改變切換頻率時dc－dc轉換器的輸出功率控制、的製作方法
2024-01-21 22:22:15
專利名稱：改變切換頻率時dc－dc轉換器的輸出功率控制、的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種電流模式PWM控制電路(控制器)，該電路可用於實現一種靜態DC-DC轉換器並能夠把輸出功率保持為一個基本恆定的值，而與切換頻率無關。
DC-DC靜態轉換器廣泛用於供電、啟動系統、顯示、信號處理系統等。
靜態DC-DC轉換器基於眾所周知的基本電路結構或構造，結構或構造經常被交替地相互使用，例如所謂的「回掃」結構，其中一個變壓器的初級繞組由一個電源開關驅動、受一個PWM系統控制、以例如由一個鋸齒形波局部振蕩器建立的頻率切換，該鋸齒形波局部振蕩器的固有頻率在把一個外部RC網絡連接到控制器的集成電路上時可以固定。該切換頻率就其設計額定值而論可以修改，否則由一個系統的時鐘信號或任何等效同步信號調節。在所謂的「增壓」結構中，是一個類似被驅動的能量存儲電感器。
如眾所周知的那樣，靜態轉換器可以在所謂的非連續電流模式(DCM)中或連續電流模式(CCM)中運行。在前一種(DCM)模式中，每個周期先使電感器的或變壓器初級繞組的電流從零開始，因為在前一個相位期間已經使電感完全放電。與此不同，在CCM模式中，在每個周期開始時通過初級繞組或電感器的電流從一個與零不同的值開始。DCM模式的特徵在於三角形波狀的電流流經電源開關，而CCM模式的特徵在於梯形波狀的電流流經電源開關。
重要的是各個電流模式控制電路在控制輸出電流值方面是有效的，以便防止在過載情況下的損壞。
一般採用的方法包括，當在檢測電阻器上超過一定的電壓閾值時，使用串聯連接到電源開關的該專用檢測電阻器上存在的信號，啟動一個電流限制循環。
這種控制類型通常稱之為峰值電流類型，還知道在這些峰值電流控制系統中，轉換器的輸出功率隨切換頻率的增大而增大。在DCM模式中，可以輸出的功率增大基本上正比於切換頻率，而在CCM模式中，輸出頻率的這樣一種增大作為切換頻率的函數較不明顯(非線性關係)。
控制器在市場上已經很長時間了，因為他們構成大多數電流模式PWM系統裝置的集成部分並且經常他們還包括電源切換裝置。這些集成裝置顯而易見是多用途的，帽被設計成用於不同的用途，允許通過在一個外部電路中簡單地連接該裝置，實現供電和不同結構的轉換器，該外部電路包括可連接到各個針上的元件。經常，這些集成裝置產生於一個標準部件內，例如象DIP16和SO16W，兩者都有16針。
在這些商品裝置中我們可以列舉由SGS-THOMSON MICROELECTRONICS製造的L4990；由SGS-THOMSON MICROELECTRONICS、TEXAS INTRUMENTS、MOTOROLA、SAMSUNG、UNITRODE等製造的UC3842A/B；由LINEARTECHNOLOGY製造的LT1241；由UNITRODE製造的UC3801和UC3828。所有這些裝置包括其功能圖和特性的「數據單」都能容易地得到。
一個典型的工業產品是由SGS-THOMSON MICROELECTRONICS製造的L4990，其高電平方塊圖表示在
圖1中。
在許多用途中，切換頻率可以在一個寬廣的頻率範圍內變化，該頻率或者是可編程的，或者藉助於時鐘信號或可以由偏轉電路產生的脈衝同步，如在CRT監視器的情況下。
輸出功率對切換頻率的依賴經常可能是不容許的，特別是對於將會在切換頻率的寬廣範圍內運行的用途。
在這些特定的關鍵用途中，利用了能夠實現功率輸出補償的專用電路，為的是防止當切換頻率增大時輸出功率過分增加。
