高壓輸電用有源直流濾波器的近似逆系統控制方法及系統的製作方法
2023-08-22 22:54:41
專利名稱：高壓輸電用有源直流濾波器的近似逆系統控制方法及系統的製作方法
技術領域：
本發明屬於高壓直流輸電系統有源直流濾波器技術領域。
背景技術：
高壓直流(High Voltage Direct Current，HVDC)系統直流側主要有12n次特徵諧波電流。這些諧波電流對鄰近的通信線路將產生嚴重的幹擾。HVDC系統一般採用無源濾波器(Passive filter，PF)或基於有源直流濾波器(Active DC filter，ADF)的混合濾波裝置進行諧波抑制。根據文獻檢索，在現有的有源直流濾波器控制方案中，普遍以傳輸線上的諧波電流作為檢測信號，構成簡單的閉環控制。控制器一般設計為梳狀濾波器(Comb filter)或帶阻濾波器組(Notch filters)。物理結構如圖1。
控制系統從傳輸線上檢測諧波電流，與目標零值比較，並把此誤差作為控制器輸入，產生相應的開關信號，開關信號控制電壓型的逆變器從而產生補償電流，此時，控制系統的最終目標是維持傳輸線上的諧波電流為零。
根據廠方的實際運行報導，梳狀濾波器由於長的積分時間而導致系統響應慢，帶阻濾波器組則容易受到頻率偏差及線上諧波變化的影響，控制系統穩定裕量低，魯棒性不理想。
在這種閉環控制系統中，反饋信號檢測傳輸線諧波電流，同時也是控制目標。控制系統的目標是實現傳輸線諧波電流為零，在理論上或仿真中是可以實現的。在PSCAD平臺上仿真HVDC系統及基於上述控制方案的有源直流濾波器，結果列於表1。
表1 仿真結果
但是，在工程實踐中，參考信號不能選取為零，必須選取一個較小值，才能保證系統的正常運行，這就決定了這種閉環控制系統必然存在一定的補償誤差。同時，當反饋信號減小到一定值時，容易受到系統幹擾或噪聲的影響，尤其是換流站中強的電磁幹擾。從噪聲中提取弱信號給電流傳感器的精度以及控制算法提出了很高的要求。在實驗室樣機採用上述方案進行實驗時，發現由於無源濾波器已經濾除了大部分諧波，因此傳輸線上諧波含量較低。控制器的性能和補償精度受到電流傳感器的精度限制以及周圍環境電磁幹擾的影響，濾波效果差，甚至惡化了諧波情況。
發明內容
本發明的目的在於提供一種系統響應速度快的高壓輸電用有源直流濾波器的近似逆系統控制方法及系統。
為了提高系統響應速度，克服電流傳感器噪聲汙染及電磁幹擾的問題，以及解決弱信號提取問題，本發明從跟蹤控制角度出發，選取諧波源電流即整流站電流作為檢測對象，把產生的補償電流即濾波支路電流作為反饋信號。在控制器的實現中，採用多個帶通濾波器和相應的移相電路組成濾波器組去近似被控對象的逆系統，從而實現補償電流對諧波電流的無偏差跟蹤。
本發明所述的方法的特徵在於它是一種在基於近似逆系統的數位訊號處理器DSP控制下，以諧波源電流即整流站電流作檢測信號，把混合濾波裝置產生的補償電流即濾波支路電流作反饋信號，以諧波源電流和補償電流作為DSP控制信號的控制方法，所述近似逆系統是由圖5中相應於各次諧波源電流的多個帶通濾波器和移相電路實現的，所述的無差跟蹤控制方法依次含有以下步驟(1)諧波源電流Ih和補償電流Ipf各自經電流互感器輸入到數位訊號處理器DSP；(2)數位訊號處理器DSP分別對諧波源電流和補償電流進行模數轉換；(3)數位訊號處理器DSP再對模數轉換得到的諧波源電流進行帶通濾波和移相運算，得到各次諧波源電流，並求出它們的和，即總諧波電流Ih*；(4)數位訊號處理器DSP求出步驟(2)模數轉換後的諧波源電流與補償電流之差；(5)數位訊號處理器DSP對步驟(4)得到的差進行PI運算，得到誤差調整值；(6)數位訊號處理器DSP求出步驟(5)得到的誤差調整值與步驟(3)得到的總諧波電流Ih*之和Is，再送入由有源和無源濾波器依次串聯組成的混合濾波裝置進行濾波；(7)A/D清零，重複步驟(1)～(6)。
