通用參數組。
示例性波形序列x(t)可以基於一系列子波脈衝形狀f，該系列子波脈衝形狀是如下面的等式14定義的高斯波形的導數。
fBi(t)=(Bi,2,Bi,3)(dBi,3dtBi,3e-[Bi,2t]2)---(14)]]>在上述等式中，函數ψ將fBi(t)的峰絕對值規格化成1。參數Bi，2控制脈衝時延和中心頻率。參數Bi，3是導數數量(number ofderivatives)，並且控制帶寬和中心頻率。
另一個示例性波形序列x(t)可以基於一系列子波脈衝形狀f，該系列子波脈衝形狀是如下面的等式15定義的高斯加權正弦函數。
fBi,2,Bi,3,Bi,4=fi,ki,bi(t)=e-[bit]2sin(it+kit2)---(15)]]>在上述等式中，bi控制脈衝時延，ωi控制中心頻率，並且ki控制啁啾速率。除高斯以外，同樣適用於本發明的其它示例性加權函數包含例如矩形，Hanning，Hamming，Blackman-Harris，Nutall，Taylor，Kaiser，Chebychev等等。
另一個示例性波形序列x(t)可以基於一系列子波脈衝形狀f，該系列子波脈衝形狀是如下面的等式16定義的逆指數加權正弦函數。
gBi(t)=(1e-(t-t1i).3*tri+1-1e-(t-t2i).3*tfi+1)sin(i+it+kit2)---(16)]]>其中{Bi，2，Bi，3，Bi，4，Bi，5，Bi，6，Bi，7，Bi，8}＝{t1i，t2i，tri，tfi，θi，ωi，ki}在上述等式中，通過t1控制前沿開啟時間，通過tr控制開啟速率。通過t2控制後沿關閉時間，通過tf控制關閉速率。假定啁啾在t＝0處開始，並且TD是脈衝時延，則通過θ控制起始相位，通過ω控制起始頻率，通過k控制啁啾速率，並且通過ω+kTD控制停止頻率。參數數值的示例性分配為ω＝1，tr＝tf＝0.25，t1＝tr/0.51，和t2＝TD-tr/9。
本發明的特徵在於，選擇被用來控制子波形狀的M元參數集合以形成UWB信號，其中g(t)的功率譜的中心頻率fc和帶寬B滿足2fc＞B＞0.25fc。應當注意，常規等式將同相和正交信號(例如通常被稱作I和Q)定義為正弦和餘弦項。然而一個重要發現是，這個常規定義對於UWB信號是不充分的。本發明認識到，使用這種常規定義會導致DC偏移問題和惡劣的性能。
此外，這種不充分性隨著帶寬遠離.25fc並趨向2fc而逐漸惡化。示例性子波(或在例如共同待審的美國專利申請09/209,460中描述的子波，這裡參考引用了該專利申請的內容)的關鍵屬性在於，選擇各個參數，使得等式12中的f和h均不具有DC分量，而f和h表現出UWB系統所需的較寬的相對帶寬。
類似地，作為B＞.25fc的結果，應當注意，UWB信號的匹配濾波器輸出的時延通常只有少量的周期，甚至只有單個周期。
現在參照圖15定義UWB子波的壓縮(即相干匹配濾波)脈衝寬度。在圖15中，子波的時域版本表示g(t)，而G(ω)表示富立葉變換(FT)版本。因此，匹配濾波被表示成G*(ω)，即復共軛，使得匹配濾波器的輸出為P(ω)＝G(ω)·G*(ω)。通過對P(ω)執行逆富立葉變換(IFT)以獲得p(t)，即壓縮或匹配濾波脈衝，來觀察時域中匹配濾波器的輸出。通過TC定義壓縮脈衝p(t)的寬度，TC是壓縮脈衝的包絡E(t)上比其峰值低6 dB的點之間的時間，如圖16所示。可以通過下面的等式17確定包絡波形E(t)。
E(t)=(p(t))2+(pH(t))2---(17)]]>其中pH(t)是p(t)的Hilbert變換。
因此，以上參數化波形是UWB子波函數的例子，其中可以控制所述UWB子波函數，以傳送具有較大參數間隔的信息，所述信息用於形成具有良好自相關和交叉相關函數。對於數字調製，從基於接收要傳送的數字數據的編碼器的預定列表中選擇參數中的每個參數。對於模擬調製，根據要傳送的模擬信號的某個函數(例如按比例)動態改變至少一個參數。
獲取和跟蹤如上所述，在操作中，接收器工作於獲取或跟蹤模式。當接收器已經鎖定到傳入信號時，接收器處於跟蹤模式；當信號完整性顯著退化或還沒有被鎖定時，接收器進入獲取模式以獲得或重新獲得信號。
在獲取模式中，通過天線10接收傳入UWB信號。PFN和定時器205在本地產生其順序對應於提供給發送信號的碼的脈衝串。這個脈衝串接著在獲取混合器310中與傳入信號混合。獲取積分器315對獲取混合器310的輸出進行積分，並且輸出相關數值，該相關數值指示傳入UWB信號和PFN和定時器205產生的脈衝串之間的相關。當其兩個輸入信號相位對準良好時，獲取積分器315的輸出具有最大相關數值。
最初，不知兩個信號是否彼此對準。PFN和定時器205中產生的本地脈衝流可能與傳入信號不同相，即本地脈衝流的脈衝出現在傳入信號的脈衝之間。在這種情況下，從獲取積分器315輸出的相關數值會較小。為在這2個信號之間獲得足夠高的相關，相位控制器325改變PFN和定時器205中時鐘的相位，直到產生的脈衝流在獲取混合器310中與傳入信號在相位上足夠緊密地匹配。
通過使用從獲取積分器315輸出的相關的SNR的閾值TR來對此進行控制。如果從獲取積分器315輸出的相關的SNE低於設定的閾值，則數字控制器230向相位控制器325發送信號以調節產生的本地脈衝流的相位。為此，重複調節本地振蕩器320的相位以偏移本地脈衝流的相位，直到其與傳入信號足夠同相。於是，本地脈衝流滑動其同相，直到在獲取混合器310中與傳入信號時間對準，從而獲得最大相關SNR。通過各種獲取例程中的任意一種來確定出現最大相關SNR的點。
當使用術語″最大相關SNR″時，它表示高於設定閾值TR的相關SNR，而不是絕對最大相關數值。根據閾值被設定的級別，″最大相關SNR″的位置的數目會發生改變。
當觀察到具有足夠質量的相關SNR，即觀察到絕對相關SNR或與絕對相關峰相距可接受距離的點時，數字控制器230進行切換以使接收器1工作於跟蹤模式。這裡，有必要通過監視第一A/D轉換器220的輸出或數據碼處理器520的輸出上信號樣本點的模式，來連續監視傳入信號的信噪比(SNR)，以確定是否保持可接受服務質量，例如具有可接受比特差錯率(BER)的數據速率。
