一種可調交變脈衝磁軛磁化電源的製作方法

2024-03-04 20:02:15

本發明涉及一種電源，尤其是一種可調交變脈衝磁軛磁化電源。

背景技術：

在無損檢測領域，射線、超聲和磁粉探傷，為主要三大基本檢測手段，電磁軛探傷儀為磁粉探傷的重要手段之一。目前應用市場上電磁軛探傷儀，有低壓和高壓兩種形式。低壓電磁軛探傷儀，需要配置電源變換箱，將市電AC220V高壓轉換成38-42V的低壓交流電，進行磁軛探傷檢測。對於野外和高空作業，很不方便。低壓電磁軛探傷儀，還有採用蓄電池組直流供電和永久磁鐵的方式，屬於直流形式，對表面檢測的靈敏度較差，大多不太採用。高壓電磁軛探傷儀，直接將市電AC220V作為供電電源，進行磁軛探傷檢測。但是，對於野外和高空作業，很不方便。目前應用市場上，還有可充電可攜式電磁軛探傷儀，但是，必須配置相應的磁軛探頭，方可使用。

技術實現要素：

本發明要解決的技術問題是現有磁軛探傷檢測電源難以滿足野外和高空作業需求，使用很不方便。

為了解決上述技術問題，本發明提供了一種可調交變脈衝磁軛磁化電源，包括電池組儲能電路、高頻逆變電路、整流濾波電路以及工頻逆變電路；電池組儲能電路的DC電源輸出端連接至高頻逆變電路的輸入端相連；高頻逆變電路的AC輸出端連接至整流濾波電路的輸入端；整流濾波電路的DC輸出端連接至工頻逆變電路的輸入端；工頻逆變電路設有AC輸出端。採用高頻逆變電路、整流濾波電路以及工頻逆變電路能夠將電池組儲能電路提供的直流電源轉換為滿足交流磁軛探傷儀磁粉探傷的工頻要求，減輕了儀器的重量，為採用正玄波逆變電源設備重量的三分之一；採用產生的交變脈衝作為交流磁軛探傷儀的磁化電源，節約了能源，為採用正玄波逆變電源設備能耗的五分之一到十分之一。

作為本發明的進一步限定方案，高頻逆變電路包括脈寬控制調製器IC01、正向輸出控制電路、反向輸出控制電路以及變壓器T01；正向輸出控制電路的控制端連接脈寬控制調製器IC01的正向控制端，正向輸出控制電路的接地開關端連接變壓器T01初級線圈的下半部分；反向輸出控制電路的控制端連接脈寬控制調製器IC01的反向控制端，反向輸出控制電路的接地開關端連接變壓器T01初級線圈的上半部分；變壓器T01初級線圈的中間連接至電池組儲能電路的DC電源輸出端；變壓器的次級線圈連接至整流濾波電路的輸入端。

採用正向輸出控制電路和反向輸出控制電路能夠實現電流的正反向控制，從而使得變壓器放大形成上半周期電流和下半周期電流，使得變壓器做的很小很輕，減輕儀器重量，方便野外、高空攜帶使用。

作為本發明的進一步限定方案，正向輸出控制電路包括二極體D04、三極體VT04、場效應管VT05以及電阻R13；二極體D04的正極、三極體VT04的基極以及電阻R13的一端均連接至脈寬控制調製器IC01的正向控制端；二極體D04的負極連接至三極體VT04的發射極以及場效應管VT05的柵極；三極體VT04的集電極、電阻R13的另一端以及場效應管VT05的源極均接地；場效應管VT05的漏極連接至T01初級線圈的下半部分。

作為本發明的進一步限定方案，反向輸出控制電路包括二極體D03、三極體VT02、場效應管VT03以及電阻R12；二極體D03的正極、三極體VT02的基極以及電阻R12的一端均連接至脈寬控制調製器IC01的反向控制端；二極體D03的負極連接至三極體VT02的發射極以及場效應管VT03的柵極；三極體VT02的集電極、電阻R12的另一端以及場效應管VT03的源極均接地；場效應管VT03的漏極連接至T01初級線圈的上半部分。

