一種微電流、電流反饋的斬波調製儀表放大器的製造方法
2024-03-06 22:47:15 2
一種微電流、電流反饋的斬波調製儀表放大器的製造方法
【專利摘要】本發明屬於放大器【技術領域】，具體為一種工作在微靜態電流下的電流反饋斬波調製儀表放大器。該放大器由隔直電容、電流反饋斬波放大器、N位失配補償電容陣列、紋波消除電路、偏置電路和時鐘分頻電路組成。其具有交流耦合、高輸入阻抗、超低失調電壓、低噪聲、高共模抑制比、高電源抑制比以及微功耗等特點；電路尤其適用於採用乾電極的穿戴式健康監護系統生物電勢採集電路，可以軌到軌的消除電極間的半電勢失調。本發明的一個實施案例的仿真結果表明，儀表放大器共模抑制比大於120dB，等效輸入阻抗大於500M歐姆，噪聲能效因子NEF=4.5。
【專利說明】-種微電流、電流反饋的斬波調製儀表放大器
【技術領域】
[0001] 本發明屬於放大器【技術領域】，具體涉及對微弱信號進行準確測量的儀表放大器。
【背景技術】
[0002] 儀表放大器是一種能夠精確放大兩個輸入埠間的電壓差值(輸入差分信號)，同 時抑制輸入埠共模信號的放大器，具有高輸入阻抗、高共模抑制比、高電源抑制比、低失 調、低失調漂移、低噪聲等特點。它可用於測量生物電信號，例如腦電信號、心電信號和肌 電號等。
[0003] 穿戴式健康監護系統需要實現在不影響人們日常生活的前提下採集人體的生理 參數，其需要滿足便攜性、長期性和兼容性的要求。生物電極是測量生物電信號不可或缺的 元件，為了提高舒適度，乾電極和非接觸電極被廣泛應用於穿戴式健康監護系統中。乾電 極電路模型中存在半電池電勢，並且不同電極之間的半電池電勢是不同的，因此兩個電極 之間存在差分直流失調電壓，即電極失調電壓，乾電極的電極失調電壓最大可達到數百毫 伏。電極失調的消除主要通過失調反饋迴路或者電容隔直來實現的：失調反饋迴路難以消 除100毫伏以上的電極失調，且會大大增加功耗開銷，不適用於大電極失調的乾電極場合； 電容隔直採用的輸入電容一般情況下會降低電路輸入阻抗並且輸入電容的失配會直接降 低電路的CMRR。
[0004] 電生理信號中腦電信號的典型幅度僅為20 /Jr?100 這要求儀表放大器在微 功耗的同時還必須具有很低的等效輸入噪聲和等效輸入失調電壓。斬波調製技術可以大幅 降低儀表放大器的閃爍噪聲（Ι/f噪聲）以及失調電壓。
【發明內容】
[0005] 本發明的主要目的是提供一種可工作在微靜態電流下的電流反饋斬波調製儀表 放大器，使其具有交流耦合、高輸入阻抗、超低失調電壓、低噪聲、高共模抑制比、高電源抑 制比以及微功耗等特點。
[0006] 為了達到上述目的，本發明的技術方案是：一種工作在微靜態電流下的電流反饋 斬波調製儀表放大器，如圖1所示，由隔直電容1、電流反饋斬波放大器2、N位失配補償電 容陣列3、紋波消除電路4、偏置電路5和時鐘分頻電路6組成；隔直電容1包括第一電容 Cinl和第二電容Cin2 ;其中； 模擬輸入信號Vin+和Vin-分別與第一電容Cinl和第二電容Cin2的一端相連；第一 電容Cinl的另一端分別與電流反饋斬波放大器2的輸入端Vinp和N位失配電容補償陣列 3的V+相連；第二電容Cin2的另一端分別與電流反饋斬波放大器2的輸入端Vinn和N位 失配電容補償陣列3的V-相連； 所述電流反饋斬波放大器2的共模輸入端Vref、偏置電壓輸入端Vbp、偏置電壓輸入端 