一種監控音頻信號的數位化裝置和方法與流程
2023-12-04 14:50:36 4
本發明屬於音頻信號處理技術，具體說是涉及一種監控音頻信號的數位化裝置和方法。
背景技術：
儘管視頻監控是大部分安防系統的首要功能，但有效的音頻監控則可補充很多有益信息，提高監控效能。作為音頻監控系統的重要組成部分，監控音頻信號的編解碼技術需求主要表現在以下幾個方面：(1)低時延：要求從音頻源經編碼、傳輸、解碼到回放端應該具有足夠小的時延。(2)信號間切換快：多路監控音頻流之間切換迅速、平滑，以滿足實時監控的需要。(3)環境的適應性：編解碼後還原的音頻具有「忠實於場景」的質量。即在編解碼過程中，要儘量真實、完整的保留監控場景的信息，避免信息的損失，為後續的綜合研判以及作為法律證據提供良好的保障。尤其對較惡劣場景中出現的特殊聲音(如嘈雜大街上的槍聲、高聲呼救等)具有良好的還原效果，不應出現失真等現象，滿足公安業務需求。(4)數據安全性：安全監控音頻編碼器在傳輸和存儲中應該具有一定的保密性。(5)相對而言，編碼器要簡單，而解碼器可以略複雜，以降低系統綜合成本。
因此可見作為音頻監控系統的重要組成部分，監控音頻信號數位化性能決定著整個系統的音頻質量。但是現有的音頻數位化技術卻存在以下問題：(1)隨著音頻識別技術在音頻監控領域中的應用，要求監控音頻信號數位化技術有更高的解析度和信噪比；但傳統的a/d轉換器其元器件的匹配精度決定了模數轉換器的精度，存在信噪比和解析度不高等問題，要達到較高精度，則對應的電路實現卻複雜且價格昂貴；再者，模擬系統元器件存在易受溫度、噪聲、電磁感應等影響，可靠性差等缺點。(2)在音頻監控系統中，異常聲(如槍聲，玻璃碎聲，呼救聲等)往往攜帶著重要信息。由於異常聲信號幅度大，變化劇烈等特點，傳統的σ-δa/d轉換器往往對其產生過載失真，其結構如圖1所示，其缺點主要是沒有量化階的自適應調製，對於異常信號(如槍聲、爆破聲、碎玻璃聲、呼救聲等)量化效果不佳，不能滿足安全監控的要求。(3)傳統的加擾方式存在算法複雜，不易於集成等問題。(4)現有的音頻數位化技術抗誤碼能力較弱。(5)現有的音頻數位化技術、編碼技術存在電路實現複雜、價格昂貴等問題。
技術實現要素：
鑑於已有技術存在的缺陷，本發明的目的是要提供一種監控音頻信號的數位化裝置，該裝置通過採用自適應步長的σ-δ編解碼技術，使得本裝置對正常聲音和異常聲音均保持較高的信噪比。
為了實現上述目的，本發明的技術方案：
一種監控音頻信號的數位化裝置，其特徵在於，包括：
能夠對待數位化的模擬信號x(t)進行自適應步長量化編碼處理以輸出1比特數位訊號x1(n)，並將所述1比特數位訊號x1(n)轉換成對應的數位訊號x2(n)的音頻編碼器；
能夠對數位訊號x2(n)進行數字解擾以輸出1比特數位訊號x11(n)，並對1比特數位訊號x11(n)進行採樣率轉換以獲得n比特精度的數位訊號y(n)的音頻解碼器。
進一步的，所述的音頻編碼器至少具有：
1比特σ-δa/d轉換器、對所述1比特σ-δa/d轉換器進行自適應步長控制的峰值檢波及限幅電路以及能夠將所述1比特數位訊號x1(n)轉換成對應的數位訊號x2(n)的擾碼器。
進一步的，所述的1比特σ-δa/d轉換器至少具有：
所述的1比特σ-δa/d轉換器至少具有：
接收模擬信號x(t)的積分器；
根據步長對1比特數位訊號x1(n)進行d/a轉換和積分的1比特d/a積分器；
能夠比較上述兩種積分器輸出值大小的比較器；
確定抽樣頻率fs的抽樣器以及能夠進行1比特量化編碼的符號檢測器。
進一步的，所述峰值檢波及限幅電路至少具有：
所述峰值檢波及限幅電路至少具有：
對模擬信號x(t)進行全波整流的絕對值電路；
對絕對值電路進行限幅的限幅器；
對限幅器的輸出信號進行峰值檢波的峰值檢波器；
以及保證步長δ隨峰值檢波器輸出而自適應變化的放大器。