在優選實施例中，第一A/D轉換器220被設置成具有等於模擬碼字頻率Faw的採樣速率，從而提供每個模擬碼字一個樣本的採樣速率。根據第一A/D轉換器220的實現，所有這些樣本具有3到8比特的數據比特寬度。因此，傳入比特是具有A或-A的無噪聲數值的樣本點，其中A是信號幅度。幅度A表示傳入信號″1″，而幅度-A表示傳入信號″0″(由″-1″表示)。然而由於傳入信號中的噪聲，比特模式實際上在幅度A和-A周圍變化。
由於不同的編碼或信號反相，傳入信號的解釋會發生改變。例如，在可選實施例中，幅度A可以容易地表示傳入信號″0″，而幅度-A可以表示傳入信號″1″。
信號功率可以被表示成比特模式的絕對值的均值的平方，這對應於UWB信號的壓縮後幅度。通過該均值周圍的方差來指定噪聲功率。為了確定是否適當地進行跟蹤，有必要測量SNR以確定信號具有足夠的SNR。
在本發明的優選實施例中，傳入信號為二相信號，即它通過反相和非反相信道符號進行通信。通過函數Q(A/σ)理想地指定BER，其中A是信號幅度，σ是噪聲標準偏差。作為一個例子，如果可容忍BER為10-2(使得100個傳入比特中允許有1個差錯)，則系統會保持在跟蹤模式，只要低於每100傳入比特1個誤差。
對於二相調製，BER與SNR相關。認識到這點，本發明人實現了估計SNR，使得能夠肯定地確定優選操作模式，即獲取或跟蹤的機制和過程。對於這個系統，令接收樣本為xi＝biA+σni，其中bi是比特值，biε{-1，1}，A是信號幅度，ni是零均值、單位方差的白高斯噪聲，σ是噪聲分量的標準偏差。如果A/σ大於2.3，則|xi|的統計性質與A+σni的統計性質近似相同。因此，絕對值的合理逼近為|xi|≈A+σni(18)當A/σ足夠大，即大於大約2.3時。
本發明的模式控制器實現了有限狀態機。圖16是基於本發明優選實施例的模式控制器的狀態圖。模式控制器包含起始狀態1600，獲取狀態1601和跟蹤狀態1602。
在獲取狀態1601中，獲取控制器545在獲取操作模式期間獲得傳入信號。在跟蹤狀態1602中，在跟蹤操作模式期間，誤差信道控制器555跟蹤傳入信號，鎖定檢測器550監視信號的SNR。通過確定何時模式控制器應當在狀態之間進行切換，以及接收器應當處於何模式，變量L的數值驅動模式控制器。於是L是模式控制參數。
在操作中，模式控制器從初始狀態1600開始。獲取控制器545接著在狀態1601中獲得信號，並且重複確定L的數值。
在這個優選實施例中，如果SNR高於獲得信號所需的設定獲取閾值，L被設置成等於1，而如果SNR低於獲取閾值，L被設置成等於-1。於是，如果L＝-1，模式控制器540保持在狀態1601，而如果L＝1，則切換到跟蹤狀態1602。這個過程在操作期間不斷重複，直到模式控制器540切換到跟蹤狀態1602(即直到L＝1)。
一旦模式控制器540切換到跟蹤狀態1602，誤差信道控制器555接著跟蹤信號。這裡鎖定檢測器550再次重複確定L的數值。
在這個優選實施例中，如果SNR高於保持跟蹤所需的設定跟蹤閾值，L被設置成等於1，而如果SNR低於跟蹤閾值，L被設置成等於-1。於是，如果L＝1，模式控制器540保持在狀態1602，而如果L＝-1，則切換回到獲取狀態1601。在操作期間不斷重複這個過程。
在其它實施例中，模式控制器540也可以包含多個跟蹤狀態，如圖17所示。圖17是基於本發明可選優選實施例的模式控制器的狀態圖。在圖17的實施例中，模式控制器540包含起始狀態1700，獲取狀態1701和N個跟蹤狀態，如狀態1702到1708所例示的。在這種情況下，N是大於1的整數。
類似於圖16的模式控制器540，圖17的模式控制器540從初始狀態1700開始，接著在獲取狀態1701獲得信號。如前面參照獲取狀態1601描述的那樣執行獲取。
在獲取之後，模式控制器540來到第1個跟蹤狀態1702，其中計算L。象圖16的實施例中那樣，如果SNR高於保持跟蹤所需的設定跟蹤閾值，L被設置成等於1，而如果SNR低於跟蹤閾值，L被設置成等於-1。
如果L＝1，模式控制器540保持在第1個跟蹤狀態1702；如果L＝-1，模式控制器540切換到第2個跟蹤狀態1704。接著再次確定L的數值。如果模式控制器540連續計算L＝-1，模式控制器540通過第3個跟蹤狀態1706一直切換到第N個跟蹤狀態1708。第1個跟蹤狀態1702可以被認為是初始跟蹤狀態，第2至第N個跟蹤狀態1704到1708可以被認為是中間狀態。當處於這些中間狀態時，接收器仍然處於跟蹤模式。
然而如果在第N個跟蹤狀態1708L＝-1，模式控制器540跳出第N個跟蹤狀態1708並且返回到獲取狀態1701。這裡，模式控制器540指示接收器重新獲得信號。在獲取之後，模式控制器540將控制返回到第1個跟蹤狀態1702，並且重複該過程。
當處於中間跟蹤狀態1704到1708時，L＝1的數值導致從跟蹤狀態i切換到跟蹤狀態(i-1)。於是，模式控制器可以從信號完整性不良的簡短周期中恢復出來。
中間跟蹤狀態1704到1708的功能是防止在接收器接收到突發噪聲時立即跳至重新獲取狀態。模式控制器540被構造成提高無線性能曲線的陡度，並且保證不出現意外的信號未鎖定。於是，它需要較長的時間來變成未鎖定，並且曲線變得陡峭。這些中間狀態允許接收器承受間歇位差錯而無需進入獲取狀態。中間狀態數目的增加或減少可以調節對跟蹤過程解鎖所需的時間量。
這個功能在存在突發錯誤時尤其有用。這些突發錯誤導致短時間的位差錯增加。然而如果信號易於解除鎖定，這些間歇突發錯誤可導致信號進入頻繁的重新獲取狀態，從而降低系統吞吐率。可以在例如ASIC的可編程處理器中實現圖16和17所需的模式控制器540。
圖17描述的模式控制器狀態機的優選實施例可以包含3個中間跟蹤狀態。根據從信號完整性不良的周期中恢復出來所允許的時間量，可選實施例可以選擇更多或更少的中間狀態。