作為本發明的進一步限定方案，整流濾波電路包括全波橋式整流電路和RC濾波電路；RC濾波電路串接在全波橋式整流電路的電壓輸出端上。

作為本發明的進一步限定方案，工頻逆變電路包括脈寬控制調製器IC02、正向迴路控制電路、正向接地開關電路、反向迴路控制電路以及反向接地開關電路；正向迴路控制電路和反向迴路控制電路的電源輸入端均連接至整流濾波電路的輸出端；正向迴路控制電路和反向接地開關電路的控制端連接至脈寬控制調製器IC02的正向控制端；反向迴路控制電路和正向接地開關電路的控制端連接至脈寬控制調製器IC02的反向控制端；正向迴路控制電路的電源輸出端連接至負載正端；反向迴路控制電路的電源輸出端連接至負載負端；負載正端經過反向接地開關電路後接地；負載負端經過正向接地開關電路後接地。

作為本發明的進一步限定方案，反向迴路控制電路包括電阻R20、電阻R22、電阻R23、三極體VT06、電阻R24、電容C12、二極體D11、電阻R25以及場效應管VT07；電阻R20的一端連接至脈寬控制調製器IC02的反向控制端；電阻R20的另一端連接至電阻R22的一端以及三極體VT06的基極；三極體VT06的發射極以及電阻R22的另一端接地；三極體VT06的集電極連接至電阻R23的一端以及電阻R24的一端；電阻R23的另一端連接至電容C12的一端；電阻R24的另一端連接至二極體D11的負極、電阻R25的一端以及場效應管VT07的柵極；電容C12的另一端連接至二極體D11的正極電阻R25另一端、場效應管VT07的源極以及負載負端；場效應管VT07的漏極連接至整流濾波電路的輸出端。

作為本發明的進一步限定方案，正向迴路控制電路包括電阻R30、電阻R32、電阻R33、三極體VT06、電阻R34、電容C15、二極體D14、電阻R35以及場效應管VT10；電阻R30的一端連接至脈寬控制調製器IC02的反向控制端；電阻R30的另一端連接至電阻R32的一端以及三極體VT06的基極；三極體VT09的發射極以及電阻R32的另一端接地；三極體VT09的集電極連接至電阻R33的一端以及電阻R34的一端；電阻R33的另一端連接至電容C15的一端；電阻R34的另一端連接至二極體D14的負極、電阻R35的一端以及場效應管VT10的柵極；電容C15的另一端連接至二極體D14的正極電阻R35另一端、場效應管VT10的源極以及負載正端；場效應管VT10的漏極連接至整流濾波電路的輸出端。

作為本發明的進一步限定方案，正向接地開關電路包括二極體D12、電阻R26以及場效應管VT08；二極體D12的負極連接至電阻R26的一端以及脈寬控制調製器IC02的反向控制端；二極體D12的正極連接至電阻R26的另一端以及場效應管VT08的柵極；場效應管VT08的漏極連接至負載負端；場效應管VT08的源極接地。

作為本發明的進一步限定方案，反向接地開關電路包括二極體D15、電阻R36以及場效應管VT11；二極體D15的負極連接至電阻R36的一端以及脈寬控制調製器IC02的反向控制端；二極體D15的正極連接至電阻R36的另一端以及場效應管VT11的柵極；場效應管VT11的漏極連接至負載負端；場效應管VT11的源極接地。

本發明的有益效果在於：(1)採用高頻逆變電路、整流濾波電路以及工頻逆變電路能夠將電池組儲能電路提供的直流電源轉換為滿足交流磁軛探傷儀磁粉探傷的工頻要求，減輕了儀器的重量，為採用正玄波逆變電源設備重量的三分之一；(2)採用產生的交變脈衝作為交流磁軛探傷儀的磁化電源，節約了能源，為採用正玄波逆變電源設備能耗的五分之一到十分之一。