進一步的，所述解碼器至少具有：
能夠對數位訊號x2(n)進行數字解擾，以輸出1比特數位訊號x11(n)的解擾器；
以及對1比特數位訊號x11(n)進行採樣率轉換以獲得n比特精度的數位訊號y(n)的採樣率轉換器。
進一步的，所述擾碼器對應的加擾規則為：若1比特數位訊號x1(n)中的符號連續3個為「1」或者「0」時，則將第三個數字符號置為「-1」；所述解擾器對應的解擾規則為：若數位訊號x2(n)中符號為「-1」，使得符號「-1」被置為與符號「-1」前一位符號極性相同的符號。
進一步的，所述解碼器還具有：能夠對採樣率轉換過程中的數位訊號進行異常聲檢測的異常聲檢測器及對檢測到的異常聲進行存儲的異常聲存儲器。
進一步的，所述異常聲存儲器至少具有：
能夠對預設時間段內的數位訊號進行預存儲的緩存器；
異常聲檢測控制器，其能夠在檢測到異常聲信號時，同步控制緩存器將當前所預存儲的信號存儲至異常聲存儲器內且在所設定的時間段內未發現異常聲信號時，停止存儲緩存器內所發送的信號。
本發明還要提供一種監控音頻信號的數位化方法，其特徵在於，包括：
步驟1、通過音頻編碼器對待數位化的模擬信號x(t)、對模擬信號x(t)進行自適應步長量化編碼處理以輸出1比特數位訊號x1(n)並將所述1比特數位訊號x1(n)轉換成對應的數位訊號x2(n)；
步驟2、通過音頻解碼器對數位訊號x2(n)進行數字解擾，以輸出1比特數位訊號x11(n)，並對1比特數位訊號x11(n)進行採樣率轉換以獲得n比特精度的數位訊號y(n)。
進一步的，所述的音頻編碼器至少具有：
1比特σ-δa/d轉換器；所述的1比特σ-δa/d轉換器包括接收模擬信號x(t)的積分器、根據步長對1比特數位訊號x1(n)進行d/a轉換和積分的1比特d/a積分器、能夠比較上述兩種積分器輸出值大小的比較器、確定抽樣頻率fs的抽樣器、能夠進行1比特量化編碼的符號檢測器；對所述1比特σ-δa/d轉換器進行自適應步長控制的峰值檢波及限幅電路；所述峰值檢波及限幅電路包括對模擬信號x(t)進行全波整流的絕對值電路、對絕對值電路進行限幅的限幅器、對限幅器的輸出信號進行峰值檢波的峰值檢波器、保證步長δ隨峰值檢波器輸出而自適應變化的放大器；以及能夠將所述1比特數位訊號x1(n)轉換成對應的數位訊號x2(n)的擾碼器；所述擾碼器對應的加擾規則為：若1比特數位訊號x1(n)中的符號連續3個為「1」或者「0」時，則將第三個數字符號置為「-1」；
所述音頻解碼器至少具有：能夠對數位訊號x2(n)進行數字解擾，以輸出1比特數位訊號x11(n)的解擾器；以及對1比特數位訊號x11(n)進行採樣率轉換以獲得n比特精度的數位訊號y(n)的採樣率轉換器；所述解擾器對應的解擾規則為：若數位訊號x2(n)中符號為「-1」，使得符號「-1」被置為與符號「-1」前一位符號極性相同的符號。
進一步的，所述擾碼器對應的加擾規則為：若1比特數位訊號x1(n)中的符號連續3個為「1」或者「0」時，則將第三個數字符號置為「-1」；所述解擾器對應的解擾規則為：若數位訊號x2(n)中符號為「-1」，使得符號「-1」被置為與符號「-1」前一位符號極性相同的符號。
所述解碼器還具有：能夠對數位訊號中進行異常聲檢測的異常聲檢測器及對檢測到的異常聲進行存儲的異常聲存儲器；所述異常聲存儲器至少具有：能夠對預設時間段內的數位訊號進行預存儲的緩存器；異常聲檢測控制器，其能夠在檢測到異常聲信號時，同步控制緩存器將當前所預存儲的信號存儲至異常聲存儲器內且在所設定的時間段內未發現異常聲信號時，停止存儲緩存器內所發送的信號。
與現有技術相比，本發明的有益效果：