模式控制器-第一優選實施例圖6的實施例示出了這樣的情況，其中模式控制器540根據信號和噪聲功率的估測確定接收器1是否應當處於獲取或跟蹤模式。這個確定從計算兩個參數開始信號強度s1的估計，和噪聲加信號強度n1的估計。圖18是圖6的獲取控制器545或鎖定檢測器550的具體實施例的模塊圖。在這個實施例中，第一和第三比例係數K1和K2被設置成1，而第二比例係數K3被設置成K。因為(K1＝K3＝1)，第一和第三定標混合器615和640已經被省略。下面描述獲取控制器545或鎖定檢測器550的操作。
等式19示出了s1的計算，其中在傳入信號的一組B個比特上累加樣本xi，並且接著求平方。類似地，等式20示出了n1的計算，其中在傳入信號的一組B個比特上累加xi的平方。
s1=(i=1B|xi|)2---(19)]]>n1=i=1Bxi2---(20)]]>鎖定參數L確定信號是否滿足SNR要求。鎖定常數K影響L為1的概率，即信號必須滿足的閾值。於是，對於可接受的SNR，s1應當比n1高出一個等於鎖定常數K的係數。同樣地，該過程在等式21中比較s1和n1。如果信號功率足夠大於噪聲功率，則L＝1，表示有足夠的SNR。相反，如果信號功率與噪聲功率相比不足夠大，則L＝-1，表示SNR不足。
L＝sign(s1-Kn1)(21)這裡，s1和n1是隨機變量。等式22-24示出了s1，n1和s1-Kn1的預計數值，其中等式18的|xi|被代入等式19和20中，並且得到預計數值。
E(s1)=E[{i=1B(A+ki)}2]]]>=E[B2A2+2i-1Bki2+2BAi=1Bki]]]>=B2A2+B2---(22)]]>其中ki是零均值和單位方差，E[(∑ki)2]＝B並且E[∑ki]＝0。
E(n1)=E[i=1B(A+ki)2]]]>=E[BA2+2i-1Bki2+2Ai=1Bki]]]>=BA2+B2---(23)]]>類似地，ki項被化簡。於是，E(s1-Kn1)＝B2A2+Bσ2-KBA2-KBσ2＝BA2(B-K)-Bσ2(K-1)(24)為保證在大部分時間L＝1，E(s1-Kn1)＞0。等價地，A22>K-1B-K---(25)]]>由於BER是SNR的函數，模式控制器通過改變等式25中K和B的數值來調節藉以進入獲取狀態的BER閾值。這個數學分析為模式控制過程和機制提供了動力，因為它允許低成本，高可靠性的實現。
如等式19到25中描述的實施例所示，噪聲和信號路徑濾波器620和630是以係數B進行子採樣的滑動平均濾波器。然而在可選實施例中也可以使用不同的濾波器。在這種情況下，等式19到25會被改變以適應所選擇的濾波器的行為。另外，如果第一和第三比例係數K1和K2被設置成等於不同於1的數值，則將對應於這些數值的新常數加到需要的等式中。
如圖18所示，在操作中，傳入和採樣數據流xi穿過絕對值模塊610，並且確定傳入採樣數據流的絕對值|xi|。接著在並行計算中使用定標傳入信號的絕對值|xi|來確定噪聲相關估計n1和信號估計s1。
通過在第一平方器615中求定標傳入信號的絕對值|xi|的平方並且接著在噪聲路徑濾波器620中對平方進行濾波，確定噪聲相關估計n1。接著在第二定標混合器625通過比例係數K對噪聲相關估計n1進行定標，並且定標噪聲相關估計Kn1被提供給比較器645。K的數值最好在最初被設置成對應於期望BER。
通過在信號路徑濾波器630中在設定數量的樣本上對定標傳入信號的絕對值|xi|進行濾波，並且接著在第二平方器635中求濾波信號的平方，確定信號估計s1。信號估計s1接著被提供給比較器645。可選地，也可以在提供給比較器645之前對信號估計進行定標。
在比較器645處，比較信號估計s1和定標噪聲相關估計Kn1以確定被鎖定的傳入信號的概率。這個比較產生鎖定參數L。L被輸入到模式控制器狀態機1805。如參照圖16和17所述，根據這個信號，模式控制器狀態機1805或者保持在當前狀態，或者切換到不同狀態。
比較器645輸出L的數值，該數值確定信號是否具有要在獲取狀態下獲得的足夠質量，或者信號是否具有能夠在跟蹤狀態下保持鎖定的足夠質量。因此不需要在等式24中對比值進行直接計算，因為等式24隻被用來設定K的數值。等價地，可以根據模擬結果經驗性地設定K的數值。這通常是在更複雜的濾波器被用於噪聲和信號路徑濾波器620和630時所使用的技術。
圖19根據圖6的模式控制器540的實施例示出了圖18的模式控制器狀態機1805所執行的步驟，其中無論是處於獲取狀態1601，1701還是跟蹤狀態1602，1702，1704，1706，1708(如圖16和17所示)。
無論起始狀態如何，模式控制器狀態機1805均執行以下步驟。在步驟S1902，採集傳入信號中的一組比特B。使用這組B個樣本，當前狀態1601，1602，1701，1702，1704，1706或1708計算一組中間參數S1904。根據這些中間參數，在步驟S1906計算輸出參數，並且在步驟S1908提供這個輸出參數以作為輸出。
中間參數最好是信號參數和噪聲相關參數。它們可以是前面參照模式控制器的第一優選實施例描述的s1和n1。如下面參照模式控制器的第二和第三優選實施例並結合圖22所描述的，它們也可以是l和g，或l1和g1。可以不斷監視這些參數，或可以按照設定周期進行採樣。
最好在″帶內″計算中間參數。換言之，在相同的帶寬內計算它們。
在優選實施例中，輸出參數是被稱作鎖定參數L的模式控制參數，其取值為1或-1。鎖定參數L指示模式控制器狀態機1805是否應當切換到新狀態，以及新狀態會是何狀態。
如圖16和17以及相關說明所示，鎖定參數L指示該組B個樣本是否具有足夠切換到新狀態的高SNR。在圖16和17的實施例中，足夠高的SNR會導致具有數值1的L，該數值會導致模式控制器狀態機1805移動到跟蹤狀態，或切換到更低的跟蹤狀態。類似地，足夠低的SNR會導致具有數值-1的L，該數值會導致模式控制器狀態機1805移動到更高的跟蹤狀態，或切換到獲取狀態。
當處於不同狀態時，模式控制器狀態機1805的操作會略微不同。尤其是，當處於獲取狀態時，與處於跟蹤狀態時相比，可以略微不同地執行計算輸出參數的步驟S1906。
在不使用子採樣滑動平均濾波器的實施例中，可以不斷地監視中間參數，即信號參數和噪聲相關參數以檢測有效鎖定點的出現。在某些實施例中，噪聲和信號路徑濾波器620和630可以是有限脈衝響應(FIR)或無限脈衝響應(IIR)濾波器。