附圖說明

圖1為本發明的整體結構示意圖；

圖2為本發明的高頻逆變電路結構示意圖；

圖3為本發明的工頻逆變電路結構示意圖；

圖4為本發明的交變脈衝交流電示意圖；

圖5為本發明的整體電路結構原理圖；

圖6為TL494CN晶片內部結構示意圖。

具體實施方式

如圖1-5所示，本發明提供了一種可調交變脈衝磁軛磁化電源，包括電池組儲能電路、高頻逆變電路、整流濾波電路以及工頻逆變電路；電池組儲能電路的DC電源輸出端連接至高頻逆變電路的輸入端相連；高頻逆變電路的AC輸出端連接至整流濾波電路的輸入端；整流濾波電路的DC輸出端連接至工頻逆變電路的輸入端；工頻逆變電路設有AC輸出端。採用高頻逆變電路、整流濾波電路以及工頻逆變電路能夠將電池組儲能電路提供的直流電源轉換為滿足交流磁軛探傷儀磁粉探傷的工頻要求，減輕了儀器的重量，為採用正玄波逆變電源設備重量的三分之一；採用產生的交變脈衝作為交流磁軛探傷儀的磁化電源，節約了能源，為採用正玄波逆變電源設備能耗的五分之一到十分之一。

作為本發明的進一步限定方案，高頻逆變電路包括脈寬控制調製器IC01、正向輸出控制電路、反向輸出控制電路以及變壓器T01；正向輸出控制電路的控制端連接脈寬控制調製器IC01的正向控制端，正向輸出控制電路的接地開關端連接變壓器T01初級線圈的下半部分；反向輸出控制電路的控制端連接脈寬控制調製器IC01的反向控制端，反向輸出控制電路的接地開關端連接變壓器T01初級線圈的上半部分；變壓器T01初級線圈的中間連接至電池組儲能電路的DC電源輸出端；變壓器的次級線圈連接至整流濾波電路的輸入端。

採用正向輸出控制電路和反向輸出控制電路能夠實現電流的正反向控制，從而使得變壓器放大形成上半周期電流和下半周期電流，使得變壓器做的很小很輕，減輕儀器重量，方便野外、高空攜帶使用。

作為本發明的進一步限定方案，正向輸出控制電路包括二極體D04、三極體VT04、場效應管VT05以及電阻R13；二極體D04的正極、三極體VT04的基極以及電阻R13的一端均連接至脈寬控制調製器IC01的正向控制端；二極體D04的負極連接至三極體VT04的發射極以及場效應管VT05的柵極；三極體VT04的集電極、電阻R13的另一端以及場效應管VT05的源極均接地；場效應管VT05的漏極連接至T01初級線圈的下半部分。

作為本發明的進一步限定方案，反向輸出控制電路包括二極體D03、三極體VT02、場效應管VT03以及電阻R12；二極體D03的正極、三極體VT02的基極以及電阻R12的一端均連接至脈寬控制調製器IC01的反向控制端；二極體D03的負極連接至三極體VT02的發射極以及場效應管VT03的柵極；三極體VT02的集電極、電阻R12的另一端以及場效應管VT03的源極均接地；場效應管VT03的漏極連接至T01初級線圈的上半部分。

作為本發明的進一步限定方案，整流濾波電路包括全波橋式整流電路和RC濾波電路；RC濾波電路串接在全波橋式整流電路的電壓輸出端上。

作為本發明的進一步限定方案，工頻逆變電路包括脈寬控制調製器IC02、正向迴路控制電路、正向接地開關電路、反向迴路控制電路以及反向接地開關電路；正向迴路控制電路和反向迴路控制電路的電源輸入端均連接至整流濾波電路的輸出端；正向迴路控制電路和反向接地開關電路的控制端連接至脈寬控制調製器IC02的正向控制端；反向迴路控制電路和正向接地開關電路的控制端連接至脈寬控制調製器IC02的反向控制端；正向迴路控制電路的電源輸出端連接至負載正端；反向迴路控制電路的電源輸出端連接至負載負端；負載正端經過反向接地開關電路後接地；負載負端經過正向接地開關電路後接地。