例如在一種CRT監視器中，從偏轉電路導出的同步脈衝由一個R-C低通濾波器積分，以產生一個正比於該頻率的DC電壓。這一DC信號施加到集成控制器的針上，該集成控制器檢測經過回掃轉換器變壓器初級繞組的電流。這樣，巧妙地「欺騙」控制器，當頻率增大時使之「檢測」到事實上大於實際電流的一個電流。這樣以較低的峰值電流達到最大的電流極限。
儘管如此，這些已知的解決方式還是有缺點a)同步脈衝的幅值和寬度必須已知且是常數，並且必須根據這些參數對補償電路進行必要的微調；b)在控制器的功能電路中補償電路是不能集成的，因為考慮到專門用途的特性，需要實現一個特定的補償電路；c)由電路實現的校正基本上是線性的，而所要求的校正可能並不如此理想；d)補償電路的設計和實現意味著不可忽略的成本。
本發明的主要目的在於，提供一種方法和相關的補償電路，當切換頻率改變時能夠保證轉換器輸出相對恆定的功率，能夠比較簡單地實現，並且與調節切換頻率的最終同步信號的特性無關。
本發明的另一個目的在於，在一種集成的多用途控制器中實現這些重要的功能。
通過本發明的用來控制轉換器輸出功率的方法，實現了通過隨後的描述將更為明顯的這些和其他優點，該方法包括如下步驟a)檢測由發生一個DC信號的局部振蕩器產生的信號，DC信號的幅值與頻率成反比；b)選擇性地把控制器誤差放大器的輸出功率箝位到正比於這一DC信號幅值的一個電壓，或者通過一個恆定電壓與所述DC信號之間的電壓差和通過採用相關的執行電路，來偏移在電流檢測電阻器上存在的信號。
圖1是一個典型PWM控制器的高電平框圖。
圖2是用於一種回掃DC-DC轉換器的電流模式控制電路的功能示意圖。
圖3是部分示意圖，表示圖1裝置的鋸齒形波局部振蕩器的振蕩頻率的同步。
圖4a、4b、4c和4d表示鋸齒形波局部振蕩器在有同步和沒有同步時產生的信號、和在圖1裝置的輸出針上存在的信號的波形。
圖5表明一個等效輸出電壓的狀態。
圖6表示輸入功率與輸入等效電壓之間的關係。
圖7表示在變壓器回掃初級繞組上的峰值電流隨輸入功率而變的趨勢。
圖8是電氣示意圖，表示集成在圖1所示控制器中的本發明的補償電路的一個實施例。
圖9表示由鋸齒形波局部振蕩器產生的峰值電壓隨同步信號頻率而變的趨勢。
圖10a、10b、10c、10d、10e和10f表示本發明的補償電路對K參數不同值所進行的校正。
圖11表示理論的與實際本發明電路的校正規律跟隨電路參數最優化的趨勢的比較。
圖12是部分電氣示意圖，說明在集成控制器裝置外部的本發明電路的一個選擇性實施例。
為了更好地理解與DC-DC轉換器中實現輸出功率控制有關的問題，可以分析其功能示意圖表示在圖2中的回掃轉換器的性能。
假定使用先有技術的集成控制器，如圖1的裝置L4990，在圖3中表示通過施加到相關針上的同步信號(sync)同步的、鋸齒形波局部振蕩器的功能示意圖。由振蕩器產生的、有和沒有同步信號(sync)的相關鋸齒波形，以及在圖1的集成裝置的輸出針10上產生的信號，分別表示在圖4a、4b、4c和4d中。
例如通過閱讀用途注意「SMPS with L4990 for MULTISYNCMONITORS」，by C.W.Park和G.Gattavari，SGS-THOMSONMICROELECTRONICS，AN89 1/1196，可以識別一種集成PWM控制器的附加基本功能。
在如下分析中所用的符號的意義表示在如下的表1中。
