一種帶下拉有源鉗位支路的隔離型DC‑DC升壓變換器的製作方法

2024-03-07 02:24:15

技術領域：

本發明屬於電學技術領域，涉及一種隔離型直流-直流(dc-dc)升壓變換器，特別是一種帶下拉有源鉗位支路的隔離型dc-dc升壓變換器。

背景技術：
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傳統的隔離型dc-dc升壓變換器拓撲電路有正激型、反激型、半橋型、全橋型、推挽型五種形式，其中，正激型和反激型電路結構簡單、成本低、容易控制，但存在變壓器單向勵磁，磁芯容易飽和，磁芯利用率低，功率難以做大，難以實現軟開關控制等缺點；半橋型和全橋型電路的變壓器雙向勵磁，磁芯利用率高，功率可以做大，但是存在偏磁問題，而且上下橋臂容易直通，電路控制相對困難、可靠性較低；推挽型電路的變壓器也是雙向勵磁，不存在上下橋臂直通問題，但是依舊存在偏磁問題，而且變壓器需要抽頭、設計困難，不能實現軟開關。近年來出現了一種隔離型dc-dc升壓變換器新電路拓撲，即有源鉗位式反激型電路拓撲，該拓撲電路可以通過諧振實現軟開關，具有電路結構簡單、不存在直通問題、成本低、容易控制等優點，已被應用於太陽能微逆變器的前級電路當中，但是該新型拓撲仍存在單向勵磁，磁芯容易飽和，磁芯利用率低，功率難以做大等問題，而且有源鉗位支路的輔助開關管與主開關管互補導通，輔助開關管導通損耗較大，制約了其進一步普及應用。因此，設計一種帶下拉有源鉗位支路的隔離型直流-直流升壓變換器很有應用開發價值。

技術實現要素：
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本發明的目的在於克服現有技術的缺點，在單端反激型電路拓撲的基礎上，在其變壓器原邊並聯諧振電容，在主開關管漏源兩端並聯下拉有源鉗位支路，在變壓器副邊級聯高頻倍壓電路，並聯的諧振電容與變壓器原邊電感進行諧振，使原電路變成雙向勵磁，提高磁芯利用率，並且提高隔離變換器輸出對輸入的電壓增益；有源鉗位支路的輔助開關管與主開關管的開關周期相同，但輔助開關管每個開關周期只導通一小段時間，導通損耗大大減小，而且主開關管和輔助開關管都能實現軟開關，不存在直通問題；變壓器副邊級聯的高頻倍壓電路使得變壓器副邊繞組輸出的不對稱電壓得到有效利用，使變換器的整體效率提高。

為了實現上述目的，本發明所述帶下拉有源鉗位支路的隔離型dc-dc升壓變換器的主體結構包括輸入電壓、電容、諧振電容、高頻變壓器、主開關管、第一二極體、下拉有源鉗位支路、高頻倍壓電路、等效負載和控制驅動電路；第一二極體為主開關管的反並聯二極體，輸入電壓經過電容濾波後，由主開關管、第一二極體和下拉有源鉗位支路將直流電逆變成高頻交流電，高頻交流電施加在原邊電感的兩端，副邊電感兩端感應出高頻交流電壓，並經高頻倍壓電路後為等效負載供電；輸入電壓為待升壓的直流電壓或者為工頻市電整流濾波後的電壓，電容吸收高頻變壓器原邊電感回饋的能量並起到濾波作用，高頻變壓器由原邊電感、副邊電感和磁芯電連接組成，其中磁芯為帶有氣隙的磁芯，其耦合係數為0.5-0.95，高頻變壓器和諧振電容一起將能量從原邊傳遞到副邊，主開關管、第一二極體和下拉有源鉗位支路用於實現電能逆變，下拉有源鉗位支路由輔助開關管、第二二極體和鉗位電容電連接組成，用於降低主開關管承受的電壓，第二二極體為輔助開關管的反並聯二極體，輔助開關管和主開關管開關頻率相同，輔助開關管和主開關管的導通存在死區，輔助開關管的導通時間較短，損耗較小；第一整流二極體、第二整流二極體、第一濾波電容和第二濾波電容電連接組成高頻倍壓電路，用於對高頻交流電進行整流、濾波，同時為等效負載供電，等效負載為容性負載或感性負載，從第一電壓檢測點處檢測變換器的直流輸出電壓，並將檢測到的直流輸出電壓送至控制驅動電路，從第二電壓檢測點處檢測主開關管漏源極之間的電壓，並將檢測到的電壓送至控制驅動電路，在主開關管當前驅動信號上升沿到來之前，通過檢測主開關管漏源極間的電壓是否為零判斷當前主開關管是否實現零電壓開通；從第三電壓檢測點處檢測鉗位電容兩端的電壓，並將檢測到的電壓送至控制驅動電路，當檢測到鉗位電容兩端的電壓增加時，控制驅動電路將輔助開關管的驅動信號保持為高電平，輔助開關管實現零電壓開通，當鉗位電容兩端的電壓增加時，原邊電感通過第二二極體為鉗位電容充電，第二二極體導通，輔助開關管漏源極之間的電壓為零；控制驅動電路接收到從第一電壓檢測點、第二電壓檢測點和第三電壓檢測點處檢測到的電壓信號後分別輸出主開關管和輔助開關管的控制信號，控制信號經過隔離放大之後驅動主開關管和輔助開關管，用於穩定變換器輸出的直流電壓、主開關管的零電壓開通控制、輔助開關管的零電壓開通控制。