本發明通過採用自適應步長的σ-δ編解碼技術，使其對正常聲音和異常聲音均保持較高的信噪比，並配合編解碼較為簡單的加擾解擾方式，使音頻數位化裝置易於硬體實現；同時能夠存儲高解析度的異常聲信號，便於後續分析、研判；因此可見本發明所提出的方法具有成本低，編碼過程簡單，易於電路實現，不需要附加額外a/d晶片可直接實現；在傳輸誤碼率較高的情況下仍保持高信噪比，有較好的抗誤碼能力等優點。
附圖說明
圖1為傳統的一階σ-δa/d轉換器的電路原理框圖；
圖2為本發明所述裝置的電路原理框圖；
圖3為本發明所述峰值檢波限幅器結構圖；
圖4為本發明所述積分器結構圖；
圖5為本發明所述比較器結構圖；
圖6為本發明所述1比特d/a積分器結構圖；
圖7為本發明所述加擾器對應的數字邏輯電路；
圖8為本發明所述音頻解碼器的採樣率轉換器等效模型；
圖9為本發明所述異常聲訓練模塊原理框圖；
圖10為本發明所述異常聲識別模塊原理框圖；
圖11為本發明所述異常聲存儲器原理框圖；
圖12為本發明所述實例-幅度-信噪比曲線；
圖13為本發明所述實例-跳變幅度-信噪比曲線；
圖14為本發明所述實例-異常聲音波形圖；
圖15a為本發明所述實例-經由現有σ-δ編解碼後的帶有異常聲的音頻信號波形圖；
圖15b為本發明所述實例-經由自適應步長σ-δ編解碼後的帶有異常聲的音頻信號波形圖；
圖16為本發明所述實例-誤碼率-信噪比曲線。
具體實施方式
為使本發明的目的、技術方案和優點更加清楚，下面將結合本發明實施例中的附圖，對本發明的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例是本發明一部分實施例，而不是全部的實施例。基於本發明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有做出創造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬於本發明保護的範圍。
由於在音頻監控系統中，傳統的σ-δ編碼器由於其步長恆定，往往對幅度很大的異常聲信號無法有效跟蹤，從而導致異常聲編解碼後出現過載失真。為了保證大幅度異常聲信號的信噪比，則需對步長值δ進行自適應控制；因而本發明提出一種監控音頻信號數位化裝置，其編碼器原理如圖2所示：模擬信號x(t)經過自適應步長σ-δa/d轉換器編碼後輸出1比特數字碼流x1(n)，再經擾碼器得到可在雙絞線上差分傳輸的數位訊號x2(n)；音頻解碼器原理如圖2所示：數位訊號x2(n)經過數字解擾後得到1比特數位訊號x11(n)，再經過採樣率轉換得到n比特精度的數位訊號y(n)；同時在採樣率轉換過程中，按照新存儲策略存儲高解析度的異常聲信號，以便後續對異常聲音進行分析、研判。
基於上述設計思想，一種監控音頻信號的數位化裝置，其特徵在於，包括：
能夠對模擬信號x(t)進行自適應步長量化編碼處理以輸出1比特數位訊號x1(n)，並將所述1比特數位訊號x1(n)轉換成對應的數位訊號x2(n)的音頻編碼器；
能夠對數位訊號x2(n)進行數字解擾以輸出1比特數位訊號x11(n)，並對1比特數位訊號x11(n)進行採樣率轉換以獲得n比特精度的數位訊號y(n)的音頻解碼器。
進一步，所述的音頻編碼器至少具有：
1比特σ-δa/d轉換器、對所述1比特σ-δa/d轉換器進行自適應步長控制的峰值檢波及限幅電路以及能夠將所述1比特數位訊號x1(n)轉換成對應的數位訊號x2(n)的擾碼器；所述的1比特σ-δa/d轉換器至少具有：接收模擬信號x(t)的積分器；根據步長對1比特數位訊號x1(n)進行d/a轉換和積分的1比特d/a積分器；能夠比較上述兩種積分器輸出值大小的比較器；確定抽樣頻率fs的抽樣器以及能夠進行1比特量化編碼的符號檢測器。