表1符號描述Pin 轉換器的輸入功率Vin 轉換器的DC輸入電壓Vout轉換器的DC輸出電壓f 切換頻率T 切換周期(＝1/f)Lp 變壓器的初級繞組電感n 變壓器的匝數比(初級/次級)TON 電流流經初級繞組的持續時間TFW 通過次級繞組的再循環電流的持續時間lpkp初級繞組峰值電流(通常的)lpkp(DCM) DCM初級繞組峰值電流lpkp(CCM) CCM初級繞組峰值電流Dlp 初級繞組電流紋波VE 等效輸入電壓ZE 初級繞組阻抗PinT在過渡段DCM＜＜CCM處的輸入功率lpkpT 在過渡段DCM＜＜CCM處的初級繞組峰值電流VET 在過渡段DCM＜＜CCM處的等效輸入電壓fT 在過渡段DCM＜＜CCM處的切換頻率Vcs 在L4990的電流檢測(針13，ISEN)上的峰值電壓VCOMP L4990(針6，COMP)的E/A的輸出電壓Vf 一個二極體的直流電壓降Rs 在其上檢測到Vcs的檢測電阻Vo 在L4990的電流檢測(針13，ISEN)上的外部感應偏移VCTL在L4990的PWM比較器的分壓器(×3)上的電壓VCST在過渡段DCM＜＜CCM處電流檢測上的峰值電壓fsync 同步化振蕩器的外部頻率fosc沒同步時的振蕩器頻率k 在過渡頻率DCMCCM與振蕩器固有頻率之間的比Vpeak 振蕩器鋸齒波形的峰值電壓Vclamp 當改變頻率時為得到恆定的Pin所需的箝位電壓Plimp 用「恆定功率」功能得到的最大輸入功率通過分析如圖2所示的並運行在DCM中的回掃轉換器的運行，初級繞組中的峰值電流與輸入功率的關係表達為Ipkp(DCM)=2PinLpf------(1)]]>而初級繞組中傳導的時間間隔和次級繞組中的再循環時間間隔分別為TON=LpIpkp(DCM)Vin-----(2)]]>TFW=LpIpkp(DCM)nVout-----(3)]]>他們之和小於切換周期T。在CCM與DCM之間(反之亦然)的過渡狀態顯然是TON+TFW=T=1f-----(4)]]>及，通過把式(2)和(3)代入(4)，我們得到功率PinT，這是系統在DCM中可以供給的最大功率(換句話說，是系統可以在CCM中供給的最小功率)PinT=12fLp(Vin1+VinnVout)2-----(5)]]>公式(5)可以重寫為PinT=VE22ZE------(6)]]>通過引入「等效輸入電壓」VE和「初級阻抗」ZE，我們有VE=Vin1+VinnVout;ZE=1fLp---(7)]]>VE的形狀是Vin的函數，表示在圖5中。峰值初級電流在過渡處變成IpkpT=2PinTfLp=1fLpVin1+VinnVout=VEZE----(8)]]>公式(5)，或類似的公式(6)表示，對於一個給定的系統(或f和Lp的已知值)過渡功率取決於輸入電壓。
然後讓我們考慮對應於VE的範圍(VEmin-VEmax)的值PinT的範圍(PinTmin-PinTmax)，VE的範圍又與輸入電壓Vin的範圍有關。
這一關係圖示在圖6中。
同樣能夠定義一個過渡電壓VET，對於一個給定功率Pin，在該過渡電壓VET，系統從DCM切換到CCM，反之亦然VET=2ZEPin------(9)]]>那麼，對於VE＞VET系統將運行在DCM模式中，而對於VE＜VET運行在CCM模式中。顯然，如果PinTmin＜Pin＜PinTmax，則將是VEmin＜VET＜VEmax。
表2表示對於主電壓的典型狀態和相應比值PinTmax/PinTmin的VE可能範圍，其意義將在如下考慮。
表2
在另一方面，對於指定的Pin功率和對於一個給定的輸入電壓(對應於一定的電壓VE)，在運行頻率變化的系統中，能夠定義檢驗過渡區的頻率fT=VE2LpPin-----(10)]]>如此當f＜fT時我們有DCM，而當f＞fT時我們有CCM。顯然，如果fT在運行頻率的變化範圍之外，則對於該Pin和該VE將總是只有一個功能模式。