這種實施例的例子使用具有圖7C描述的形式、被設計成具有與圖12B的自相關脈衝形狀緊密匹配的脈衝響應的IIR信號濾波器620。於是，在圖18的信號估測路徑中使用逼近匹配濾波器。
也可以使用等價方案，該方案使用具有不同結構的FIR濾波器或IIR濾波器。圖18的噪聲相關路徑中使用的濾波器的例子是圖7A示出的洩漏積分濾波器或圖7B的滑動平均濾波器。也可以使用其它形式的FIR和IIR濾波器。
圖20的圖表根據圖18的獲取控制器或鎖定檢測器示出了K的各個數值的概率曲線的行為，其中子採樣滑動平均濾波器被用於噪聲和信號路徑濾波器620和630。在這個實施例中，B的選定數值為16，並且以係數16對濾波器進行子採樣。根據這些曲線可知，較大的K值將L驅動到較低的BER處的-1。如上所述，這個示例性實施例中的BER被設置成10-2。這意味著允許每100個傳入比特中有1個差錯。如果BER到達或大於10-2，則平均而言，模式控制器驅動接收器獲得新信號。因為獲取在損失系統吞吐率方面是″昂貴″的，因此選擇獲取常數KA，使得10-2BER處L＝1的概率較高。對於當前優選實施例，(K＝50)。
圖21示出了圖18中具有3個中間跟蹤狀態的模式控制器狀態機1805的性能曲線。(參見圖17。)鎖定控制器使用(B＝16)和(K＝50)。通過計算在先進入跟蹤狀態之後進入獲取狀態所需的比特的平均數量，產生這個曲線。根據該曲線可知，在10-2的BER處，系統會在1千萬比特內解除鎖定。該曲線顯著提高，使得在10-3的BER處，系統在極長的時間內保持鎖定。
模式控制器-第二優選實施例圖22示出了圖5中模式控制器的獲取控制器545或鎖定檢測器550的可選實施例。如圖22所示，獲取控制器545或鎖定檢測器550包含絕對值模塊2205，第一濾波器2210，第一子採樣器2213，第一定標混合器2215，第一平方器2220，第二平方器2230，第二濾波器2235，第二子採樣器2238，第二定標混合器2240和比較器2245。
通過例子描述圖16和17中基於圖22的鎖定檢測器550的跟蹤狀態機的跟蹤狀態1602，1702內發生的過程。在這個實施例中，通過計算兩個參數l和g來計算SNR。等式26說明了如何計算l的預計數值，其中假定第一濾波器2310是滑動平均濾波器。等式26說明了如何計算g的預計數值，其中假定第二濾波器2335是滑動平均濾波器。
l=1Bi=1B|xi|]]>E(l)=E[1Bi=1B|xi|]]]>=E[A+1Bi=1Bki]=A---(26)]]>g=1Bi=1B|xi|2]]>E(g)=E[1Bi=1B|xi|2]]]>=E[A2+1B2Ai=1Bki+1B2i=1Bki2]=A2+2---(27)]]>l2估計信號功率。g-l2估計噪聲功率。於是，根據定義，等式28示出了SNR的直接估計。
l2g-l2A2A2+2-A2=A22---(28)]]>由於BER是SNR的函數，如上所述，可以確定和監視對應於期望BER的SNR。當SNR降至低於目標水平Th時，模式控制器可以通過鎖定參數L檢測未鎖定狀態。同樣地，本發明在等式29中比較SNR和目標水平。
如圖22所示，在絕對值模塊2205接收傳入比特流xi，其中絕對值模塊2205計算傳入比特流xi的絕對值。這個絕對值接著在第一濾波器中被濾波，並且在第一定標混合器2215中與比例係數1/B相乘以確定l。接著對l的這個數值進行平方以確定數值l2。通過在第二平方器2230求xi的平方，並且在第二濾波器2235中對平方進行濾波來確定數值g。該輸出在第二定標混合器2240中與1/B相乘。比較器2245接著比較l和g以確定鎖定參數L。鎖定參數L被提供給控制器，其中模式控制器使用鎖定參數L確定接收器應當處於跟蹤模式還是獲取模式。如圖17所示，跟蹤狀態可以包含多個子狀態，使得狀態控制器也可以將接收器在多個跟蹤子狀態之間，以及跟蹤和獲取狀態之間移動。
可以在第一濾波器2210和第一定標混合器2215之間提供第一子採樣器2213。第一子採樣器2213周期性地對第一濾波器2210的輸出進行採樣，其中周期性速率可以改變，例如每當第4個輸出，每當第15個輸出，每當第228個輸出等等。然而如果採樣速率被均勻地設定為1，即對每個結果進行採樣，則可以完全省略第一子採樣器2213。類似地，可以在第二濾波器2235和第二定標混合器2240之間提供第二子採樣器2238。如上所述，如果其採樣速率被均勻地設定為1，即對每個結果進行採樣，則可以完全省略第二子採樣器2238。第一和第二子採樣器2213和2238的子採樣時間不必相同。
如等式26到29描述的實施例所示，第一和第二濾波2210和2235是加法器。然而在可選實施例中也可以使用不同的濾波器。在這種情況下，等式26到29會被改變以適應所選擇的濾波器的行為。
模式控制器-第三優選實施例圖23示出了本發明的獲取控制器545或鎖定檢測器550的另一個可選實施例，其中在確定模式控制器是否應當處於獲取或跟蹤模式之前使用AGC初始化。在AGC初始化期間，估計噪聲標準偏差v。
當通過測量噪聲方差來初始化AGC時，量化水平有可能直接轉換成BER。例如，如果噪聲方差通過AGC控制被設置成某個任意數值，則A/D轉換器輸出的傳入信號的幅度意味著與該幅度成比例的SNR。比例性常數取決於噪聲方差被設定的水平。這個數值直接轉換成BER。所以，通過在信號獲取之前設置噪聲方差，量化水平直接轉換成BER。
通過使用這個估計的噪聲標準偏差v，模式控制器540可以簡單地監視從第一A/D轉換器220或數據碼處理器520輸出的傳入信號xi以確定適當模式。
估計的噪聲標準偏差被定標並且與傳入信號xi的經過濾波(可能還經過子採樣)的絕對值相比較。如等式30所示的那樣計算LL＝sign(q-K5v)，(30)其中q是傳入比特流的濾波(可能還經過子採樣)絕對值，K5是比例係數，而v是估計的噪聲標準偏差。
如圖23所示，獲取控制器545或鎖定檢測器550包含絕對值模塊2305，濾波器2310，子採樣器2315，定標混合器2220和比較器2225。