更進一步優選的，所述積分器採用開關電容濾波器來實現，具體結構如圖4所示：φ與φ為同源反向時鐘，時鐘頻率為fs，分別控制k1～k4等4個由mos管構成的開關即φ為高電平時，k1、k4接通，φ為低電平時，k2、k3接通；則開關k1～k4及電容c1構成的等效電阻為re1＝1/fsc1，該等效電阻接入放大器的反相端輸入，放大器輸出即為積分信號x'(t)，x'(t)與1比特d/a積分器的輸出信號x'1(t)經過電壓比較器、符號檢測器得到1比特數位訊號x1(n)，完成1比特量化，如圖5、圖6所示；從上述各圖可見，x1(n)通過1比特d/a積分器電路中的組合邏輯控制開關k8、k9選擇對量化階電壓δ或-δ積分，從而完成1比特d/a轉換，該量化階梯電壓經過積分後得到模擬信號x'1(t)，x'1(t)再與積分信號x'(t)進行電壓比較，從而形成反饋環路。
對所述1比特σ-δa/d轉換器進行自適應步長控制的峰值檢波及限幅電路，優選的，所述峰值檢波及限幅電路至少具有：對模擬信號x(t)進行全波整流的絕對值電路；對絕對值電路進行限幅的限幅器；對限幅器的輸出信號進行峰值檢波的峰值檢波器；以及保證步長δ隨峰值檢波器輸出而自適應變化的放大器；更進一步優選的，所述峰值檢波及限幅具體電路如圖3所示，圖3中的op4、op5、r1、r2、d1、d2構成精密絕對值電路；op6、d3、cp、rp構成精密峰值檢波電路，其對應的時間常數由τ＝cprp確定；op7、d4和設定電壓am構成限幅器，其中am為預定正常聲音信號的最大幅度；op8構成同相放大器，op9、r3、r4構成反向放大器，且要求r1＝r2、r3＝0.5r4、r5＝r3，以保證在峰值檢波器的輸出大於限幅器輸出時，步長δ隨峰值檢波器輸出而自適應變化；所述變化規則是步長值δ始終保持峰值檢波器輸出值的兩倍；
以及能夠將所述1比特數位訊號x1(n)轉換成對應的數位訊號x2(n)的擾碼器，優選的，所述擾碼器對應的加擾規則為：若1比特數位訊號x1(n)中的符號連續3個為「1」或者「0」時，則將第三個數字符號置為「-1」；之所以設定這樣的規則是為了使得信號發送端減少連「0」碼或連「1」碼以保證定時恢復質量，具體的在數字基帶傳輸過程，特別是經過自適應步長σ-δ編碼後，可能會出現連續的「0」或連續的「1」；為解決此問題所提出一種加擾解擾方式；例如，當x1(n)為「1、1、1、1、0、0、0、1、0、1」時，加擾後信號x2(n)為「1、1、-1、1、0、0、-1、1、0、1」，所述擾碼器具體實現數字邏輯電路如圖8所示。
進一步的，所述解碼器至少具有：
能夠對數位訊號x2(n)進行數字解擾，以輸出1比特數位訊號x11(n)的解擾器，優選的，從上述編碼規則看出，每一個「-1」脈衝總是與之前的非「-1」符號極性相同。因此，解碼時每個「-1」應被置成此脈衝之前的非「-1」符號，則解擾器對應的解擾規則為：若數位訊號x2(n)中符號為「-1」，使得符號「-1」被置為與符號「-1」前一位符號極性相同的符號；例如，當加擾後信號x2(n)為「1、1、-1、1、0、0、-1、1、0、1」時，解擾後信號x11(n)為「1、1、1、1、0、0、0、1、0、1」，這種加擾解擾方式，避免了連續「1」與連續「0」的情況，有利於解碼時定時信息的恢復；且編碼和解碼都比較簡單，易於硬體電路實現；以及對1比特數位訊號x11(n)進行採樣率轉換以獲得n比特精度的數位訊號y(n)的採樣率轉換器。優選的，如圖2所示所述採樣率轉換器至少包括數字低通濾波器以及d倍數字抽取器。為了更進一步表述本方案下面以實例進行說明，所述d倍數字抽取器採用512倍降採樣，其分別採用4個抽取器進行降採樣，具體的所述音頻解碼器採樣率轉換器的等效模型如圖8所示，其包括作為低通濾波器的平均器h1，以實現對1比特數位訊號x11(n)的實時處理，同時由於考慮到單個平均器旁瓣較大，為抑制抽取時頻譜混疊和降低計算複雜度，平均器h1採用級聯的形式，其時域差分方程為：
其中，y1(n)為平均器h1的輸出；同時設置有低通濾波器h2、h3，進一步的，對於n2階低通濾波器h2與n3階低通濾波器h3，其時域差分方程分別為
