抑制三相LCL型併網變換器整流啟動衝擊電流的控制方法與流程

2024-02-12 00:54:15

本發明屬於新能源併網發電
技術領域：
，一種抑制三相LCL型併網變換器整流啟動衝擊電流的控制方法，並且該控制方法在弱電網下也能使系統具有較好的穩定性。
背景技術：
：隨著新能源併網滲透率的提高，各國和地區都相繼制定了嚴格的併網導則，對併網變換器的控制性能提出了更高的要求。對於LCL型併網變換器，整流啟動時會產生嚴重的衝擊電流，如果沒有合適的抑制方法，會導致保護動作，甚至損壞開關器件。目前，併網變換器啟動衝擊電流抑制方案主要分為以下兩類。一類是更改啟動電流指令，但是啟動時，電網電流並不受電流指令的控制，即使電流指令為零，啟動時仍然會產生嚴重的衝擊電流。這種方法不但不能從根本上抑制啟動衝擊電流，反而會降低電流環的啟動響應速度。另一類是採用公共耦合點(PCC)電壓前饋來抑制啟動衝擊電流。然而在弱網下，PCC電壓前饋相當於引入一個關於電網阻抗的正反饋，會使電網電流中產生大量的諧波，甚至導致系統不穩定。在實際的兆瓦級風電系統中，併網變換器通常連接在10kV或者更高的電壓等級，只能採集變壓器低壓側的電壓。而對於LCL型併網變換器，變壓器漏感一般作為LCL濾波器的網側電感，所以，能夠採集的只有濾波電容電壓。技術實現要素：本發明提供了一種抑制三相LCL型併網變換器整流啟動衝擊電流的控制方法，並且該控制方法在弱電網下也能使系統具有較好的穩定性。通過檢測交流側濾波電容電壓，作為解耦雙同步鎖相環的同步電壓，解耦雙同步鎖相環輸出濾波電容電壓d軸基波正序分量，與濾波電容電壓一起作為前饋分量，增加至併網變換器電流環中。從而提高了LCL型併網變換器啟動控制性能，並且使系統在弱電網下也能保持較強的魯棒性。本發明提供了一種抑制三相LCL型併網變換器整流啟動衝擊電流的控制方法，包括以下步驟：(1)獲得所述三相LCL型併網變換器直流側電壓Udc、三相電容電壓Ucabc、三相併網電流I2abc和三相電容電流Icabc；(2)將直流電壓指令減去所述直流側電壓Udc後獲得直流電壓誤差信號Uedc，並對所述直流電壓誤差信號Uedc進行閉環處理後獲得d軸併網電流指令對所述三相電容電壓Ucabc進行解耦雙同步鎖相處理，獲得所述三相電容電壓Ucabc的相角θ和電容電壓的d軸基波正序分量根據所述相角θ對所述三相併網電流I2abc進行abc/dq坐標變換後獲得同步旋轉坐標系下的d軸併網電流I2d、q軸併網電流I2q；對所述三相電容電流Icabc、三相電容電壓Ucabc分別進行abc/αβ坐標變換，獲得兩相靜止坐標系下的α軸電容電流Icα、β軸電容電流Icβ、α軸電容電壓Ucα、β軸電容電壓Ucβ；(3)將給定的q軸併網電流指令與所述q軸併網電流I2q相減獲得q軸併網電流誤差I2eq，並對所述q軸併網電流誤差I2eq進行閉環處理，獲得q軸控制電壓U′rq；將所述d軸併網電流指令與d軸併網電流I2d相減獲得d軸併網電流誤差I2ed；並對所述d軸併網電流誤差I2ed進行閉環處理，獲得d軸控制電壓U′rd；(4)根據所述相角θ對所述d軸控制電壓U′rd和所述q軸控制電壓U′rq進行dq/αβ坐標變換獲得兩相靜止坐標系下的α軸控制電壓U′rα、β軸控制電壓U′rβ；根據所述相角θ對所述電容電壓d