Vbn分別和偏置電路5的共模輸出端Vref、偏置電壓輸出端Vbp、偏置電壓輸出端Vbn相連； 其時鐘信號輸入端f；h和1^分別和時鐘分頻電路6的輸出端i;h和1^相連；其反饋電流輸 入端RRL_inp和RRL_inn分別與紋波消除電路4的輸出端I_op和I_on相連；其同相電壓 信號輸出端Vop與所述紋波消除電路4的輸入端Vinp相連，並從儀表放大器輸出端Voutp 輸出放大結果；其反相電壓信號輸出端Von與所述紋波消除電路4的輸入端Vinn相連，並 從儀表放大器輸出端Voutn輸出放大結果； 外部輸入數位訊號VC〈N: 1>與N位失配電容補償陣列3的VCP〈N: 1>輸入端相連，用於 選擇補償電容的容值。
[0007] 本發明中，電流反饋斬波放大器2電路如圖2所示，由16個MOS管、3個MOS開關 斬波調製器2. 1、2. 2、2. 3,以及6個電容、4個偏置電阻和一個共模反饋模塊2. 4組成；其 中： PMOS管Ml的漏極、PMOS管M2的源極、PMOS管M3的源極共點；PMOS管M2的漏極、NMOS 管M4的漏極、PMOS管M9的漏極、NMOS管Mll的漏極、所述輸入端RRL_inn、第二MOS開關 斬波調製器2. 2的一個輸入端共點；PMOS管M3的漏極、NMOS管M5的漏極、PMOS管M8的漏 極、NMOS管MlO的漏極、所述輸入端RRL_inp、第二MOS開關斬波調製器2. 2的另一個輸入 端共點；NMOS管M4的源極、NMOS管M5的源極、NMOS管M6的漏極共點；PMOS管M7的漏極、 PMOS管M8的源極、PMOS管M9的源極共點；NMOS管MlO的源極、NMOS管Mll的源極、NMOS 管M12的漏極共點；NMOS管M6的柵極、NMOS管M12的柵極與偏置電壓輸入端Vbn相連； PMOS管M13的柵極、PMOS管M15的柵極與偏置電壓輸入端Vbp相連；PMOS管M13的漏極、電 容Ccl的一端、NMOS管M14的漏端、共模反饋模塊2. 4的反相輸入端、第三MOS開關斬波調 制器2. 3的一個輸入端與所述輸出端Von相連；PMOS管M15的漏極、電容Cc2的一端、NMOS 管M16的漏端、共模反饋模塊2. 4的同相輸入端、第三MOS開關斬波調製器2. 3的另一個輸 入端與所述輸出端Vop相連；NMOS管M14的柵極、電容Ccl的另一端、第二MOS開關斬波調 制器2. 2的一個輸出端共點；NMOS管M16的柵極、電容Cc2的另一端、第二MOS開關斬波調 制器2. 2的另一個輸出端共點；PMOS管M8的柵極、NMOS管MlO的柵極、偏置電阻Rb3的一 端、電容Cll的一端、電容C21的一端共點；PMOS管M9的柵極、NMOS管Mll的柵極、偏置電 阻Rb4的一端、電容C12的一端、電容C22的一端共點；電容C21的另一端和第三MOS開關 斬波調製器2. 3的一個輸出端共點；電容C22的另一端和第三MOS開關斬波調製器2. 3的 另一個輸出端共點；偏置電阻Rbl的一端、第一MOS開關斬波調製器2. 1的一個輸入端和所 述輸入端Vinn相連；偏置電阻Rb2的一端、第一 MOS開關斬波調製器（2. 1)的另一個輸入 端和所述輸入端Vinp相連；PMOS管M2的柵極、NMOS管M4的柵極與第一 MOS開關斬波調 制器2. 