本發明實現帶下拉有源鉗位支路的隔離型dc-dc升壓變換器控制的過程包括以下步驟：

(1)電路上電，單片機程序初始化：先採用脈衝寬度調製(pulsewidthmodulation，pwm)軟啟動，即給定主開關管和輔助開關管初始開關頻率，保持開關頻率不變，導通時間逐漸增加至設定值，變換器輸出電壓達到設定電壓；

(2)當變換器輸出電壓不穩定時，通過脈衝頻率調製(pulsefrequencymodulation，pfm)控制方法控制主開關管和輔助開關管的開關頻率，穩定變換器輸出電壓，從第一電壓檢測點處檢測變換器輸出電壓信號並發送給控制驅動電路，控制驅動電路根據變換器輸出電壓的變化調整電路的開關頻率，若變換器輸出電壓變大，控制驅動電路發出增加主開關管、輔助開關管開關頻率的信號；若變換器輸出電壓減小，控制驅動電路發出減小主開關管、輔助開關管開關頻率的信號，從而穩定變換器輸出電壓；主開關管的零電壓開通通過檢測第二電壓檢測點處開關管開通前其漏源極間的電壓是否為零、通過pwm控制方法控制主開關管的驅動脈衝寬度來實現，在主開關管當前驅動信號上升沿到來之前，從第二電壓檢測點處檢測主開關管漏源極間的電壓，若主開關管漏源極間的電壓不為零，則主開關管沒有實現零電壓開通，控制驅動電路在下一次輸出驅動信號時減小主開關管的驅動脈衝寬度；若主開關管漏源極間的電壓為零，則主開關管實現零電壓開通，控制驅動電路在下一次輸出驅動信號時保持主開關管的驅動脈衝寬度不變；輔助開關管的零電壓開通通過檢測第三電壓檢測點處鉗位電容兩端的電壓是否變化、依靠中斷來實現，當從第三電壓檢測點處檢測到鉗位電容兩端的電壓增量不為零時，進入中斷，控制驅動電路把輔助開關管的驅動信號保持為高電平，輔助開關管實現零電壓開通；當從第三電壓檢測點處檢測到鉗位電容兩端的電壓增量為零時，控制驅動電路將輔助開關管的驅動信號保持為低電平；

(3)判斷變換器是否需要停止工作，若變換器需要停止工作，則停止輸出主開關管和輔助開關管的驅動信號；若變換器不需要停止工作，則重新檢測變換器輸出電壓，重複上述步驟，實現變換器的控制。

本發明與現有技術相比，變壓器能實現雙向勵磁，傳輸功率增加；主開關管和輔助開關管具有相同的開關頻率，不存在直通問題，都能實現軟開關，且輔助開關管每個開關周期只導通一小段時間，導通損耗大大減小；變壓器副邊級聯的高頻倍壓電路使得變壓器副邊繞組輸出的不對稱電壓得到有效利用，使變換器的整體效率提高；變壓器原邊並聯的諧振電容與變壓器原邊電感進行諧振使得變換器輸出/輸入間具有較高的電壓增益，在變壓器匝數比一定的情況下，能通過脈衝頻率調製進一步提高變換器輸出電壓，使輸出電壓具有很寬的調整範圍；其電路結構簡單，成本低，可靠性高，效率高，能通過調整開關頻率提升電路增益，可廣泛用於中小型或微型光伏逆變器的前級電路、中小型ups電源的前級電路、中小型隔離dc-dc升壓變換器、變頻微波爐主電路及無線電能傳輸等電路中。