軸基波正序分量進行dq/αβ坐標變換，獲得電容電壓α軸基波正序分量電容電壓β軸基波正序分量(5)根據所述α軸控制電壓U′rα、β軸控制電壓U′rβ、電容電壓α軸基波正序分量電容電壓β軸基波正序分量所述α軸電容電壓Ucα、β軸電容電壓Ucβ、α軸電容電流Icα和β軸電容電流Icβ獲得α軸調製電壓Urα、β軸調製電壓Urβ；(6)對所述α軸調製電壓Urα和β軸調製電壓Urβ進行空間矢量脈寬調製，獲得併網變換器的開關控制信號。更進一步地，在步驟(2)中，獲取所述電容電壓d軸基波正序分量的計算公式為：其中，ωf為解耦雙同步鎖相環中低通濾波器的截止角頻率，ω0為電網基波角頻率，s為復變量，為電容電壓的d軸基波正序分量的拉氏變換，Ucd(s)為d軸電容電壓Ucd的拉氏變換。更進一步地，在步驟(5)中，根據公式獲得α軸調製電壓Urα、β軸調製電壓Urβ；其中，Kcp為電容電流反饋比例係數，K1f為電容電壓基波正序分量前饋比例係數，K2f為電容電壓前饋比例係數，且K1f+K2f＝1。本發明還提供了一種三相LCL型併網變換器系統，包括：主電路和控制電路，其特徵在於，所述控制電路包括：直流電壓控制單元、空間矢量脈寬調製器、電網電流控制單元、解耦雙同步鎖相環和啟動衝擊電流抑制器；所述解耦雙同步鎖相環的輸入端連接至主電路的電容電壓輸出端，啟動衝擊電流抑制器的第一輸入端連接至所述解耦雙同步鎖相環的第一輸出端，啟動衝擊電流抑制器的第二輸入端連接至所述解耦雙同步鎖相環的第二輸出端，啟動衝擊電流抑制器的第三輸入端連接至所述電網電流控制單元的第一輸出端，啟動衝擊電流抑制器的第四輸入端連接至所述電網電流控制單元的第二輸出端，啟動衝擊電流抑制器的第五輸入端連接至解耦雙同步鎖相環的輸入端，所述電網電流控制單元的第一輸入端連接至所述解耦雙同步鎖相環的第二輸出端，所述電網電流控制單元的第二輸入端連接至主電路的電網電流輸出端，所述電網電流控制單元的第三輸入端連接至直流電壓控制單元的輸出端，所述電網電流控制單元的第四輸入端連接至主電路的電容電流輸出端，所述直流電壓控制單元的輸入端連接至主電路的直流電壓輸出端；所述空間矢量脈寬調製器的輸入端連接至啟動衝擊電流抑制器的輸出端，空間矢量脈寬調製器的輸出端連接至所述主電路的反饋控制端並用於提供開關控制信號。更進一步地，啟動衝擊電流抑制器包括：第一變換器、第二變換器、第一比例係數產生器、第二比例係數產生器、第三比例係數產生器、第四比例係數產生器、第一加法器、第二加法器、第三加法器和第四加法器；所述第一變換器的第一輸入端作為啟動衝擊電流抑制器的第一輸入端，所述第一變換器的第二輸入端用於接收0，第一變換器的第三輸入端作為所述啟動衝擊電流抑制器的第二輸入端；第一比例係數產生器的輸入端連接至所述第一變換器的第一輸出端，第二比例係數產生器的輸入端連接至第一變換器的第二輸出端；第二變換器的輸入端連接至解耦雙同步鎖相環的輸入端，第三比例係數產生器的輸入端連接至第二變換器的第一輸出端，第四比例係數產生器的輸入端連接至第二變換器的第二輸出端；第一加法器的第一輸入端連接至所述第一比例係數產生器的輸出端，第一加法器的第二輸入端連接至所述第三比例係數產生器的輸出端，第二加法器的第一輸入端連接至所述第二比例係數產生器的輸出端，第二加法器的第二輸入端連接至所述第四比例係數產生器的輸出端；第三加法器的第一輸入端連接至所述第一加法器的輸出端，第三加法器的第二輸入端作為所述啟動衝擊電流抑制器的第三輸入端；第四加法器的第一輸入端連接至所述第二加法器的輸出端，第四加法器的第二輸入端作為啟動衝擊電流抑制器的第四輸入端；第三加法器的輸出端和所述第四加法器的輸出端作為所述啟動衝擊電流抑制器的輸出端。