1的一個輸出端相連；PMOS管M3的柵極、NMOS管M5的柵極與第一 MOS開關斬波調 制器2. 1的另一個輸出端相連；PMOS管Ml的柵極、PMOS管M7的柵極與共模反饋模塊2. 4 的輸出端相連；偏置電阻Rbl、Rb2、Rb3、Rb4的另一端、電容C11、C12的另一端、共模反饋模 塊2. 4的共模電壓輸入端與所述共模輸入端Vref相連；PMOS管Ml的源極、PMOS管M7的源 極、PMOS管M13的源極、PMOS管M15的源極與所述電源VDD相連；NMOS管M6的源極、NMOS 管M12的源極、NMOS管M14的源極、NMOS管M16的源極與地GND相連；電路中所有MOS開 關斬波調製器2. 1、2. 2、2. 3的兩個時鐘輸入端fdt和!^均分別與所述時鐘信號輸入端 和ξ;相連。
[0008] 本發明中，N位失配補償電容陣列3如圖3所示，由反相器陣列3. 1和PMOS電容陣 列3. 2、3. 3組成，用於抑制由於外接電容失配而引起的共模抑制比的下降。反相器陣列3. 1 共有N個反相器，第i個反相器（i=l，2,……，N)的輸入與所述輸入端VCP〈i>相連，輸出與 VCN〈i>相連；PMOS電容陣列3. 2的所有PMOS管Mli (i=l，2,……，N)柵極均與所述輸出 端V+相連，各PMOS管Mli (i=l，2,……，N)的源極與漏極短接，分別與所述輸入端VCP〈i> 相連；PMOS電容陣列3. 3的所有PMOS管M2i (i=l，2,……，N)柵極均與所述輸出端V-相 連，各PMOS管M2i (i=l，2,……，N)的源極與漏極短接，分別與VCN〈i>相連；所有PMOS管 的襯底都跟電源電壓VDD相連。
[0009] 利用本發明微電流、電流反饋的斬波調製儀表放大器可以實現對腦電、心電、肌電 信號的調理放大，具有以下有益效果： 1、利用本發明，可以完全消除外部百毫伏級別電極失調電壓；此外，失配電容補償陣列 保證了在採用片外電容的同時，儀表放大器依然能夠獲得IOOdB以上的共模抑制比和電源 抑制比。
[0010] 2、利用本發明易於實現極高的輸入阻抗。電流反饋型儀表放大器將輸入信號與反 饋網絡隔離，在加入斬波調製後，輸入阻抗主要與斬波頻率和輸入MOS管寄生電容參數有 關。在低頻放大器的應用中，通過合理地設計輸入管尺寸和斬波頻率，容易獲得極高的輸入 阻抗。
[0011] 3、本發明同時滿足低噪聲和低功耗的特點。在引入電流反饋跨導對的同時，採用 了 CMOS輸入級跨導，CMOS輸入級在相同靜態電流的前提下將輸入跨導近似提高了 2倍，從 而降低等效輸入噪聲。該設計在噪聲性能方面，彌補了電流反饋跨導級引入的額外電流消 耗；全差分結構的電流反饋斬波放大器2採用兩級放大來提供足夠的開環增益，相比較單 級共源共柵的放大結構，該發明結構避免了負載電流鏡對等效輸入噪聲的貢獻。
[0012] 5.本發明採用片上電容實現反饋網絡。微功耗放大器通常採用高輸出阻抗來提高 放大器的增益，在生物電信號的頻率範圍內，片上電容的等效阻抗遠高於等面積的片上電 阻，且具有較好的匹配精度，能滿足微電流放大器的設計要求。
[0013]
【專利附圖】
【附圖說明】 圖1為本發明微電流、電流反饋的斬波調製儀表放大器的體系結構圖。
[0014] 圖2為本發明電流反饋斬波放大器電路的電路圖。
[0015] 圖3為本發明的失配補償電容陣列的電路圖。
[0016]