在CCM中，式(4)總是被驗證，但式(2)和(3)必須按如下重寫TON=LIpVin---(11)---TFW=T-TON=LpIpnVout---(12)]]>峰值電流不是單一地與輸入功率有關，而是也取決於輸入電壓Ipkp(CCM)=PinVinTTON+12Ip-----(13)]]>這一關係還可以寫為Ipkp(CCM)=PinVE+VE2ZE-----(14)]]>通過消除式(14)中的從變量，可以證明，對於給定的功率Pin＞PinTmin，當VE＝VET時峰值電流是最小值，並且因此當VE＝VEmin(就是Vin＝Vinmin)時假定為最大值。圖7總結了包括兩種功能模式的Ipkpr特性。
基於以前的考慮和為了簡單起見，我們將根據如下標準按照其Pinmax把回掃轉換器分類●Pinmax＜PinTmin(VET＜VEmin)DCM系統；●PinTmin＜Pinmax＜PinTmin(VEmin＜VET＜VEmax)MCM系統(混合傳導模式)；●Pinmax＞PinTmax(VET＞VEmax)CCM系統。
根據實現峰值電流控制的所有PWM控制器的功能模式，例如象L4990，在ISEN針上的峰值電壓Vcs與控制電壓(即，誤差放大器E/A的輸出電壓)有關，用下式表示VCOMP＝3·Vcs+2·Vf(15)在ISEN針上的峰值電壓又根據如下關係取決於峰值電流(與運行模式無關)Vcs＝Rs·Ipkp+Vo(16)其中Vo是外部施加在ISEN針上的偏移電壓，例如「斜率補償」或任何類型的校正電壓。
根據本發明的基本方面，由採用電流模式PWM控制器的DC-DC轉換器可以輸出的功率以這樣一種方式被控制當頻率變化時其最大值基本上恆定，與同步脈衝的波形、幅值和持續時間無關，這是通過把一個隨頻率增大的偏移電壓施加到專用於連接一個外部電阻或檢測電流的一個針(稱為ISEN)上，或者通過把控制器誤差放大器的輸出電壓箝位到一個隨頻率減小的電壓來實現的。
雖然本發明的補償電路在可以在控制器的外部實現，但本發明的一個特別優良的實施例在於，把能夠實現這一重要功能的補償電路集成在控制器裝置中。
在幾種商業裝置中，有一個或多個不用的針，可以方便地把這些針來集成本發明的電路，而對現有的控制器布置不作任何改變。這種形式的一個例子是裝置L4990，其中不用針16，於是能被用來實現根據本發明方法的輸出功率控制功能。
如果針不適用，則一種簡單的電路修改足以集成本發明的電路，以象使之被採用或不被採用的方式，甚至可以損失在具體用途中不用的另一種功能，來允許採用本發明的功率控制功能。
本發明一個具體最佳實施例所要求的電路，比在電流檢測節點上引入一個偏移電壓所需的電路簡單，該實施例在於，把控制器的誤差放大器的輸出電壓箝位到一個隨頻率降低的電壓值。
這個最佳實施例表示在圖8中，用較粗的線突出本發明的補償電路。
當然，在集成控制器的外部也可以實現相同的電路。是這種情形中唯一不可用的節點用箝位電晶體Q1的發射極節點表示。然而這樣一種連接可以通過簡單地在集成裝置的針6(Comp)與外部電晶體Q1的發射極之間連接兩個外部二極體來產生。
具有頻率為fsync∈(fmin，fmax)外部信號的振蕩器的同步意味著第一，以稍低於fmin(一般約為10-20％)的頻率fosc設置這一外部信號，第二，產生的鋸齒波形的幅值隨fsync的增大而減小。幅值的這種減小是由於Vpeak單獨地減小，因為底部值保持不變。通過忽略鋸齒波形下降時間，如下表達式保持為真Vpeak=5-2(2-foscfsync)-----(39)]]>其特性表示在圖9中。