在絕對值模塊2305上接收傳入比特流xi，其中絕對值模塊2305計算傳入比特流xi的絕對值。接著在濾波器2310中對這個絕對值進行濾波以確定q的數值。在定標混合器2320上接收估計的噪聲標準偏差v的數值，並且與比例係數K5相乘。
比較器2245接著比較q和K5v以確定鎖定參數L。鎖定參數L被提供給控制器，其中模式控制器使用鎖定參數L確定接收器應當處於跟蹤模式還是獲得模式。如圖17所示，跟蹤狀態可以包含多個子狀態，使得狀態控制器也可以將接收器在多個跟蹤子狀態之間，以及跟蹤和獲取狀態之間移動。
可以在濾波器2310和比較器2325之間提供子採樣器2315。子採樣器2215周期性地對濾波器2310的輸出進行採樣，其中周期性速率可以改變，例如每當第4個輸出，每當第15個輸出，每當第228個輸出等等。然而如果採樣速率被均勻地設定為1，即對每個結果進行採樣，則可以完全省略子採樣器2215。
如果初始噪聲方差估計v被低估，則SNR看上去會優於其實際值。另一方面，如果初始噪聲方差估計v被高估，則SNR看上去會劣於其實際值。但是由於可以通過在處於跟蹤模式時監視絕對值數據的散布來周期性更新噪聲方差估計v，噪聲方差估計v最終會收斂到合理數值。
雖然針對模式控制器示出了3個不同的實施例，然而它們應當被認為是示例性和有限的。可以有其它實施例。另外，可以根據需要組合各種實施例並與獲取和跟蹤匹配，以滿足獲取和跟蹤的要求。
在更大的系統中使用收發器參照圖1到8描述的UWB收發器可以被用來執行無線傳送功能，以便與作為堆棧協議體系結構的一部分的不同應用進行接口。在這種構造中，與有線I/O埠非常相象，UWB收發器執行作為針對應用的通信服務的信號產生，傳輸和接收功能，所述應用向收發器發送數據並且從收發器接收數據。此外，UWB收發器可以被用來向各種設備中的任何一個提供無線通信功能，所述設備可以包含通過有線技術或無線技術到其它設備的互連。於是，圖1的UWB收發器可以被用作連接固定結構的區域網(LAN)的一部分，或連接例如行動裝置的無線個人區域網絡(WPAN)的一部分。
在任何這種實現中，微處理器系統領域的技術人員顯然可以在使用根據本發明的教導而編程的常規通用微處理器的微處理器系統中方便地實現本發明的所有或一部分。軟體領域的技術人員顯然明白，普通程式設計師根據本發明的教導可以容易地準備適當的軟體。
圖24圖解了基於本發明優選實施例的處理器系統2400。在這個實施例中，處理器系統2400包含處理器單元2401，顯示器2415，一或多個輸入設備2417，光標控制2419，印表機2421，網絡鏈路2423，通信網絡2425，主計算機2427，網際協議(IP)網絡2429，和行動裝置2431。處理器單元2401包含總線2403，處理器2405，主存儲器2407，只讀存儲器(ROM)2409，存儲設備2411，和通信接口2413。可選實施例可以省略各種單元。
總線2403在整個處理器單元內傳送信息。它最好是數據總線或用於傳送信息的其它通信機構。
處理器2405與總線2403連接並且處理信息。
主存儲器2407可以是隨機訪問存儲器(RAM)或其它動態存儲器件(例如動態RAM(DRAM)，靜態RAM(SRAM)，同步DRAM(SDRAM)，快擦寫RAM)。它最好連接到總線2403以存儲信息和要被處理器2405執行的指令。另外，主存儲器2407也可以被用來在處理器2405執行的指令的執行期間存儲臨時變量或其它中間信息。
ROM 2409可以是簡單的只讀存儲器，也可以是另一種靜態存儲器件(例如可編程ROM(PROM)，可擦除PROM(EPROM)，和電可擦除PROM(EEPROM))。它被連接到總線2403並且存儲靜態信息和處理器2405的指令。
存儲設備2411可以是磁碟，光碟或任何其他適於存儲數據的設備。它被提供並且連接到總線2403，並且存儲信息和指令。
處理器單元2401也可以包含專用邏輯器件(例如專用集成電路(ASIC))或可配置邏輯器件(例如簡單可編程邏輯器件(SPLD)，複雜可編程邏輯器件(CPLD)或可再編程現場可編程門陣列(FPGA))。其它可移動介質設備(例如光碟，磁帶和可移動磁光碟介質)或固定高密度介質驅動器可以加到使用適當設備總線(例如小型計算機系統接口(SCSI)總線，增強集成器件電子技術(IDE)總線或超直接存儲器訪問(DMA)總線)的處理器單元2401上。處理器單元2401還可以包含光碟讀取器，光碟讀取-寫入單元，或光碟點播機，其中的每個可以連接到相同設備總線或另一個設備總線。
處理器系統2401可以通過總線2403連接到顯示器2415。顯示單元可以是陰極射線管(CRT)，液晶顯示器(LCD)或任何其他適於向系統用戶顯示信息的設備。顯示器2415可以由顯示器或圖形卡來控制。
處理器系統2401最好連接到包含用於向處理器2405傳送信息和命令選擇的輸入設備2417和光標控制2419的一或多個設備。一或多個輸入設備可以包含鍵盤，小鍵盤或用於傳送信息和命令選擇的其它設備。光標控制2419可以是滑鼠，軌跡球，光標方向鍵或用於向處理器2405傳送方向信息和命令選擇，並且用於控制光標在顯示器2415上的移動的任何適當設備。
另外，印表機2421可以提供處理器系統2401存儲和/或產生的數據結構或任何其他數據的列印列表。
響應處理器2405執行諸如主存儲器2407的存儲器中包含的一或多個指令的一或多個序列，處理器單元2401執行本發明的部分或所有處理步驟。可以從例如存儲設備2411的另一個計算機可讀介質將這種指令讀取到主存儲器2407中。多處理結構中的一或多個處理器也可以被用來執行主存儲器2407中包含的指令序列。在可選實施例中，可以使用硬連線電路取代軟體指令或與之結合。於是，本發明的實施例不局限於硬體電路和軟體的任何特定組合。
如上所述，處理器單元2401包含根據本發明的教導而編程，用於包含這裡描述的數據結構，表格，記錄或其它數據的至少一個計算機可讀介質或存儲器。通過存儲在任何一個計算機可讀介質或其組合上，本發明包含用於控制系統2401的軟體，用於驅動設備以實現本發明的軟體，和用於允許系統2401與人類用戶交互的軟體。這種軟體可以包含但不限於設備驅動程序，作業系統，開發工具和應用軟體。這種計算機可讀介質還包含本發明的電腦程式產品，用於執行實現本發明時所完成的所有或部分(如果處理是分布式的)處理。