【具體實施方式】 下面結合附圖對本發明進一步詳細說明。
[0017] 圖1為本發明微電流、電流反饋的斬波調製儀表放大器的體系結構圖，包括隔直 電容1、電流反饋斬波放大器2、N位失配補償電容陣列3、紋波消除電路4、偏置電路5和時 鍾分頻電路6。
[0018] 圖2為本發明電流反饋斬波放大器電路的電路圖。假設圖2中直流偏置電阻Rbl 和Rb2相等，並遠大於本電路的等效輸入阻抗,則可近似為：
【權利要求】
1. 一種工作在微靜態電流下的電流反饋斬波調製儀表放大器，其特徵在於：由隔直電 容（1)、電流反饋斬波放大器（2)、N位失配補償電容陣列（3)、紋波消除電路（4)、偏置電路 (5)和時鐘分頻電路（6)組成；隔直電容（1)包括第一電容Cinl和第二電容Cin2 ;其中； 模擬輸入信號Vin+和Vin-分別與第一電容Cinl和第二電容Cin2的一端相連；第一 電容Cinl的另一端分別與電流反饋斬波放大器（2)的輸入端Vinp和N位失配電容補償陣 列（3)的V+相連；第二電容Cin2的另一端分別與電流反饋斬波放大器（2)的輸入端Vinn 和N位失配電容補償陣列（3)的V-相連； 所述電流反饋斬波放大器（2 )的共模輸入端Vref、偏置電壓輸入端Vbp、偏置電壓輸入 端Vbn分別和偏置電路（5)的共模輸出端Vref、偏置電壓輸出端Vbp、偏置電壓輸出端Vbn 相連；其時鐘信號輸入端f￡h和1^分別和時鐘分頻電路（6)的輸出端fth 相連；其反 饋電流輸入端RRL_inp和RRL_inn分別與紋波消除電路（4)的輸出端Ι_ορ和Ι_οη相連； 其同相電壓信號輸出端Vop與所述紋波消除電路（4)的輸入端Vinp相連，並從儀表放大器 輸出端Voutp輸出放大結果；其反相電壓信號輸出端Von與所述紋波消除電路（4)的輸入 端Vinn相連，並從儀表放大器輸出端Voutn輸出放大結果； 外部輸入數位訊號VC〈N: 1>與N位失配電容補償陣列（3)的VCP〈N: 1>輸入端相連，用 於選擇補償電容的容值。
2. 根據權利要求1所述的工作在微靜態電流下的電流反饋斬波調製儀表放大器，其 特徵在於：電流反饋斬波放大器（2)電路由16個MOS管、3個MOS開關斬波調製器（2. 1， 2. 2,2. 3)、6個電容、4個偏置電阻和一個共模反饋模塊（2. 4)組成；其中： PMOS管Ml的漏極、PMOS管M2的源極、PMOS管M3的源極共點；PMOS管M2的漏極、NMOS管M4的漏極、PMOS管M9的漏極、NMOS管Mll的漏極、所述輸入端RRL_inn、第二MOS開關 斬波調製器（2. 2)的一個輸入端共點；PMOS管M3的漏極、NMOS管M5的漏極、PMOS管M8的 漏極、NMOS管MlO的漏極、所述輸入端RRL_inp、第二MOS開關斬波調製器（2. 2)的另一個 輸入端共點；NMOS管M4的源極、NMOS管M5的源極、NMOS管M6的漏極共點；PMOS管M7的 漏極、PMOS管M8的源極、PMOS管M9的源極共點；NMOS管MlO的源極、NMOS管Mll的源極、 NMOS管M12的漏極共點；NMOS管M6的柵極、NMOS管M12的柵極與偏置電壓輸入端Vbn相 連；PMOS管M13的柵極、PMOS管M15的柵極與偏置電壓輸入端Vbp相連；PMOS管M13的漏 極、電容Ccl的一端、NMOS管M14的漏端、共模反饋模塊（2. 4)的反相輸入端、第三MOS開 關斬波調製器（2. 