其中，h2(i)、h3(i)分別為低通濾波器h2、h3的濾波係數，y2(n)、y3(n)分別為低通濾波器h2、h3的輸出，y11(n)為y1(n)經32倍抽取的輸出，y21(n)為y2(n)經4倍抽取的輸出。更進一步的，在降採樣過程中，應考慮在滿足0～40khz間的頻譜不發生混疊的條件下，濾波器通帶應儘量寬，則相應的本發明中計算低通濾波器通帶截止頻率的方法如下：
其中，低通濾波器h2的採樣頻率fc為低通濾波器h2的通帶截止頻率；低通濾波器h3的採樣頻率fc′為低通濾波器h3的通帶截止頻率，可見根據式(4)可設計出低通濾波器h2、h3的濾波係數h2(i)、h3(i)；採樣率轉換器還包括n4階低通濾波器h4，其時域差分方程為：
其中，h4(i)為濾波係數，y31(n)為y3(n)經2倍抽取的輸出；同時為滿足0～20khz之間的頻譜不產生混疊，其通帶截止頻率應滿足以下條件：
其中，低通濾波器h4的採樣頻率fc″為低通濾波器h4的通帶截止頻率。根據式(6)可設計出低通濾波器h4的濾波係數h4(i)。
進一步的，所述解碼器還具有：能夠對採樣率轉換過程中的數位訊號進行異常聲檢測的異常聲檢測器及對檢測到的異常聲進行存儲的異常聲存儲器，異常聲檢測與存儲的作用是檢測並存儲高解析度的異常聲信號，以便後續分析。優選的，所述異常聲存儲器至少具有：能夠對預設時間段內的採樣率轉換過程中的數位訊號中進行預存儲的緩存器；異常聲檢測控制器，其能夠在檢測到異常聲信號時，同步控制緩存器將當前所預存儲的信號存儲至異常聲存儲器內且在所設定的時間段內未發現異常聲信號時，停止存儲緩存器內所發送的信號。之所以設置異常聲存儲器，其作用是存儲異常聲及異常聲發生的前後時間段如5分鐘高解析度的音頻信號；具體的為存儲高解析度信號，本申請中異常聲存儲器位置如圖8所示，並定義緩存器內存至多可存5分鐘的音頻信號，存儲流程如圖11所示，相應的異常聲檢測控制器對應的控制規則為：(a)緩存器持續存儲5分鐘的音頻信號；(b)當檢測出異常聲時，控制器通過控制開關k接通使得緩存器內容存入存儲器中；(c)連續10分鐘未檢測到另一異常聲時，控制器通過控制開關k斷開使得緩存器內容停止存入存儲器中；這樣的設計使得監控場景發生異常聲音時，可根據存儲器中的內容，便於分析與識別，便於還原異常聲前後時刻的場景。
更進一步優選的，所述的異常聲檢測方法採用呂霄雲等在「基於mfcc和短時能量混合的異常聲音識別算法」中提出的異常聲檢測方法，以實現對數位訊號y31(n)進行異常聲檢測，如圖9-10，首先對訓練樣本(異常聲)進行特徵提取，根據特徵矢量訓練出不同異常聲音(如叫喊聲、槍聲、碎玻璃聲)的gmm模型，隨後按照胡益平在「基於gmm的說話人識別技術研究與實現」提出的方法，對提取之後的音頻特徵矢量訓練4種異常聲音的gmm模型；異常聲gmm模型訓練完後，對識別監控場所的異常聲音進行識別，相應的識別模型如圖10。更進一步優選的，為了提高異常聲檢測精度，防止因抽取之後的解析度降低的問題，如圖8所示，所述的異常聲檢測過程還可以將對採樣率轉換過程中的數位訊號設置為在第一個2倍抽取器之後對信號進行異常聲檢測。
本發明的另一目的是要提供一種監控音頻信號的數位化方法，其特徵在於，包括：
步驟1、通過音頻編碼器對模擬信號x(t)進行自適應步長量化編碼處理以輸出1比特數位訊號x1(n)並將所述1比特數位訊號x1(n)轉換成對應的數位訊號x2(n)；
步驟2、通過音頻解碼器對數位訊號x2(n)進行數字解擾，以輸出1比特數位訊號x11(n)，並對1比特數位訊號x11(n)進行採樣率轉換以獲得n比特精度的數位訊號y(n)。
進一步的，所述的音頻編碼器至少具有：