作為本發明的進一步限定方案，反向迴路控制電路包括電阻R20、電阻R22、電阻R23、三極體VT06、電阻R24、電容C12、二極體D11、電阻R25以及場效應管VT07；電阻R20的一端連接至脈寬控制調製器IC02的反向控制端；電阻R20的另一端連接至電阻R22的一端以及三極體VT06的基極；三極體VT06的發射極以及電阻R22的另一端接地；三極體VT06的集電極連接至電阻R23的一端以及電阻R24的一端；電阻R23的另一端連接至電容C12的一端；電阻R24的另一端連接至二極體D11的負極、電阻R25的一端以及場效應管VT07的柵極；電容C12的另一端連接至二極體D11的正極電阻R25另一端、場效應管VT07的源極以及負載負端；場效應管VT07的漏極連接至整流濾波電路的輸出端。

作為本發明的進一步限定方案，正向迴路控制電路包括電阻R30、電阻R32、電阻R33、三極體VT06、電阻R34、電容C15、二極體D14、電阻R35以及場效應管VT10；電阻R30的一端連接至脈寬控制調製器IC02的反向控制端；電阻R30的另一端連接至電阻R32的一端以及三極體VT06的基極；三極體VT09的發射極以及電阻R32的另一端接地；三極體VT09的集電極連接至電阻R33的一端以及電阻R34的一端；電阻R33的另一端連接至電容C15的一端；電阻R34的另一端連接至二極體D14的負極、電阻R35的一端以及場效應管VT10的柵極；電容C15的另一端連接至二極體D14的正極電阻R35另一端、場效應管VT10的源極以及負載正端；場效應管VT10的漏極連接至整流濾波電路的輸出端。

作為本發明的進一步限定方案，正向接地開關電路包括二極體D12、電阻R26以及場效應管VT08；二極體D12的負極連接至電阻R26的一端以及脈寬控制調製器IC02的反向控制端；二極體D12的正極連接至電阻R26的另一端以及場效應管VT08的柵極；場效應管VT08的漏極連接至負載負端；場效應管VT08的源極接地。

作為本發明的進一步限定方案，反向接地開關電路包括二極體D15、電阻R36以及場效應管VT11；二極體D15的負極連接至電阻R36的一端以及脈寬控制調製器IC02的反向控制端；二極體D15的正極連接至電阻R36的另一端以及場效應管VT11的柵極；場效應管VT11的漏極連接至負載負端；場效應管VT11的源極接地。

本發明的提供的可調交變脈衝磁軛磁化電源，採用交變脈衝形式的交流電，作為高壓電磁軛探傷儀的磁化電源，通過改變脈衝的寬度，來調節磁化強度的大小。經過多次反覆試驗、測試、認證，可調交變脈衝磁化電源完全達到交流磁化電源的磁化檢測效果，表面切向磁場強度、靈敏度試片、提升力等指標均達到國家、國際磁粉檢測標準要求。而電源設備的重量為原來的三分之一到五分之一，能耗為原來正玄波供電的五分之一到十分之一。大大減低了勞動強度，節約了能源。對於電磁軛等小功率的可攜式探傷儀，可調交變脈衝磁化電源，內部配置電池儲能器，形成一個整體，便於攜帶。通過改變脈衝的寬度，可配置任何品牌、任何規格的電磁軛、馬蹄探頭，如：韓國的MY-2、美國的Y-1、上海磁海的MY-6等等。

本發明的脈寬控制調製器IC01和脈寬控制調製器IC02由二片電壓型脈寬調製(PWM)控制電路TL494CN雙極型線性集成電路組成。所述電池組儲能電路由6節鋰電池組成，3串2並，構成9.6—12.6V直流電源供電。所述高頻逆變電路將9.6—12.6V直流電源逆變高頻高壓電源(約50KHz，220V。)。所述整流濾波電路將高頻高壓電源整流濾波為直流高壓電源(約300V)。所述工頻逆變電路將直流高壓電源逆變為工頻50Hz的交變脈衝交流電，作為高壓電磁軛探傷儀的磁化電源。

TL494CN是單片雙極型線性集成電路，包含了脈寬調製型開關電源的所有控制部分。它內部包括有5V參考電源、兩個誤差放大器、觸發器、輸出控制電路、脈寬調製比較器，死區時間比較器和一個振蕩器。它的開關工作頻率為1.0KHZ至300KHZ，輸出電壓可達40V，工作溫度範圍為0-70℃。