附圖說明：

圖1是本發明所述帶下拉有源鉗位支路的隔離型dc-dc升壓變換器的電路拓撲原理圖。

圖2是本發明所述帶下拉有源鉗位支路的隔離型dc-dc升壓變換器的控制工藝流程圖。

圖3是本發明所述帶下拉有源鉗位支路的隔離型dc-dc升壓變換器新拓撲的工作波形圖，其中ugs1為主開關管q1的驅動電壓，ugs2為輔助開關管q2的驅動電壓，uds1為主開關管q1漏源極之間的電壓，uds2為輔助開關管q2漏源極之間的電壓，up為諧振電容cr兩端的電壓，ip為原邊電感lp的電流，uc為鉗位電容cc兩端的電壓。

具體實施方式：

下面結合附圖和具體實施例對本發明的技術方案作進一步詳細地說明。

實施例：

本實施例所述帶下拉有源鉗位支路的隔離型dc-dc升壓變換器的主體結構包括輸入電壓ui、電容ci、諧振電容cr、高頻變壓器1、主開關管q1、第一二極體dq1、下拉有源鉗位支路2、高頻倍壓電路3、等效負載z和控制驅動電路4；第一二極體dq1為主開關管q1的反並聯二極體，輸入電壓ui經過電容ci濾波後，由主開關管q1、第一二極體dq1和下拉有源鉗位支路2將直流電逆變成高頻交流電，高頻交流電施加在原邊電感lp的兩端，副邊電感ls兩端感應出高頻交流電壓，並經高頻倍壓電路3後為等效負載z供電；輸入電壓ui為待升壓的直流電壓或者為工頻市電整流濾波後的電壓，電容ci吸收高頻變壓器1原邊電感lp回饋的能量並起到濾波作用，高頻變壓器由原邊電感lp、副邊電感ls和磁芯t電連接組成，其中磁芯t為帶有氣隙的磁芯，其耦合係數為0.5-0.95，高頻變壓器1和諧振電容cr一起將能量從原邊傳遞到副邊，主開關管q1、第一二極體dq1和下拉有源鉗位支路2用於實現電能逆變，下拉有源鉗位支路2由輔助開關管q2、第二二極體dq2和鉗位電容cc電連接組成，用於降低主開關管q1承受的電壓，第二二極體dq2為輔助開關管q2的反並聯二極體，輔助開關管q2和主開關管q1開關頻率相同，輔助開關管q2和主開關管q1的導通存在死區，輔助開關管q2的導通時間較短，損耗較小；第一整流二極體d1、第二整流二極體d2、第一濾波電容c1和第二濾波電容c2電連接組成高頻倍壓電路3，用於對高頻交流電進行整流、濾波，同時為等效負載z供電，等效負載z為容性負載或感性負載，從第一電壓檢測點①處檢測變換器的直流輸出電壓，並將檢測到的直流輸出電壓送至控制驅動電路4，從第二電壓檢測點②處檢測主開關管q1漏源極之間的電壓，並將檢測到的電壓送至控制驅動電路4，在主開關管q1當前驅動信號上升沿到來之前，通過檢測主開關管q1漏源極間的電壓判斷當前主開關管q1是否實現零電壓開通；從第三電壓檢測點③處檢測鉗位電容cc兩端的電壓，並將檢測到的電壓送至控制驅動電路4，當檢測到鉗位電容cc兩端的電壓增加時，控制驅動電路4將輔助開關管q2的驅動信號保持為高電平，輔助開關管q2實現零電壓開通，當鉗位電容cc兩端的電壓增加時，原邊電感lp通過第二二極體dq2為鉗位電容cc充電，第二二極體dq2導通，輔助開關管q2漏源極之間的電壓為零；控制驅動電路4接收到從第一電壓檢測點①、第二電壓檢測點②和第三電壓檢測點③處檢測到的電壓信號後分別輸出主開關管q1和輔助開關管q2的控制信號，控制信號經過隔離放大之後驅動主開關管q1和輔助開關管q2，用於穩定變換器輸出的直流電壓、主開關管q1的零電壓開通控制、輔助開關管q2的零電壓開通控制。

本實施例實現帶下拉有源鉗位支路的隔離型dc-dc升壓變換器控制的過程包括以下步驟：

(1)電路上電，單片機程序初始化：先採用pwm軟啟動，即給定主開關管q1和輔助開關管q2初始開關頻率，保持開關頻率不變，導通時間逐漸增加至設定值，變換器輸出電壓達到設定電壓；