本發明的計算機代碼設備可以是任何解釋或可執行代碼機構，包含但不局限於腳本，可解釋程序，動態連結庫，Java或其它面向對象的類，和完全可執行程序。此外，本發明的處理的各個部分可以是分布式的，以得到良好的性能，可靠性和/或成本。
這裡使用的術語″計算機可讀介質″是指參與向處理器2405提供指令以便執行的任何介質。計算機可讀介質可以採用許多形式，包含但不局限於非易失介質，易失介質和傳輸介質。非易失介質包含例如光碟，磁碟，和磁光碟，例如存儲設備2411。易失介質包含動態存儲器，例如主存儲器2407。傳輸介質包含同軸電纜，銅線和光纖，包含有包括總線2403的導線。傳輸介質也可以具有聲波或光波，例如在無線電波和紅外數據通信期間產生的波。
計算機可讀介質的共同形式包含例如硬碟，軟盤，磁帶，磁光碟，PROM(EPROM，EEPROM，快擦寫EPROM)，DRAM，SRAM，SDRAM或任何其他磁介質，光碟(例如CD-ROM)，或任何其他光學介質，打孔卡，紙帶，或其它具有孔圖案的物理介質，載波，無載波傳輸，或任何其他可以被系統讀取的介質。
各種形式的計算機可讀介質可以用來向處理器2405提供一或多個指令的一或多個序列以便執行。例如，最初可以在遠程計算機的磁碟上攜帶指令。使用數據機，遠程計算機可以通過電話線向動態存儲器遠程加載用於實現所有或部分本發明的指令，並且發送指令。系統2401本地的數據機可以通過電話線接收數據，並且使用紅外發送器將數據轉換成紅外信號。連接到總線2403的紅外探測器可以接收紅外信號傳遞的數據，並且將數據傳送到總線2403上。總線2403向主存儲器2407傳遞數據，處理器2405從主存儲器2407取出數據並且執行指令。可選地，在被處理器2405執行之前或之後，主存儲器2407接收的指令可以存儲設備2411上。
通信接口2413提供連接到網絡鏈路2423的雙向UWB數據通信，網絡鏈路2423連接到通信網絡2425。通信網絡2425可以是區域網(LAN)，個人區域網(PAN)等等。例如，通信接口2413可以是網絡接口卡，通信網絡可以是支持UWB的分組交換PAN。又例如，通信接口2413可以是UWB可訪問非對稱數字用戶線路(ADSL)卡，綜合業務數字網絡(ISDN)卡或數據機，以提供針對相應類型的通信線路的數據通信連接。
通信接口2413也可以包含為網絡鏈路2423提供不同於UWB連接的雙向無線通信連接，或硬連線連接的硬體。於是，通信接口2413可以引入圖1或圖8的UWB收發器，以作為包含針對網絡鏈路2423的硬連線和非UWB無線通信連接的通用接口的一部分。
網絡鏈路2423通常通過一或多個網絡提供到其它數據設備的數據通信。例如，網絡鏈路2423可以提供通過LAN到主計算機2427，或到服務提供商操作的數據設備的連接，其中服務提供商通過IP網絡2429提供數據通信服務。此外，網絡鏈路2423可以通過通信網絡2425向行動裝置2431，例如個人數據助理(PDA)，膝上型計算機或蜂窩電話提供連接。
通信網絡2425和IP網絡2429最好者使用電氣，電磁或光學信號傳遞數字數據流。通過各個網絡傳送的信號，和通過通信接口2413在網絡鏈路2423上傳送的、針對系統2401傳遞數字數據的信號是傳送信息的載波的示例性形式。處理器單元2401可以通過通信網絡2425，網絡鏈路2423和通信接口2413發送通知和接收包含程序代碼的數據。
顯然，根據上述指導可以對本發明進行許多修改和改變。因而應當理解，在所附權利要求書的範圍內可以通過不同於前面明確描述的方式的方式實現本發明。
權利要求
1.一種模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，包括數據相關性清除單元，用於接收傳入數據信號，並且輸出獨立於傳入數據信號中包含的數據、指示傳入數據信號的強度的數據無關信號；信號路徑，包括用於操作數據無關信號以確定第一中間信號的第一處理器；和第一非線性函數單元，用於對第一中間信號執行非線性函數以確定信號參數；噪聲相關路徑，包括第二非線性函數單元，用於對數據無關信號執行非線性函數以確定第二中間信號；第二處理器，用於操作第二中間信號以確定噪聲相關參數；和第三處理器，用於處理信號參數和噪聲相關參數以確定指示傳入數據信號的相對信號強度的模式控制參數。
2.如權利要求1所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，還包括介於第一處理器和第一非線性函數單元之間的第一子採樣器，用於以第一速率採樣第一中間信號並且向第一非線性函數單元輸出採樣的第一中間信號。
3.如權利要求1所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，還包括介於第二處理器和比較器之間的第二子採樣器，用於以第二速率採樣信號參數並且向比較器輸出採樣的信號參數。
4.如權利要求1所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，還包括輸入定標器，用於在向數據相關性清除單元輸入傳入信號之前將其與第一比例係數相乘。
5.如權利要求4所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第一比例係數是係數2。
6.如權利要求4所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第一比例係數是可編程的。
7.如權利要求1所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，還包括信號路徑定標器，用於在向比較器輸入信號參數之前將其與第二比例係數相乘。
8.如權利要求7所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第二比例係數是係數2。
9.如權利要求7所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第二比例係數是可編程的。