本發明所述的系統的特徵在於，它含有基於DSP實現的近似逆系統控制控制器；脈衝脈寬調製電路PWM，它的輸入端與DSP控制器的輸出端相連；混合濾波支路它由有源直流濾波器和無源濾波器相串聯而成，它的輸入端與PWM的輸出端相連，而它的輸出端與數位訊號處理器DSP的輸入端相連。
實驗證明本發明所述的的方法提高了系統抗幹擾能力，對諧波含量最高的12次和24次諧波抑制效果明顯。
圖1.現有的HVDC的濾波裝置。1-換流橋；2-平波電抗；3-電流傳感器；4-無源濾波器；5-基於梳狀濾波器或帶阻濾波器的控制器；6-PWM調製；7-輔助電源；8-逆變器；9-耦合變壓器；10-傳輸線路，K1，K2-旁路開關，圖2.本發明所述的HVDC的濾波裝置。1-換流橋；2-平波電抗；3-電流傳感器；4-無源濾波器；11-基於DSP實現的近似逆系統控制器；6-PWM調製；7-輔助電源；8-逆變器；9-耦合變壓器；10-傳輸線路，K1，K2-旁路開關圖3.本發明所述方法的程序流程圖。
圖4.DSP流程圖子程序框圖。
圖5.構造近似逆系統的濾波器組原理方框圖。Hn帶通濾波器，Kn比例放大器，Tn移相器，n＝1，2，3，4圖6.利用本發明得到的實驗波形。
具體實施例方式
本發明以整流站處電流作為參考信號，以濾波支路電流作為反饋信號。物理結構如圖2。
選取諧波源電流即整流站電流作為檢測對象，把產生的補償電流即混合濾波支路電流作為反饋信號。濾波裝置的目標是實現Ipf＝-Ih從而保證Il＝01)仿真在PSCAD軟體平臺上搭建了HVDC系統，採用如圖2所示的拓撲。HVDC系統單極運行，採用標準的12脈波整流橋，額定容量30kVA，額定電壓+800V。雙調諧濾波器(12次/24次)和有源直流濾波器構成混合濾波裝置。負載採用75歐姆與30mh電感串聯的感性負載(注實際HVDC系統中，長距離的傳輸線表現為一個大電感值，約在1H/km左右。受限於小系統容量及為突顯ADF濾波效果，故選取為較小的負載阻抗)。
反饋通道的控制器採用簡單的PI控制。
前饋通道的控制器採用圖5所示的濾波器組近似被控對象的逆系統。
系統濾波效果優良，表2列出各次諧波的補償效果。η＝1-Iln/Ihn％。
表2 仿真結果
2)實驗在仿真的基礎上，進一步搭建了相同拓撲相同容量的HVDC實驗系統和有源直流濾波器樣機。
其中，有源直流濾波器主電路採用兩塊PM75DSA120 IGBT智能模塊(IPM)組成單相逆變電路。PM75DSA120額定參數為1200V，75A，開關頻率上限為20kHz，實際有效工作效率在10kHz左右。
諧波檢測採用LEM公司的電流傳感器LTS6-NP，檢測精度為0.1％。
數字控制器採用TI公司的TMS320C32DSP。根據圖5的原理框圖，實現了全數字的數字濾波器組，它的子程序的流程圖如圖4，其中，帶通濾波器採用2階的IIR濾波器，Hn(z)=a4Z4+a2Z2+a0Z4+b3Z3+b2Z2+b1Z+b0,]]>比例係數Kn，移相環節Tn採用延遲相應點數實現。
PWM調製由SG3524硬體電路實現，載波頻率為12kHz。
首先，進行了單獨採用雙調諧濾波器的實驗。其次，進行了有源濾波器的實驗。實驗結果對比如表3所列。
表3 濾波效果對比
使用Tektronix公司的THS720P示波器記錄了20ms的實驗波形，如圖6。
圖6中，橫軸為時間t(ms)，縱軸為電流值，(LEM電流傳感器的特性以電壓信號大小顯示被測電流大小)。通道1為前端整流站處電流Ih波形，通道2為後端經濾波後負載上電流Il波形。
根據疊加定理，混合濾波器的作用等效於無源濾波器的和有源直流濾波器的共同作用。從表3的實驗數據可以看出，無源濾波器獨立工作時，已經濾除了大部分的諧波，傳輸線上的諧波電流絕對值已經較小。實際系統中，傳輸線上的諧波電流分量相對直流分量要小得多。而且HVDC換流站本身就是強的電磁幹擾源，因此，採用傳統方案時，弱信號提取問題必然需要高電壓高精度的電流傳感器，這不僅會大大增加工程造價，而且對控制器的精度也帶來嚴重的影響。