(2)當變換器輸出電壓不穩定時，通過pfm控制方法控制主開關管q1和輔助開關管q2的開關頻率，穩定變換器輸出電壓，從第一電壓檢測點①處檢測變換器輸出電壓信號並發送給控制驅動電路4，控制驅動電路4根據變換器輸出電壓的變化調整電路的開關頻率，若變換器輸出電壓變大，控制驅動電路4發出增加主開關管q1、輔助開關管q2開關頻率的信號；若變換器輸出電壓減小，控制驅動電路4發出減小主開關管q1、輔助開關管q2開關頻率的信號，從而穩定變換器輸出電壓；主開關管q1的零電壓開通通過檢測第二電壓檢測點②處主開關管q1開通前其漏源極間的電壓是否為零、通過pwm控制方法控制主開關管q1的驅動脈衝寬度來實現，在主開關管q1當前驅動信號上升沿到來之前，從第二電壓檢測點②處檢測主開關管q1漏源極間的電壓，若主開關管q1漏源極間的電壓不為零，則主開關管q1沒有實現零電壓開通，控制驅動電路4在下一次輸出驅動信號時減小主開關管q1的驅動脈衝寬度；若主開關管q1漏源極間的電壓為零，則主開關管q1實現零電壓開通，控制驅動電路4在下一次輸出驅動信號時保持主開關管q1的驅動脈衝寬度不變；輔助開關管q2的零電壓開通通過檢測第三電壓檢測點③處鉗位電容cc兩端的電壓是否變化、依靠中斷來實現，當從第三電壓檢測點③處檢測到鉗位電容cc兩端的電壓增量不為零時，進入中斷，控制驅動電路4把輔助開關管q2的驅動信號保持為高電平，輔助開關管q2實現零電壓開通；當從第三電壓檢測點③處檢測到鉗位電容cc兩端的電壓增量為零時，控制驅動電路4將輔助開關管q2的驅動信號保持為低電平；

(3)判斷變換器是否需要停止工作，若變換器需要停止工作，則停止輸出主開關管q1和輔助開關管q2的驅動信號；若變換器不需要停止工作，則重新檢測變換器輸出電壓，重複上述步驟，實現變換器的控制。

本實施例所述帶下拉有源鉗位支路的隔離型dc-dc升壓變換器的工作過程包括以下階段：

t0-t1時段：在t0時刻，主開關管q1的驅動電壓ugs1變為高電平，此時原邊電感lp的電流為負，主開關管q1不導通，原邊電感lp通過第一二極體dq1和電容ci續流，主開關管q1漏源極間的電壓為零，到t1時刻，原邊電感lp的電流變為0，主開關管q1導通，主開關管q1實現零電壓開通；

t1-t2時段：輸入電壓ui為原邊電感lp充電，原邊電感lp的電流逐漸增加，到t2時刻，主開關管q1的驅動電壓ugs1變為低電平，主開關管q1關斷；

t2-t3時段：諧振電容cr為原邊電感lp充電，原邊電感lp的電流繼續增加，到t3時刻，諧振電容cr的電壓降為零，原邊電感lp的電流增加到最大；

t3-t4時段：原邊電感lp反向為諧振電容cr充電，諧振電容cr的電壓反向增大，諧振電容cr的電壓加上電容ci的電壓小於鉗位電容cc的電壓，第二二極體dq2反向截止，到t4時刻，諧振電容cr的電壓加上電容ci的電壓大於鉗位電容cc的電壓，第二二極體dq2導通；

t4-t5時段：原邊電感lp同時為諧振電容cr和鉗位電容cc充電，鉗位電容cc的電壓逐漸增大，到t5時刻，輔助開關管q2的驅動電壓ugs2變為高電平，但原邊電感lp的電流仍為正，輔助開關管q2不導通；

t5-t6時段：原邊電感lp繼續為諧振電容cr和鉗位電容cc充電，第二二極體dq2導通，輔助開關管q2漏源極間的電壓為零，到t6時刻，原邊電感lp的電流下降為零，諧振電容cr的電壓反向增加到最大，同時鉗位電容cc的電壓增加到最大，輔助開關管q2導通，輔助開關管q2實現零電壓開通；

t6-t7時段：諧振電容cr和鉗位電容cc同時為原邊電感lp反向充電，到t7時刻，輔助開關管q2的驅動電壓ugs2變為低電平，輔助開關管q2關斷，鉗位電容cc停止為原邊電感lp充電；

t7-t8時段：諧振電容cr的電壓降低，原邊電感lp的電流減小，到t8時刻，諧振電容cr的電壓變為0；

t8-t9時段：原邊電感lp為原諧振電容cr反向充電，諧振電容cr的電壓逐漸增加，到t9時刻，諧振電容cr的電壓增加到與電容ci的電壓相等；

t9-t10時段：原邊電感lp通過第一二極體dq1和電容ci續流，到t10時刻，主開關管q1的驅動電壓ugs1變為高電平，此時原邊電感lp的電流為負，主開關管q1不導通。