10.如權利要求1所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，還包括噪聲相關路徑定標器，用於在向比較器輸入噪聲相關信號之前將其與第三比例係數相乘。
11.如權利要求10所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第三比例係數是係數2。
12.如權利要求10所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第三比例係數是可編程的。
13.如權利要求1所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第一處理器是第一濾波器。
14.如權利要求13所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第一濾波器是有限脈衝響應濾波器。
15.如權利要求14所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第一濾波器是滑動平均濾波器。
16.如權利要求13所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第一濾波器是無限脈衝響應濾波器。
17.如權利要求16所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第一濾波器是洩漏積分濾波器。
18.如權利要求1所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第二處理器是第二濾波器。
19.如權利要求18所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第二濾波器是有限脈衝響應濾波器。
20.如權利要求19所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第二濾波器是滑動平均濾波器。
21.如權利要求18所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第二濾波器是無限脈衝響應濾波器。
22.如權利要求21所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第二濾波器是洩漏積分濾波器。
23.如權利要求1所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中數據相關性清除單元是輸出傳入信號的絕對值以作為數據無關信號的絕對值單元。
24.如權利要求1所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第一非線性函數單元是輸出第一中間信號的平方以作為信號參數的第一平方器。
25.如權利要求1所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第二非線性函數單元是輸出數據無關信號的平方以作為第二中間信號的第二平方器。
26.如權利要求1所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第一處理器是無限脈衝響應濾波器，而第二處理器是洩漏積分濾波器。
27.如權利要求26所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中無限脈衝響應濾波器被構造成逼近期望的相關信號。
28.如權利要求1所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第一處理器是第一滑動平均濾波器，而第二處理器是第二滑動平均濾波器。
29.一種模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，包括絕對值單元，用於接收傳入數據信號並確定傳入數據信號的絕對值；信號路徑，包括用於對數據信號的絕對值進行濾波以確定第一中間信號的第一濾波器；和第一平方器，用於對第一中間信號進行平方以確定噪聲相關參數；噪聲相關路徑，包括用於對傳入數據信號的絕對值進行平方以確定第二中間信號的第二平方器；和第二濾波器，用於對第二中間信號進行濾波以確定信號參數；和比較器，用於比較信號參數和噪聲相關參數以確定指示傳入數據信號的相對信號強度的模式控制參數。
30.如權利要求29所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，還包括位於第一濾波器和第一平方器之間的第一子採樣器，用於以第一速率對第一中間信號進行採樣，並且向第一平方器輸出採樣的第一中間信號。
31.如權利要求29所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，還包括位於第二濾波器和比較器之間的第二子採樣器，用於以第二速率對信號參數進行採樣，並且向比較器輸出採樣的信號參數。
32.如權利要求29所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，還包括輸入定標器，用於在絕對值單元輸入傳入信號之前將其與第一比例係數相乘。
33.如權利要求32所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第一比例係數是係數2。
34.如權利要求32所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第一比例係數是可編程的。
35.如權利要求29所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，還包括信號路徑定標器，用於在向比較器輸入信號參數之前將其與第二比例係數相乘。
36.如權利要求35所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第二比例係數是係數2。
