功率因數校正電路的輸出電壓穩定電路的製作方法
2024-03-05 10:06:15
專利名稱：功率因數校正電路的輸出電壓穩定電路的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種功率因數校正電路的輸出電壓穩定電路，特別是，涉及一種功率因數校正電路的輸出電壓穩定電路，其中該電路在初始電源接通階段，通過根據軟起動電路部分所輸出的充電/放電電壓控制標準振蕩波形的通/斷時間來穩定功率因數校正電路的輸出電壓，其中標準振蕩波形根據誤差電壓而變化。
通常，工業用或家用電器使用直流(DC)電源作為其操作電源。DC電源通常是由市電交流(AC)電源的整流電路來產生的，如電容輸入型整流電路，其具有簡單的電路結構。然而，電容輸入型整流電路具有低的功率因數，這是因為，輸入電流只在輸入AC電壓的峰值部分上具有脈衝型流動。由於該原因，電器設備通常要使用功率因數校正電路。
圖1示出了一種電器設備的電源電路，其使用了常規功率因數校正電路。參見圖1，使用常規功率因數校正電路的電器設備的電源電路包括整流部分1，用以全波整流輸入的AC電源；功率因數控制部分2，用以控制已經通過整流部分1整流的電源電壓的功率因數；開關型電源(SMPS)電路部分3，用以開關電源電壓，其具有通過功率因數控制部分2所校正的功率因數，並且用以將開關的電源電壓提供給電器設備的負載端；和數字脈衝調製(DPM)控制電路部分4，用以根據DPM功率守恆形式控制SMPS電路部分3的電源電壓操作。
功率因數控制部分2通過線圈L1連接於整流部分1的輸出端。二極體D1連接於線圈L1的一端與SMPS電路部分3的輸入端之間。場效應電晶體(FET)Q1連接於線圈L1與二極體D1之間。功率因數控制電路部分2a連接於FETQ1的柵極端，並且電容C1連接於二極體D1的一端與FETQ1的一端之間。
由常規功率因數校正電路組成的電源電路操作如下。
如果將AC電源輸入到整流部分1時，整流部分1全波整流AC電流電源，並且將整流電源通過線圈L1、二極體D1和電容C1輸入到SMPS電路部分3中。然後，SMPS電路部分3將輸入的電源電壓進行電壓變換，用以將變換的電源電壓提供給負載端。電源電壓的功率因數通過功率因數校正控制電路部分2a來控制。例如，如果輸入給SMPS電路部分3的電源電壓為邏輯高電位的話，功率因數校正控制電路部分2a接通FETQ1，由此降低電源電壓。如果電源電壓通過FETQ1的操作而邏輯低到一定水平的話，功率因數校正控制電路部分2a將斷開FETQ1。
輸入給SMPS電路部分3的電源電壓功率因數可以經過上述方法進行校正。在上述DPM正常形式下，DPM控制電路部分4會將邏輯高信號輸出給SMPS電路部分3，並且SMPS電路部分3以DPM正常形式下操作，由此將所有電力提供給負載端。在DPM截止形式下，DPM控制電路部分4將邏輯低信號輸入給SMPS電路部分3，用以在恆定方式下操作。從而使SMPS電路部分3不再將電源電壓提供給負載端，由此減小電力的消耗。
然而，由上述常規功率因數校正電路組成的電器設備的電源電路具有的缺點在於，SMPS電路部分3會在功率因數控制部分2穩定輸出電壓的功率因數之前進行電壓變換。該缺點使功率因數控制部分2的輸出電壓很不穩定。
本發明的目的是提供一種功率因數校正電路的輸出電壓穩定電路，其能夠通過最初地穩定功率因數校正電路如可用於TV或監視器的輸出電壓來改進電器設備的功能，其使用了誤差放大器，其中穩定是通過根據由軟起動電路部分所輸出的充電/放電電壓控制標準振蕩波形的通/斷時間來實現的，其中振蕩波形相應於誤差電壓而變化。