更進一步地，第一變換器用於根據相角θ對電容電壓d軸基波正序分量進行dq/αβ坐標變換，獲得電容電壓α軸基波正序分量電容電壓β軸基波正序分量所述第二變換器用於對三相電容電壓Ucabc進行abc/αβ坐標變換，獲得兩相靜止坐標系下的α軸電容電壓Ucα、β軸電容電壓Ucβ。總體而言，按照本發明的上述技術構思與現有技術相比，主要具備以下的技術優點：(1)本發明更適用於只能採集濾波電容電壓的兆瓦級LCL型併網變換器。(2)本發明所提控制方法不影響原有電流環的穩定性；(3)本發明所提控制方法在弱電網下也能使系統具有較好的穩定性；(4)本發明所提控制方法所需的電容電壓是作為解耦雙同步鎖相環的同步電壓，所需電容電壓基波正序分量為解耦雙同步鎖相環的輸出，在傳統的三相LCL型併網變換器電流控制方法的基礎上，未增加釆樣量，未增加硬體成本，未增加系統的計算負擔。附圖說明圖1為本發明提出的三相LCL型併網變換器結構框圖及整流啟動衝擊電流抑制方法原理框圖；圖2為解耦雙同步鎖相環控制框圖；圖3為電網電流環d軸控制框圖；圖4為不同電網短路比及不同控制方案下併網變換器輸出阻抗波特圖；圖5為當電網電感為0時，不採用衝擊電流抑制方案，併網變換器整流啟動仿真波形；圖6為當電網電感為0時，電容電壓直接前饋衝擊電流抑制方案，併網變換器整流啟動仿真波形；圖7為當電網電感為0時，本發明提供的衝擊電流抑制方案，併網變換器整流啟動仿真波形；圖8為當電網短路比SCR＝2時，電容電壓直接前饋衝擊電流抑制方案，併網變換器整流啟動仿真波形；圖9為當電網短路比SCR＝2時，本發明提供的衝擊電流抑制方案，併網變換器整流啟動仿真波形。具體實施方式為了使本發明的目的、技術方案及優點更加清楚明白，以下結合附圖及實施例，對本發明進行進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本發明，並不用於限定本發明。此外，下面所描述的本發明各個實施方式中所涉及到的技術特徵只要彼此之間未構成衝突就可以相互組合。本發明採取有效的控制方案來抑制LCL型併網變換器整流啟動衝擊電流，並且在弱網下也能使系統具有較好的穩定性。本發明所提供的三相LCL型併網變換器結構框圖及整流啟動衝擊電流抑制方法原理框圖如圖1所示：三相LCL型併網變換器系統包括：直流電壓控制單元1、併網變換器及LCL濾波器2、公共電網3、空間矢量脈寬調製器4、電網電流控制單元5、解耦雙同步鎖相環6和啟動衝擊電流抑制器7；其中，直流電壓控制單元1中直流電壓控制一般採用比例積分控制器；併網變換器及LCL濾波器2中LCL濾波器是由變換器側濾波電感L1，濾波電容Cf和變壓器漏感LT組成；公共電網3是由電網電感Lg和電網電壓源Ug組成；電網電流控制單元5中電容電流反饋用於實現LCL濾波器的有源阻尼，電網電流閉環控制一般採用比例積分控制器。