37.如權利要求35所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第二比例係數是可編程的。
38.如權利要求29所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，還包括噪聲相關路徑定標器，用於在向比較器輸入噪聲相關信號之前將其與第三比例係數相乘。
39.如權利要求38所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第三比例係數是係數2。
40.如權利要求38所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第三比例係數是可編程的。
41.如權利要求29所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第一濾波器是有限脈衝響應濾波器。
42.如權利要求41所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第一濾波器是滑動平均濾波器。
43.如權利要求29所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第一濾波器是無限脈衝響應濾波器。
44.如權利要求43所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第一濾波器是洩漏積分濾波器。
45.如權利要求29所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第二濾波器是有限脈衝響應濾波器。
46.如權利要求45所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第二濾波器是滑動平均濾波器。
47.如權利要求29所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第二濾波器是無限脈衝響應濾波器。
48.如權利要求47所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第二濾波器是洩漏積分濾波器。
49.如權利要求29所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第一濾波器是無限脈衝響應濾波器，而第二濾波器是洩漏積分濾波器。
50.如權利要求49所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中無限脈衝響應濾波器被構造成逼近期望的相關信號。
51.如權利要求29所述的模式控制器，用於確定獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中第一濾波器是第一滑動平均濾波器，而第二濾波器是第二滑動平均濾波器。
52.一種模式控制器，用於確定甚寬帶接收器中獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，包括信號路徑，用於確定傳入數據信號的信號參數；基於噪聲的路徑，用於確定傳入數據信號的基於噪聲的參數；處理器，用於處理信號參數和噪聲相關參數以確定模式控制參數；和控制器，用於根據模式控制參數在獲取模式和跟蹤模式之間進行切換。
53.如權利要求52所述的模式控制器，用於確定甚寬帶接收器中獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中信號參數是信號強度的估計，而基於噪聲的參數是信號加噪聲強度的估計。
54.如權利要求52所述的模式控制器，用於確定甚寬帶接收器中獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中處理器是比較器。
55.如權利要求52所述的模式控制器，用於確定甚寬帶接收器中獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，還包括信號路徑定標器，用於對信號參數進行定標以產生定標信號參數，其中處理器接收定標信號參數而不是信號參數。
56.如權利要求52所述的模式控制器，用於確定甚寬帶接收器中獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，還包括噪聲路徑定標器，用於對基於噪聲的參數進行定標以產生定標的基於噪聲的參數，其中處理器接收定標的基於噪聲的參數而不是基於噪聲的參數。
57.如權利要求52所述的模式控制器，用於確定甚寬帶接收器中獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中信號路徑包括濾波器。
58.如權利要求52所述的模式控制器，用於確定甚寬帶接收器中獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，其中噪聲路徑包括濾波器。
59.如權利要求52所述的模式控制器，用於確定甚寬帶接收器中獲取或跟蹤傳入數據信號的期望操作模式，還包括絕對值模塊，用於確定傳入數據信號的絕對值，並且向信號路徑和基於噪聲的路徑提供數據信號的絕對值。
全文摘要
提供了一種控制UWB接收器中的操作模式的系統和方法。在一個變型中，該系統和方法通過讀取設定數量的信號樣本，估計模式參數，計算模式概率並且根據模式概率的數值在有限狀態機中在跟蹤和獲取狀態之間進行切換，確定操作模式。模式控制器的示例性版本包含信噪比計算器，信號和噪聲功率估測器和AGC初始化電路。
文檔編號H04B1/69GK1555608SQ02817666
公開日2004年12月15日 申請日期2002年8月9日 優先權日2001年8月10日
發明者蒂莫西·R·米勒, 傑勒德·P·林齊, 迪派克·M·約瑟夫, M 約瑟夫, P 林齊, 蒂莫西 R 米勒 申請人:自由度半導體公司