3)的一個輸入端與所述輸出端Von相連；PMOS管M15的漏極、電容Cc2 的一端、NMOS管M16的漏端、共模反饋模塊（2. 4)的同相輸入端、第三MOS開關斬波調製器 (2. 3)的另一個輸入端與所述輸出端Vop相連；NMOS管M14的柵極、電容Ccl的另一端、第 二MOS開關斬波調製器（2. 2)的一個輸出端共點；NMOS管M16的柵極、電容Cc2的另一端、 第二MOS開關斬波調製器（2. 2)的另一個輸出端共點；PMOS管M8的柵極、NMOS管MlO的柵 極、偏置電阻Rb3的一端、電容Cll的一端、電容C21的一端共點；PMOS管M9的柵極、NMOS 管Mll的柵極、偏置電阻Rb4的一端、電容C12的一端、電容C22的一端共點；電容C21的另 一端和第三MOS開關斬波調製器（2. 3)的一個輸出端共點；電容C22的另一端和第三MOS 開關斬波調製器（2.3)的另一個輸出端共點；偏置電阻Rbl的一端、第一MOS開關斬波調製 器（2. 1)的一個輸入端和所述輸入端Vinn相連；偏置電阻Rb2的一端、第一MOS開關斬波 調製器（2. 1)的另一個輸入端和所述輸入端Vinp相連；PMOS管M2的柵極、NMOS管M4的 柵極與第一MOS開關斬波調製器（2. 1)的一個輸出端相連；PMOS管M3的柵極、NMOS管M5 的柵極與第一MOS開關斬波調製器（2. 1)的另一個輸出端相連；PMOS管Ml的柵極、PMOS 管皿7的柵極與共模反饋模塊（2.4)的輸出端相連；偏置電阻他1、他2、他3、他4的另一端、 電容C11、C12的另一端、共模反饋模塊（2. 4)的共模電壓輸入端與所述共模輸入端Vref相 連；PMOS管Ml的源極、PMOS管M7的源極、PMOS管M13的源極、PMOS管M15的源極與所述 電源VDD相連；NMOS管M6的源極、NMOS管M12的源極、NMOS管M14的源極、NMOS管M16的 源極與地GND相連；電路中所有MOS開關斬波調製器（2. 1、2. 2、2. 3)的兩個時鐘輸入端 和G均分別與所述時鐘信號輸入端匕和G相連。
3.根據權利要求2所述的工作在微靜態電流下的電流反饋斬波調製儀表放大器，其 特徵在於： 所述的N位失配補償電容陣列（3)由反相器陣列（3. 1)和2個PMOS電容陣列（3. 2， 3. 3)組成，用於抑制由於外接電容失配而引起的共模抑制比的下降；反相器陣列（3. 1) 共有N個反相器，第i個反相器的輸入與所述輸入端VCP〈i>相連，輸出與VCN〈i>相連， i=l,2,……，N;第一PMOS電容陣列（3. 2)的所有PMOS管Mli柵極均與所述輸出端V+相 連，i=l，2,……，N，各PMOS管Mli的源極與漏極短接，分別與所述輸入端VCP〈i>相連， i=l,2,……，N;第二PMOS電容陣列（3. 3)的所有PMOS管M2i柵極均與所述輸出端V-相 連，i=l，2,……，N，各PMOS管M2i的源極與漏極短接，分別與VCN〈i>相連，i=l，2,……，N; 所有PMOS管的襯底都跟電源電壓VDD相連。
【文檔編號】H03F1/26GK104320096SQ201410518644
【公開日】2015年1月28日 申請日期:2014年10月4日 優先權日:2014年10月4日
【發明者】柯可人, 秦文輝, 易婷, 洪志良 申請人:復旦大學