本發明實施例提供的抑制三相LCL型併網變換器整流啟動衝擊電流的控制方法包括下述步驟：(1)通過電壓、電流霍爾傳感器來獲得所述三相LCL型併網變換器直流側電壓Udc、三相電容電壓Ucabc、三相併網電流I2abc和三相電容電流Icabc；(2)根據步驟(1)中的所述直流側電壓Udc與直流電壓指令相減來獲得直流電壓誤差信號Uedc，其計算公式為：(3)通過直流電壓控制器來對所述直流電壓誤差信號Uedc進行閉環處理，得到d軸併網電流指令(4)解耦雙同步鎖相環控制框圖如圖2所示，使用解耦雙同步鎖相環來獲取所述三相電容電壓Ucabc的相角θ和電容電壓的d軸基波正序分量(5)根據步驟(4)中的相角θ，對上述步驟(1)中的所述三相併網電流I2abc進行abc/dq坐標變換，來獲得同步旋轉坐標系下的d軸併網電流I2d、q軸併網電流I2q；(6)根據步驟(5)中所述q軸併網電流I2q、所述d軸併網電流I2d分別與q軸併網電流指令上述步驟(3)中d軸併網電流指令相減來獲得q軸併網電流誤差I2eq、d軸併網電流誤差I2ed，其計算公式為：(7)通過電流控制器來對步驟(6)中所述d軸併網電流誤差I2ed、所述q軸併網電流誤差I2eq進行閉環處理，得到d軸、q軸控制電壓U′rd、U′rq；(8)根據步驟(4)中的相角θ，對上述步驟(7)中所述d軸控制電壓U′rd、q軸控制電壓U′rq、上述步驟(4)中所述電容電壓d軸基波正序分量分別進行dq/αβ坐標變換，來獲得兩相靜止坐標系下的α軸控制電壓U′rα、β軸控制電壓U′rβ、電容電壓α軸基波正序分量電容電壓β軸基波正序分量(9)對上述步驟(1)中的所述三相電容電流Icabc、三相電容電壓Ucabc分別進行abc/αβ坐標變換，來獲得兩相靜止坐標系下的α軸電容電流Icα、β軸電容電流Icβ、α軸電容電壓Ucα、β軸電容電壓Ucβ；(10)根據上述步驟(8)中α軸控制電壓U′rα、β軸控制電壓U′rβ、電容電壓α軸基波正序分量電容電壓β軸基波正序分量步驟(9)中所述的α軸電容電壓Ucα、β軸電容電壓Ucβ、α軸電容電流Icα、β軸電容電流Icβ，來計算獲得α軸、β軸調製電壓Urα、Urβ，其計算公式為：其中Kcp為電容電流反饋比例係數，電容電流反饋用於抑制LCL濾波器的諧振峰，K1f為電容電壓基波正序分量前饋比例係數，K2f為電容電壓前饋比例係數，選取K1f+K2f的大小可以調節啟動衝擊電流的抑制效果，K1f+K2f越大，衝擊電流抑制效果越好，K1f+K2f越小，衝擊電流抑制效果越差，一般取K1f+K2f＝1，當K1f+K2f＝1時，增加K1f並且減小K2f，可使系統在弱網下具有較好的穩定性，增加K2f並且減小K1f，可使強網下系統對電網背景諧波抑制能力更強，本發明選取K1f＝1，K2f＝0；(11)對步驟(10)中的α軸、β軸調製電壓Urα、Urβ進行空間矢量脈寬調製，來獲得併網變換器三對開關管的開關信號Sa、Sb、Sc。(12)在步驟(4)中，解耦雙同步鎖相環獲取所述的電容電壓d軸基波正序分量的計算公式為：其中ω0為電網基波角頻率，ωf為解耦雙同步鎖相環中低通濾波器的截止角頻率，通常取ωf＝0.707ω0，s為復變量，為電容電壓d軸基波正序分量的拉氏變換，Ucd(s)為d軸電容電壓Ucd的拉氏變換，此計算過程為解耦雙同步鎖相環固有特性，在鎖相環內部完成。