TL494CN的特點在於：(1)內部經過修調的5V基準電壓源精度達到1％；(2)未相連的輸出電晶體具有200mA的陷電流和灌電流能力；(3)輸出控制以適應推輓輸出和單端輸出；(4)通過死區時間控制可調整佔空比周期；(5)完整得PWM控制線路；(6)片上振蕩器可進行主從型工作；(7)內部控制線路可禁止雙脈衝出現在任何一個輸出端。

TL494CN的功能描述：(1)振蕩器的振蕩(開關)頻率由外接的定時電阻(RT)和定時電容(CT)決定，鋸齒波的幅度與誤差放大器的輸出電壓由脈寬調製(PWM)比較器進行比較，PWM比較器的輸出送到脈衝驅動觸發器和輸出控制邏輯；(2)誤差電壓由誤差放大器產生，誤差放大器將輸出電壓和5V內部參考源之間的電壓差放大，第二個誤差放大器通常用來完成電流限制功能,；(3)輸出控制邏輯(13腳)用來選擇輸出功率管是推輓輸出還是單端輸出；(4)死區時間控制用來防止兩個輸出電晶體的通態交疊，如果死區時間控制(4腳)接地，死區時間約佔總周期的3-5％；(5)可以用外接電阻和電容來改善誤差放大器的頻響，這些外接元件通常接在補償端(3腳)和誤差放大器的反向輸入端(2腳或15腳))之間；(6)兩個或更多的TL494CN的開關頻率能夠進行同步(主從方式)，充電電流由主片來提供，放電電流由所有的從片來完成，僅主片需要定時電阻RT。

電池組儲能電路由6節鋰電池組成，3串2並，構成9.6—12.6V直流電源E01，對可調交變脈衝磁軛磁化電源直流供電。DCIN為通用充電接口，外接DC12.6V/2A充電器對電池組E01充電。

如圖5所示為本發明的整體電路結構示意圖，具體各個組成電路詳細描述如下：

高頻逆變電路為直流電源E01到220V/50KHZ交流電部分，主要由附圖5中TL494CN晶片IC01、控制晶體三極體VT02、VT04、場效應管VT03、VT05和變壓器T01等組成，共同完成推挽逆變電路。IC01的5腳外接電容C05和6腳外接電阻R10為脈寬調製器的定時元件，脈寬調製頻率為F＝1.1/(C05×R10)＝1.1/(0.047*4.3)KHZ，約為50KHZ，即IC01控制VT02、VT03、VT04、VT05工作在50KHZ的頻率。

IC01正向輸出時，IC01內置三極體VT1工作在放大狀態，VT2工作在截止狀態，如圖6所示。此時IC01的9腳外圍晶體三極體VT04截止，晶體二極體D04導通，因此場效應管VT05柵極電壓達到一定值，VT05為飽和導通狀態。此時直流電經變壓器T01初級線圈下半部分通過VT05接地，經過變壓器放大形成下半周期電流。當IC01內置三極體VT1工作在截止狀態時，VT2仍工作在截止狀態。IC01的9腳外圍晶體三極體VT04飽和導通，晶體二極體D04截止，場效應管VT05柵極為低電平，VT05因柵極無正偏壓而處於截止狀態。

IC01反向輸出時，IC01內置三極體VT1工作在截止狀態，VT2工作在放大狀態。此時IC01的10腳外圍晶體三極體VT02截止，晶體二極體D03導通，因此場效應管VT03柵極電壓達到一定值，VT03為飽和導通狀態。此時直流電經變壓器T01初級線圈上半部分通過VT03接地，經過變壓器放大形成上半周期電流。當IC01內置三極體VT2工作在截止狀態時，IC01的10腳外圍晶體三極體VT02飽和導通，晶體二極體D03截止，場效應管VT03柵極為低電平，VT03因柵極無正偏壓而處於截止狀態。

附圖5中TL494CN晶片IC01的死區時間控制4腳接地，死區時間約佔總周期的3-5％。因此，經變壓器初級線圈的電流相當於E01/50KHZ的方波交流電，變壓器次級輸出為220V/50KHZ方波交流電。

將E01直流電逆變為12V/50KHZ方波交流電，這樣可以將變壓器做的很小很輕，減輕儀器重量。人耳能聽見的最高頻率為20KHZ，高頻逆變工作在50KHZ，噪聲低。