通過一個峰值檢測電路(基本上是二極體和一個電容器，適當地緩衝以避免影響振蕩器)得到的這一電壓獨立於同步脈衝的諸參數，並且可以用作用於E/A輸出的，即在集成實施例的考慮情形中VCLT電壓的，箝位電壓值。
可用針16在這種情形中用來連接峰值檢測器電路的外部電容器，因為需要一個以集成形式不能實現的在1μF量級的電容。而且外部電容器的使用使布置電路變為可能。
通過該電路必須達到兩種狀態1)所進行的校正應該接近理想的校正；2)當控制器的振蕩器不被同步時，補償電路不應該幹擾轉換器的運行，即在用途不需要控制輸出峰值功率的情形下，應該使箝位無效。
不同步振蕩器的峰值電壓值在所考慮的例子中是3V，可以容易地實現式(17)和(18)所示的第二狀態。第一狀態仍需驗證。
根據式(1)、(14)、(16)(其中Vo設置為0)和(17)，可以用下面給出的式子導出對於值Pinmax把輸入功率保持為恆定所需的箝位電壓
其中來自式(10)的fT由下式給出fT=VE22LpPinmax-----(41)]]>式(40)表示理想的校正規律。該公式表示當fsync＜fT時，與VE無關並因此與輸入電壓無關，即在DCM操作中；而當fsync＞fT時取決VE，即在CCM操作中。fT，即理想校正規律改變其表達式的頻，也取決於VE。與此不同公式(39)給出的理論規律具有唯一的表達式並且僅取決於比值fosc/ fsync。
為了把式(39)與(40)相比較並估計彼此的相對偏差，可以把公式(40)重寫為更為方便的形式。第一，我們把(41)移項解出VE，代入公式(40)的第二個公式中，由此得到
讓我們假定選擇初級繞組電感Lp等於Lp=V2Emin2fTPinmax-----(43)]]>這樣，應該理解，我們用過渡頻率fT指最小值，即當VE＝Vemin時得到的頻率。
通過引入由正值代表的參數k，從而使fT＝k·focs(44)可以按如下簡化某些重要的考慮。
把(43)和(44)代入(42)的兩個公式中，得到如下表達式
由於比值fsync/fosc總是大於1，所以如果k＞1就採用兩個公式(45)的第一個。
選擇電阻Rs以實現狀態2)，換句話說當fsynd/fosc＝1時，Vclamp＝3V。在如下公式中表示這一電阻Rs
考慮對於不同的k值所計算的公式(46)，現在將把公式(39)與(45)相比較。
根據公式(44)我們導出k越小系統越趨向於在CCM運行，與此不同，較大的k值表示向DCM轉移。從實際的觀點來看，k的最高值受fmax/fosc的限制(的確，從這個值向前運行總是不連續的，並且從此理想的校正規律不再變化)。就較低的k值而論，考慮極小的k值沒有多大意義，因為對於k--＞0(即，越來越向CCM運動)，初級電流趨向於成為矩形渡，並且因此Pinmax趨向於成為與頻率無關。
已經發現0.1是一個適當的值，而對於fmax/fosc，可以假定一個實際值等於5。
圖10a、10b、…10f中所示的曲線圖，對於參數k的不同值，用校正和未校正的式(39)比較了公式(39)和(45)的特性，以及在最大功率有效時得到的Plim與希望的一個Pinmax之比值。
通過檢查圖10a至10f的特性曲線，可以觀察到當系統是「完全的」CCM(k≤0.2)時，校正是明顯的，把高頻功率輸出限制到遠低於希望值。然而，在這些情況下，即使沒有校正，功率隨頻率的增大也仍然被容納(＜15％)，並且由此這些系統在實際中不需要任何校正。
對於系統「中間的」CCM(k＞＞0.5)遇到的最關鍵的情形是系統的確需要校正，儘管這仍然太嚴重(＞＞30％)。
對於k＞＞1觀察到一個較可接受的特性校正完成降低成小於20％，並且可以容許在低頻處功率稍大於希望功率，以便在高頻處基本上得到所要求的功率。