在實際系統中，還需要注意的是，在PWM調製技術下，逆變器8中的絕緣柵雙極型電晶體IGBT開關頻率與高次諧波頻率之間的矛盾是主要制約因素。大量的實驗驗證，因為PWM頻率調製比的不足，12kHz的載波對2.4kHz以上諧波調製效果不佳。因此，2.4kHz以上諧波的補償效果必然不理想。
表3的實驗數據表明，由於改變了諧波測取點，本文方案可以避開弱信號提取問題，相應地提高了系統抗幹擾能力。有源直流濾波器有效地提高了無源濾波器的濾波效果。對諧波含量最高的12次和24次諧波濾波效果明顯，與仿真結果吻合。雖然對48次諧波濾波效果不理想，這是因為現有IGBT開關頻率的限制，而不是控制方法的問題。仿真中可以實現各次特徵諧波的理想抑制。在實際HVDC系統中，傳輸線的大電感作用在很大程度上會限制以上高次諧波電流的幅值。
此外，在實際HVDC系統中，還存在少量的非特徵次諧波，主要是由系統不平衡引起的6次諧波。本發明可以方便地逆系統控制器中加入針對6次諧波的濾波器組。但這樣會增加有源濾波器的容量。
本發明採用基於濾波器組的近似逆系統方法實現方便。仿真和樣機實驗驗證，可以實現良好的跟蹤性能，系統穩定，可靠性高。與其它方案相比，由於諧波檢測信號都是來自強的諧波信號，避免了弱信號提取問題，所以系統對電流傳感器精度及抗噪聲能力要求不高。
權利要求
1.高壓輸電用有源直流濾波器的近似逆系統控制方法，採用基於有源直流濾波器的混合濾波器進行諧波抑制的方法，其特徵在於它是一種在基於近似逆系統的數位訊號處理器DSP控制下，以諧波源電流即整流站電流作檢測信號，把混合濾波裝置產生的補償電流即濾波支路電流作反饋信號，以諧波源電流和補償電流作為DSP控制信號的控制方法，所述近似逆系統是由相應於各次諧波源電流的多個帶通濾波器和移相電路實現的，所述的無差跟蹤控制方法依次含有以下步驟(1)諧波源電流Ih和補償電流Ipf各自經電流互感器輸入到數位訊號處理器DSP；(2)數位訊號處理器DSP分別對諧波源電流和補償電流進行模數轉換；(3)數位訊號處理器DSP再對模數轉換得到的諧波源電流進行帶通濾波和移相運算，得到各次諧波源電流，並求出它們的和，即總諧波電流Ih*；(4)數位訊號處理器DSP求出步驟(2)模數轉換後的諧波源電流與補償電流之差；(5)數位訊號處理器DSP對步驟(4)得到的差進行PI運算，得到誤差調整值；(6)數位訊號處理器DSP求出步驟(5)得到的誤差調整值與步驟(3)得到的總諧波電流Ih*之和Is，再送入由有源和無源濾波器依次串聯組成的混合濾波裝置進行濾波；(7)A/D清零，重複步驟(1)～(6)。
2.高壓輸電用有源直流濾波器的近似逆系統控制系統，含有基於有源直流濾波器的混合濾波支路具有特徵在於，它含有基於DSP實現的近似逆系統控制控制器；脈衝脈寬調製電路PWM，它的輸入端與DSP控制器的輸出端相連；混合濾波支路它由有源直流濾波器和無源濾波器相串聯而成，它的輸入端與PWM的輸出端相連，而它的輸出端與數位訊號處理器DSP的輸入端相連。
全文摘要
高壓輸電用有源直流濾波器的近似逆系統控制方法及系統屬於高壓直流輸電技術領域，其特徵在於它是一種在基於近似逆系統的數位訊號處理器DSP控制下，以諧波源電流作為檢測信號，把濾波裝置產生的補償電流作為反饋信號，以上述兩個電流作為DSP控制信號的無差跟蹤方法，所述的近似逆系統是由相應於各次諧波源電流的多個帶通濾波器和移相電路實現的。它具有系統響應速度快，對12次、24次和36次主要諧波源電流抑制效果好，避免了弱信號提取等優點。
文檔編號H02J1/02GK1545182SQ20031011539
公開日2004年11月10日 申請日期2003年11月21日 優先權日2003年11月21日
發明者趙東元, 陳建業, 王贊基, 於歆傑, 蘇玲 申請人:清華大學