整流濾波部分由附圖5中晶體二極體VD05、VD06、VD07、VD08、電容C06、電阻R14等組成。晶體二極體VD05、VD06、VD07、VD08構成全波橋式整流電路，電容C06、電阻R14構成濾波電路。將220V/50KHZ交流電整流濾波為約300V的直流電，滿足工頻逆變部分大功率場效應管VT07、VT08、VT10、VT11的正常工作。

工頻逆變部分為300V直流電源到幅值300V/50HZ交變脈衝交流電部分，主要由附圖5中TL494CN晶片IC02、控制晶體三極體VT06、VT09、場效應管VT07、VT08、VT10、VT11等組成，共同完成推挽逆變電路。

IC02的5腳外接電容C09和6腳外接電阻R15為脈寬調製器的定時元件，脈寬調製頻率為F＝1.1/(C09×R15)KHZ＝1.1/(0.1×220)KHZ＝50HZ，即IC1控制VT07、VT08、VT10、VT11工作在50HZ的頻率。

IC02正向輸出時，IC02內置三極體VT1工作在放大狀態，VT2工作在截止狀態。此時，IC02的8腳外圍晶體三極體VT09截止，場效應管VT10柵極電壓達到一定值，VT10為飽和導通狀態，場效應管VT11截止。同時，IC02的11腳外圍晶體三極體VT06飽和導通，場效應管VT07截止，場效應管VT08柵極電壓達到一定值，VT08為飽和導通狀態。此時300V直流電經場效應管VT10、負載RL01、場效應管VT08接地，構成迴路，在負載RL01上構成下半周期電流。當IC02內置三極體VT1工作在截止狀態時，VT2仍工作在截止狀態。IC02的8腳外圍晶體三極體VT09飽和導通，場效應管VT10截止，場效應管VT11飽和導通。由於場效應管VT07截止，VT08為飽和導通狀態，構不成迴路狀態。

IC02反向輸出時，IC02內置三極體VT1工作在截止狀態，VT2工作在放大狀態。此時，IC02的8腳外圍晶體三極體VT09飽和導通，場效應管VT10截止，場效應管VT11飽和導通。同時，IC02的11腳外圍晶體三極體VT06截止，場效應管VT07飽和導通，場效應管VT08截止。此時300V直流電經場效應管VT07、負載RL01、場效應管VT11接地，構成迴路，在負載RL01上構成上半周期電流。當IC02內置三極體VT1工作在截止狀態時，VT2也工作在截止狀態。IC02的11腳外圍晶體三極體VT06飽和導通，場效應管VT07截止，場效應管VT08飽和導通。由於場效應管VT10截止，VT11為飽和導通狀態，構不成迴路狀態。

附圖5中TL494CN晶片IC02的死區時間控制4腳電位由電位器RP01和電阻R18控制，調節電位器RP01，即可調節IC02第4腳的電位，即可調節IC02的死區時間，即可調節輸出波形的脈衝寬度。

另外本發明的整體電路結構還保護各個保護外圍輔助電路如下：

1、附圖5中IC01的15腳外圍電路R02、C02組成上電軟啟動電路，上電時電容C02兩端的電壓由0V逐步升高，當C02端電壓達到5V以上時，允許IC01內部的脈寬調製電路開始工作。當電源斷電後，C02通過電阻R02放電，保證下次上電時軟啟動電路能正常工作。

2、IC01的15腳外圍電路的R01、R02、RT01組成的過熱保護電路，RT01為正溫度係數熱敏電阻，當電路工作異常的時候，MOS功率管VT03或VT05的溫度升高，熱敏電阻RT01的阻值增大，IC01的15腳電位下降，當達到一定數值時，IC01內部比較器2的輸出將由低電平翻轉為高電平，IC01的3腳也隨即轉為高電平狀態，致使晶片內部的PWM比較器、或門、或非門輸出均發生翻轉，IC01內置功率管輸出三極體VT1和三極體VT2均轉為截止狀態，晶體三極體VT02、VT04將因基極為低電平而飽和導通，場效應管VT03和VT05因柵極無正偏壓而處於截止狀態，逆變電源電路停止工作。