為了實現上述目的，本發明提供了一種功率因數校正電路的輸出電壓穩定電路，其具有功率因數校正電路部分，用以控制由整流部分所整流的電源電壓的功率因數，其包括回掃變壓器(FBT)，用以對由功率因數校正電路部分所輸入的整流電壓進行電壓變換，以便提供高壓並輸出同步信號；第一控制驅動部分，包括DC/DC變換器，用以輸出回掃變壓器的開關控制信號，以穩定整流電源的初始輸出電壓，其功率因數已經通過功率因數校正電路部分進行了校正；開關部分，用以根據FBT的同步信號控制軟起動電路的操作；誤差放大裝置，用以放大功率因數校正電路部分的輸出電壓，其是按照開關部分的開關操作而形成的；比較部分，用以將由誤差放大裝置所放大的輸出電壓與功率因數校正電路部分的初始輸出電壓進行比較，並且通過比較輸出電壓；和第二控制驅動部分，用以控制佔空比，以便按照比較部分的輸出電壓穩定功率因數校正電路部分的初始輸出電壓。
通過下面參照附圖對優選實施例的描述將使本發明的其它目的、特徵和優點更為清楚，其中圖1是由常規功率因數校正電路組成的電器設備的電源電路的示意電路圖；圖2是按照本發明的功率因數校正電路的輸出電壓穩定電路的示意電路圖；圖3是一波形圖，其比較地示出了按照本發明的誤差放大器的輸入/輸出電壓；圖4A和4B是波形圖，其比較地示出了按照本發明的比較器的輸入/輸出電壓；圖5A是波形圖，其示出了按照本發明的功率因數校正電路部分的輸出電壓Vol；和圖5B是波形圖，其示出了按照本發明的功率因數校正電路的輸出電壓穩定電路的回掃變壓器同步信號的輸出。
優選實施例的詳細描述如下。
圖2是表示按照本發明功率因數校正電路輸出電壓穩定電路的構成電路圖。
參見圖2，為了穩定功率因數校正電路的輸出電壓，按照本發明的電路包括整流部分10，用以對輸入的AC電源進行全波整流；功率因數校正電路部分20，用以控制由整流部分10所整流的電源電壓的功率因數；SMPS變壓器30，用以對由功率因數校正電路20所輸入的整流電壓進行電壓變換，以便將變換電壓提供給負載端；回掃變壓器(FBT)40，用以藉助於對SMPS變壓器30所輸入的電壓提供高電壓，並輸出同步信號SYNC；第一控制驅動部分50，用以輸出回掃變壓器40的的開關控制信號，以穩定整流電源的初始輸出電壓Vol，其功率因數已經通過功率因數校正電路部分20進行了校正；軟起動電路部分60，用以按照SMPS變壓器30的輸入電壓進行充電或放電；開關部分70，用以根據回掃變壓器40的同步信號控制軟起動電路部分60的充電或放電操作；誤差放大部分80，用以按照開關部分70的開關操作放大功率因數校正電路部分20的輸出電壓Vol，比較部分90，用以將由誤差放大部分80所放大的輸出電壓Vc與標準振蕩波形進行比較，並且根據比較結果確定振蕩波形的通-斷時間；和第二控制驅動部分100，用以控制功率因數校正電路20操作的佔空比，以便按照由比較部分90所確定的振蕩波形通/斷時間信號穩定功率因數校正電路部分20的初始輸出電壓。
軟起動電路部分60包括電容C1，其連接於SMPS變壓器30原邊繞組的兩端，用以進行充電或放電操作；和電容C2，其連接於電容C1的一端上。開關部分70連接在電容C2與電阻之間。功率因數校正電路部分20的一端通過電阻R2，R3和二極體D1連接於電容C2的一端上。整流部分10通過二極體D2和電阻R4連接於電容C1的另一端上。
功率因數校正電路部分20包括線圈L1，其一端連接於整流部分10的輸出端上，而其另一端通過二極體D3連接於SMPS變壓器30的副邊繞組N1上。
第一控制驅動部分50連接於SMPS變壓器30的輸入端上。