隨著系統越來越接近於DCM運行模式，對於k＞＞2的值，校正系統運行在理想情形，因此校正幾乎是完美的(＜4％)，並且即使對於其中功率隨頻率的增大保持小於15％的「完全的」DCM系統，校正也保持良好。
總之，設計具有參數k≥1的系統是合理的，以便充分利用本發明補償電路所提供的最大輸出功率控制。
參照圖8實施例的電路示意圖，由比較器-緩衝器(B)、二極體(D)和1μF電容器(C)形成的組表示峰值檢測器，而47kW電阻器(R)允許當同步頻率增大時電容器(C)的放電。
時間常數的值應該大於1/fosc，儘管這不關鍵，因此在大多數情形下圖中所示的值可以是滿意的，特別是在監視器所用的監視器同步頻率的範圍內(一般為25-100kHz)。
PNP電晶體(Q)把E/A的輸出電壓箝位到高於電容器C電壓的Vbe，恢復在檢測電路二極體D上的壓降。
集成的實現只要求一個針用於連接外部電容器C。
當不需要時，可以通過把針16連接到基準電壓Vref，即針4上，使該功能無效。
最後，仍需驗證的是該電路是否能完成由公式(39)在理論上確定的校正規律。
在圖8的電路上所進行的試驗結果、以及理論值表示在表3中，並在圖11的曲線圖中表明。
表3理論的實際的差值％1 3.000 2.959 -1.371.5 2.480 2.500 0.812 2.172 2.207 1.612.5 1.969 1.983 0.713 1.825 1.812 -0.71
3.5 1.719 1.676 -2.504 1.636 1.565 -4.344.5 1.571 1.479 -5.865 1.518 1.410 -7.11仍能容納可用如下最佳擬合曲線Vpeak(1.717-0.334logfsyncfasc)2-----(47)]]>解析地表示的、在理論與實際特性之間的偏移。在高頻處，能觀察到稍大於理論確定值的校正，這在DCM(k＞1)特性佔優勢的系統中是有益的。
真實的特性不符合時間TOFF的效果，時間TOFF在二極體和所用PNP的特性理想表示中是被忽略的，並且通過元件的不同選擇能稍微向大值偏移，由此提高與理論模型的對應性。
本發明電路的一個可選擇實施例表示在圖12中。
為了簡化說明，電路示意圖在這個實例中用於一個在控制器集成電路外部的實施例，一般由相同的裝置L4990表示。
根據這個可選擇的實施例，通過檢測由作為同步頻率函數的振蕩器產生的鋸齒波形信號，得到DC信號，該DC信號不用來在正比於檢測器電路所產生的DC信號的電壓處，箝位控制器的誤差放大器E/A的輸出電壓，而是把隨轉換器頻率增大的幅值的偏移電壓施加到電流檢測節點(ISEN)(在圖1和8的針13上，專用於外部電流檢測電阻器的連接)上。
根據這個可選擇的實施例，檢測器的DC信號必須通過採用一個緩衝器來逆變，以便改變其對頻率的依賴性。而且，根據以上分析，檢測的(整流的)和逆變的DC信號必須除以三並被適當地偏移，注意公式(15)。這通過運算放大器OP和通過利用一個由R1和R2構成的分壓器來實現，以偏移要施加在ISEN節點(pin)上輸出電壓值，該算放大器OP提供有一個由電阻器ra和rb形成的結果反饋網絡，如圖中所示。
權利要求
1.一種控制靜態轉換器的功率輸出的方法，該靜態轉換器採用一個電流模式PWM控制器，該電流模式PWM控制器包括一個鋸齒波振蕩器，採用在一個基準電壓Vref處的節點與地之間的一個RC組件；一個轉換器輸出電壓的誤差放大器(E/A)，該轉換器輸出電壓稱為預建立電壓；及一個電流控制電路，使用一個功能串聯連接到一個電源開關上的電流檢測電阻器，其特徵在於它包括如下操作a)在所述RC組件的電容器(Cosc)上，檢測所述振蕩器產生的一個鋸齒波信號，所述RC組件產生一個幅值與頻率成反比的DC信號；b)選擇性把所述誤差放大器(E/A)的輸出電壓，箝位到正比於所述DC信號幅值的一個電壓處，或者通過一個對應於恆定電壓與所述DC信號之差的電壓，來偏移所述電流檢測電阻器上存在的信號。