3、IC01的1腳外圍電路的ZD01、R07、D01、C04、R08構成E01輸入電源過壓保護電路。穩壓管ZD01的穩壓值決定了保護電路的啟動門限電壓值，D01、04、R08還組成保護狀態維持電路，只要發生瞬間的輸入電壓過壓現象，保護電路就會啟動並維持一段時間，以確保後級功率輸出管的安全。

4、IC01的3腳外圍電路的C03、R07時構成上電軟啟動時間維持以及電路保護狀態維持的關鍵性電路。實際上不管是電路軟啟動的控制還是保護電路的啟動控制，其最終結果均反映在IC01的的3腳的電平狀態上。當電路上電或保護電路啟動時，IC01的3腳為高電平，對電容C03沿R07支路進行充電。當導致保護電路啟動的誘因消失後，C03通過R07支路進行放電，因放電所需時間較長，故電路的保護狀態仍得以維持一段時間。

5、當IC01的3腳為高電平時，將沿R11、D02支路對電容C08進行充電，同時將電容C08兩端的電壓提供給IC2的4腳，使IC02的4腳保持為高電平狀態。當IC02的4腳為高電平時，將抬高IC02晶片內死區時間比較器同相輸入端的電位，使該比較器輸出保持為恆定高電平，經或門、或非門後使內置的三極體VT1和三極體VT2均截止，逆變電源電路停止工作。

6、當IC01的3腳為高電平時，晶體三極體VT01飽和導通，LED02點亮，LED01熄滅。當IC01的3腳回復為低電平時，晶體三極體VT01截止，LED02熄滅，LED01點亮。晶體三極體VT01、發光管LED01、LED02、電阻R03、R04、R05等構成設備的狀態指示電路。

7、R15、R16、R17構成直流300V閉環控制電路，直流300V經R16、R17分壓，通過電阻R15送至IC01的1腳。當整流濾波後的直流電壓升高時，IC01的1腳的電位升高，IC01的內部比較器1輸出高電平，通過IC01內部比較器控制輸出,脈寬減小，以使輸出電壓下降，達到閉環控制穩壓的目的。

8、R38、R339、R29、C14、DZ02等組成輸出端的過壓保護電路，當輸出電壓過高時，將導致穩壓管ZD02擊穿，使IC02的4腳的對地電壓上升，晶片IC02內的保護電路動作，切斷輸出。

9、R37、VT05、R27、R28、C13、D09等組成輸出端的過流、短路保護電路，當輸出過流或短路時，電阻R37是電位上升，晶體三極體VT05截止，IC02的4腳的對地電壓上升，晶片IC02內的保護電路動作，切斷輸出。

10、SA01、XS01構成負載連接檢測電路，當負載插座未時，控制電路無電壓輸入，電源開關SA01無效，逆變電源電路不工作。只有連接負載插座時，電源開關SA01控制逆變電源電路的狀態。

本發明的可調交變脈衝磁軛磁化電源配置磁軛探頭實例：

1、美國的Y-1電磁軛探頭：

直接連接市電AC220V時，靈敏度試片15/50清晰顯示，提升力為45N，電流為1A，功耗為220W。

連接可調交變脈衝磁化電源，靈敏度試片15/50清晰顯示，提升力為45N，電池組電壓為12.6V(鋰電池3串)，電池組電流為2.5A，功耗為31.5W。

2、韓國的MY-2電磁軛探頭：

直接連接市電AC220V時，靈敏度試片15/50清晰顯示，提升力為65N，電流為2.26A，功耗為497W。

連接可調交變脈衝磁化電源，靈敏度試片15/50清晰顯示，提升力為65N，電池組電壓為12.6V(鋰電池3串)，電池組電流為4.5A，功耗為56.7W。

3、上海磁海的MY-6電磁軛探頭：

直接連接市電AC220V時，靈敏度試片15/50清晰顯示，提升力為60N，電流為2.2A，功耗為484W。

連接可調交變脈衝磁化電源，靈敏度試片15/50清晰顯示，提升力為60N，電池組電壓為12.6V(鋰電池3串)，電池組電流為4.1A，功耗為51.7W。