在這裡，電晶體或場效應電晶體(FET)可以用作開關部分70中的開關器件，同時運算放大器可以用於誤差放大部分80和比較部分90中。電阻R6，其可連接於二極體D1和電阻R5的接點上，連接於誤差放大部分80的反向端。標準電壓Vt連接於誤差放大部分80的非反向端。連接於二極體D1上的電阻R7可連接於比較部分90的非反向端和誤差放大器的輸出端之間。
標號D4，TR1，R8，S1和S2，以及N3分別表示二極體，電晶體，用以保護電晶體的電阻，開關元件，和SMPS變壓器的第三繞組。
現在將詳細地說明按照本發明具有上述結構的功率因數校正電路的穩定電路的操作。
如果將AC電源輸入到整流部分10的話，整流部分10會進行整流並將整流的電源電壓輸入到功率因數校正電路部分20。輸入到功率因數校正電路部分20的整流電壓在通過線圈L1、二極體D3和電容C3對功率因數進行校正之後提供給SMPS變壓器30的原邊繞組N1。將通過二極體D2和電阻R4整流的電壓B+輸入給第一控制驅動部分50作為其初始驅動電壓。然後，第一驅動控制部分50操作，用以接通內開關端子S1，由此使SMPS變壓器30操作。SMPS變壓器30然後將驅動電壓提供給回掃變壓器40。
在SMPS變壓器30正常操作之前的初始電源接通階段，回掃變壓器40不能正常操作。因此，同步信號不會輸入到開關部分70中的電晶體TR1的基極端。結果，使開關部分70不會在初始電源接通階段接通。
如果SMPS變壓器30操作的話，電容C1會通過連接於SMPS變壓器30副邊繞組N2的二極體D4而由功率因數校正電路部分20進行充電。
如果電容C1充電到預定電平的話，可通過電阻R1將電容C1的放電電壓輸入給電容C2，由此給電容C2充電。在經過預定時間以後，通過電阻R2和二極體D1將給電容C2充電的電壓放電給電阻R5。可將給電容C2充電或放電的電壓用作誤差放大部分80的比較電壓。因此，誤差放大部分80會將輸入給電容C2的充電電壓即在初始操作下的誤差電壓按照標準電壓Vt進行放大達到預定電平，並且將誤差放大電壓Vc輸入給比較部分90。然後，比較部分90將誤差放大部分80的誤差放大電壓與標準振蕩波形進行比較。例如，如果誤差電壓較高的話，比較部分90會在減少接通時間的情況下輸出標準振蕩波形。然後，第二控制驅動部分100會按照標準振蕩波形隨著接通時間減小佔空比。換句話說，開關元件S2會在標準振蕩波形接通時間過程中接通。因此，電壓Vol-2會給功率因數校正電路部分20的電容C3充電，並且由此使SMPS變壓器30在初始電源接通階段順利地操作。
功率因數校正電路部分20的輸出電壓Vol可以通過下列等式來表示
其中，D表示佔空因數，和Vol-1是在第二控制驅動部分100操作之前電容C3的端電壓。
在等式1中根據預定電源的比較部分80的輸出電壓Vc按照功率因數校正電路部分20的輸出電壓Vol的增加而變化，其可由下列等式表示
接通時，即如圖4A和4B所示，會減小佔空因數，並且功率因數校正電路部分20的初始輸出電壓Vol-2會降低。如果回掃變壓器40在經過預定時間以後正常操作的話，高電壓會被提供給回掃變壓器40，並且同步信號會同時輸入給開關部分70中的電晶體TR1的基極端，如圖5B所示。電晶體TR1會如圖5A所示接通，並且電容C2的充電電壓會流過電晶體TR1。因此，橫跨通過電阻R6連接於誤差放大部分80反向端的電阻R5的電壓會降低，由此，增加比較部分90標準振蕩波形的接通時間。按照增加的比較部分90標準振蕩波形的接通時間，第二控制驅動部分100的佔空比會增加，由此穩定了功率因數校正電路部分20的輸出電壓，使其處於正常狀態。也就是說，圖5A的波形變為正常輸出電壓Vol-3。