以下是本發明所提方法的一個實施例：本發明以10kW直驅風電LCL型併網變換器為例，系統參數如表1所示：表1併網變換器系統參數參數取值參數取值電網線電壓Ugl380V直流電壓Udc650V電網頻率fg50Hz變換器側濾波電感L13.2mH變壓器變比N380/340濾波電容Cf15μF開關頻率fsw4.8kHz變壓器漏感LT0.85mH採樣頻率fs9.6kHz電容電流反饋係數Kcp18本發明所提供的電網電流環d軸控制框圖如圖3所示：其中為電網電流d軸指令，Gi(s)為電網電流環比例積分控制器，其計算公式為：Gde(s)為控制延時傳遞函數，其計算公式為其中Ts為採樣周期，Kcp為電容電流反饋比例係數，L1為變換器側濾波電感，Cf為濾波電容，LT為變壓器漏感，L'g為經變壓器折算後的電網電感，Ucd(s)為d軸電容電壓，U′gd(s)為經變壓器折算後的d軸電網電壓，I2d(s)為d軸電網電流，Gf(s)為前饋傳遞函數，其計算公式為：根據圖3，可得到不同電網短路比及不同控制方案下併網變換器輸出阻抗波特圖，如圖4所示：其中K1f＝0,K2f＝0為不採用啟動衝擊電流抑制方案，K1f＝0,K2f＝1為電容電壓直接前饋衝擊電流抑制方案，K1f＝1,K2f＝0為本發明所提供的衝擊電流抑制方案，SCR為電網電路比，SCR越小表明電網越弱，sL′g為經變壓器折算後的電網阻抗。PMcross代表弱網下系統的穩定裕度，PMcross＞0代表系統穩定，且PMcross越大，系統弱網下穩定性越好。如圖4所示，弱網下，無衝擊電流抑制方案時，系統有足夠的穩定裕度，PMcross始終為正，但是啟動時會產生嚴重的衝擊電流。採用電容電壓直接前饋衝擊電流抑制方案時，變換器輸出阻抗低頻段幅值增大，說明系統有抑制電網電壓低頻背景諧波的能力。但相位大幅減小，呈現負阻抗的特性，PMcross為負，系統不穩定。並且，電網越弱，PMcross越小，系統的穩定性越差。本發明所提供的衝擊電流抑制方案中，變換器輸出阻抗幅值與相位與不採用衝擊電流抑制方案時相近，PMcross為45°，系統仍然有足夠的穩定裕度。所以，本發明所提供的方案在弱網下有更好的魯棒性。如圖5、圖6、圖7所示為當電網電感為0時，不採用衝擊電流抑制方案、電容電壓直接前饋衝擊電流抑制方案和本發明所提供的衝擊電流抑制方案，併網變換器整流啟動的仿真結果。圖5中，不採用衝擊電流抑制方案時，啟動時，電網電流峰值達到40A(超調167％)。顯然，這樣的衝擊電流會引起保護動作，繼而產生嚴重的機械應力，損害開關器件。當加入衝擊電流抑制方案後，如圖6和圖7所示，在經過短暫的調節過程後，併網電流無顯著超調地收斂至穩態，電流尖峰得到了有效抑制。如圖8和圖9所示為當電網短路比SCR＝2時，採用電容電壓直接前饋衝擊電流抑制方案和本發明所提供的衝擊電流抑制方案，併網變換器整流啟動仿真結果。弱網下，電容電壓直接前饋沒有足夠的穩定裕度，電網電流波形存在大量諧波，嚴重畸變。而本發明所提供的衝擊電流抑制方案對系統的穩定性影響極小，併網電流具有良好的波形質量。本領域的技術人員容易理解，以上所述僅為本發明的較佳實施例而已，並不用以限制本發明，凡在本發明的精神和原則之內所作的任何修改、等同替換和改進等，均應包含在本發明的保護範圍之內。當前第1頁1&nbsp2&nbsp3&nbsp