2.一種電流模式PWM控制器，包括一個鋸齒波振蕩器，使用在一個基準電壓Vref處的節點與地之間聯接的一個RC組件；一個輸出電壓的誤差放大器(E/A)，該輸出電壓稱為預建立電壓；及一個電流控制電路，使用一個功能串聯連接到一個電源開關上的電流檢測電阻器；和當改變切換頻率時用來控制輸出功率的裝置，其特徵在於所述裝置包括一個鋸齒波信號檢測電路(B、D、R、C)，該鋸齒波信號產生在所述RC組件的電容器(Cosc)上，所述RC組件產生一個幅值反比於頻率的DC信號；及可選擇地，在一個正比於所述DC信號的電壓值處，所述誤差放大器(E/A)輸出電壓的一個箝位級(Q)；或一個偏置電路(Inv、OP、ra、rb、R1、R2、D3)，通過一個對應於恆定電壓與所述DC信號之差的電壓，來偏移所述電流檢測電阻器上存在的信號。
3.根據權利要求2所述的電流模式PWM控制器，其特徵在於除確定檢測電路時間常數的電容器(C)之外，它是全部集成的，電容器(C)通過一個專用針可從外部連接到集成電路上。
4.根據權利要求2所述的電流模式PWM控制器，其特徵在於所述檢測電路包括一個緩衝放大器(B)，該緩衝放大器(B)功能連接在鋸齒波振蕩器的所述電容器(Cosc)與檢測二極體(D)的陽極之間；以及誤差放大器(E/A)輸出電壓的所述箝位級由一個PNP電晶體(Q)構成，該PNP電晶體(Q)的基極聯接到檢測二極體(D)的陰極，其集電極接地，及發射極聯接到誤差放大器的輸出端，在誤差放大器的輸出接點串聯連接的兩個直接偏置的二極體的電氣下遊。
5.一種用於陰極管掃描電路的電源，該電源受改變同步頻率的影響並且包括一個靜態轉換器DC-DC，該靜態轉換器採用一個電流模式PWM控制器，該電流模式PWM控制器包括一個鋸齒波振蕩器，使用在一個基準電壓處的節點與地之間聯接的一個RC組件；一個轉換器輸出電壓的誤差放大器(E/A)，該轉換器輸出電壓稱為預建立電壓；及一個電流控制電路，採用一個功能串聯連接到轉換器的一個電源開關上的電流檢測電阻器；和當改變同步頻率時用來控制轉換器輸出功率的裝置，其特徵在於所述裝置包括一個鋸齒波信號檢測電路(B、D、R、C)，該鋸齒波信號產生在所述RC組件的電容器(Cosc)上，所述RC組件產生一個幅值反比於頻率的DC信號；及可選擇地，在一個正比於所述DC信號的電壓值處，所述誤差放大器(E/A)輸出電壓的一個箝位級；或一個偏置電路(Inv、OP、ra、rb、R1、R2、D3)，通過一個等效於恆定電壓與所述DC信號之差的電壓，來偏移所述電流檢測電阻器上存在的信號。
全文摘要
當改變切換頻率時,通過檢測發生其幅值反比於頻率的DC信號的局部振蕩器所產生的鋸齒形信號,並通過可選擇地把PWM控制器的誤差放大器的輸出電壓箝位到一個正比於所述DC信號幅值的電壓處、或通過藉助於一個對應於恆定電壓與所述DC信號之差的電壓來偏移電流檢測電阻器上存在的信號,控制採用電流模式PWM控制器的靜態DC－DC轉換器的輸出功率。
文檔編號H02M3/335GK1202067SQ98106330
公開日1998年12月16日 申請日期1998年4月6日 優先權日1997年4月9日
發明者克勞迪奧·艾德拉納, 吉烏塞帕·加塔瓦裡, 莫羅·費格納尼 申請人:Sgs-湯姆斯微電子有限公司