如上所述，本發明通過根據軟起動電路部分的充電/放電電壓使用誤差放大器控制標準振蕩波形的通/斷時間(其相應於誤差電壓變化)初始地穩定TV或監視器的功率因數校正電路的輸出電壓，即通過軟起動並穩定功率因數校正電路的輸出電壓，可用以增強電器設備的保持功能。
權利要求
1.一種輸出電壓穩定電路，其具有功率因數校正電路，用以校正由整流器整流的電源電壓的功率因數，和SMPS變壓器，用以變換由功率因數校正電路所輸入的整流電壓，以便將變換的電壓提供給負載端，該電路包括回掃變壓器(FBT)，用以通過由SMPS變壓器所輸入的電壓提供高壓，並且輸出同步信號；第一控制驅動部分，用以將開關控制信號提供給FBT，以穩定整流電源的初始輸出電壓，其功率因數已經通過功率因數校正電路進行了校正；軟起動電路，用以按照SMPS變壓器的第一輸出進行充電或放電操作；開關部分，用以根據FBT的同步信號控制軟起動電路的充電或放電操作；誤差放大器，用以按照開關部分的開關操作放大功率因數校正電路的輸出電壓；比較部分，用以將由誤差放大器所放大的輸出電壓與標準振蕩波形進行比較，並且確定振蕩波形的通/斷時間；和第二控制驅動部分，用以按照由比較部分所確定的振蕩波形的通/斷時間控制佔空比，以穩定功率因數校正電路的初始輸出電壓。
2.如權利要求1的輸出電壓穩定電路，其中軟起動電路包括第一電容，其連接於回掃變壓器的副邊繞組的兩端，用以進行充電或放電操作；和第二電容，其通過電阻連接於第一電容的一端；其中開關部分連接於第二電容上。
3.如權利要求1的輸出電壓穩定電路，其中開關部分包括電晶體或場效應電晶體。
4.如權利要求1的輸出電壓穩定電路，其中誤差放大器是由運算放大器組成的。
5.如權利要求1的輸出電壓穩定電路，其中比較部分是由運算放大器組成。
6.一種功率因數校正電路的輸出電壓穩定電路，用於校正由整流器整流的電源電壓的功率因數，其包括開關型電源(SMPS)，其具有輸出端連接於回掃變壓器(FBT)，可操作輸出同步信號；驅動器部分，其連接於SMPS，並且對其可操作地提供開關控制信號；軟起動電路，其連接於SMPS的輸出端，並且可操作地進行充電和放電操作；開關部分，其具有輸出端連接於軟起動電路，並且可操作地根據FBT的同步信號控制軟起動電路的充電或放電操作；比較部分，其連接於軟起動電路上，並且可操作地用以將軟起動電路的輸出電壓與標準波形進行比較；和控制驅動部分，其連接於比較部分，並且可操作地按照比較部分的輸出電壓控制佔空比，以穩定功率因數校正電路的初始輸出電壓。
7.如權利要求6的輸出電壓穩定電路，其進一步包括誤差放大部分，其連接於比較部分與軟起動電路之間，並且可操作用地以放大功率因數校正電路的輸出電壓。
8.如權利要求6的輸出電壓穩定電路，其中軟起動電路包括第一電容，其連接於FBT原邊繞組的兩端，並且可操作地進行充電或放電操作；和第二電容，其通過電阻連接於第一電容的一端上；其中開關部分連接於第二電容上，並且開關部分的控制輸入端可接收同步信號。
全文摘要
一種功率因數校正電路的輸出電壓穩定電路,包括回掃變壓器(FBT),其連接於輸出變壓器的副邊繞組上;第一控制驅動部分;軟起動電路;開關部分;誤差放大器;比較部分,用以將由誤差放大器的輸出電壓與功率因數校正電路的初始輸出電壓進行比較,並且通過比較輸出電壓;和第二控制驅動部分,用以按照比較部分的輸出電壓控制佔空比,以穩定功率因數校正電路的初始輸出電壓。
文檔編號H02M1/00GK1186365SQ97116260
公開日1998年7月1日 申請日期1997年9月4日 優先權日1996年9月4日
發明者金尚烈 申請人:Lg電子株式會社