1比特σ-δa/d轉換器；所述的1比特σ-δa/d轉換器包括接收模擬信號x(t)的積分器、根據步長對1比特數位訊號x1(n)進行d/a轉換和積分的1比特d/a積分器、能夠比較上述兩種積分器輸出值大小的比較器、確定抽樣頻率fs的抽樣器、能夠進行1比特量化編碼的符號檢測器；對所述1比特σ-δa/d轉換器進行自適應步長控制的峰值檢波及限幅電路；所述峰值檢波及限幅電路包括對模擬信號x(t)進行全波整流的絕對值電路、對絕對值電路進行限幅的限幅器、對限幅器的輸出信號進行峰值檢波的峰值檢波器、保證步長δ隨峰值檢波器輸出而自適應變化的放大器；以及能夠將所述1比特數位訊號x1(n)轉換成對應的數位訊號x2(n)的擾碼器；所述擾碼器對應的加擾規則為：若1比特數位訊號x1(n)中的符號連續3個為「1」或者「0」時，則將第三個數字符號置為「-1」；
所述音頻解碼器至少具有：能夠對數位訊號x2(n)進行數字解擾，以輸出1比特數位訊號x11(n)的解擾器；以及對1比特數位訊號x11(n)進行採樣率轉換以獲得n比特精度的數位訊號y(n)的採樣率轉換器；所述解擾器對應的解擾規則為：若數位訊號x2(n)中符號為「-1」，使得符號「-1」被置為與符號「-1」前一位符號極性相同的符號。
所述解碼器還具有：能夠對採樣率轉換過程中所涉及的數位訊號進行異常聲檢測的異常聲檢測器及對檢測到的異常聲進行存儲的異常聲存儲器；所述異常聲存儲器至少具有：能夠對預設時間段內的數位訊號進行預存儲的緩存器；異常聲檢測控制器，其能夠在檢測到異常聲信號時，同步控制緩存器將當前所預存儲的信號存儲至異常聲存儲器內且在所設定的時間段內未發現異常聲信號時，停止存儲緩存器內所發送的信號。
下述以具體實驗例對本發明的有效性進行驗證，採樣信號為：對不同頻率、不同幅度的正弦信號及帶有異常聲的音頻信號進行編解碼，具體的其實驗中採樣頻率fs＝24.576mhz，am＝0.002伏，τ＝0.203秒。
具體過程為：首先，採用本發明所提出的方法對不同頻率、不同幅度的正弦信號進行編解碼；設正弦信號x(t)的幅度為a，頻率為f，則
x(t)＝asin(2πft)(7)
當f取0.02khz、0.2khz、2khz、20khz時，隨著幅度a在0.002～2區間上的變化，解碼後信噪比變化如圖12所示；由圖12可見，當am恆定，幅度a從0.002升至2時，不同頻率的信號解碼後信噪比均有所下降；其中，頻率越高，下降越小。由於異常聲中的高頻成分較多，所以本專利方法對異常聲信號有較高的信噪比。當f取0.02khz、0.2khz、2khz、20khz，幅度a從0.002跳變至ajp時，解碼後信噪比如圖13所示，當ajp取0.01到1.25時，不同頻率的信號經跳變後其解碼後信噪比如圖13所示，其中，頻率越高，其信噪比越高；由於異常聲中往往高頻成分較多，所以本方法對異常聲中的幅度突然增大過程保持較高的信噪比。
其次，本發明對一段帶有異常聲的音頻信號進行編解碼；當發生異常聲時(敲打桌子的聲音)，信號幅度突然增大，音頻信號波形如圖14所示，此信號經過現有技術中的σ-δ編解碼與本專利所提出的自適應步長σ-δ編解碼技術編解碼後，波形如圖15所示；可見由於現有技術中σ-δ編碼時步長恆定，導致異常聲信號產生了過載失真；而本專利所提出的方法，當發生異常聲時，步長隨異常聲音的幅度而自適應變化，保證了異常聲音有較高的信噪比。
最後，為測試誤碼率對本發明的影響，給出其誤碼率—信噪比曲線，如圖16所示；圖16中，橫軸表示傳輸信道中誤碼率，縱軸表示經過解碼後的音頻信號信噪比；由圖可見，當傳輸信道誤碼率ber＝10-7、f＝20khz時，解碼後信號最高信噪比高達77.69db；傳輸信道誤碼率ber＝10-4、f＝0.02khz時，解碼後信號最低信噪比為52.17db。由此說明本發明所提出的方法有較好的抗信道誤碼能力。
綜上所述，本發明所提出的方案具有成本低，編碼過程簡單，易於電路實現，不需要附加額外a/d晶片可直接實現；在傳輸誤碼率較高的情況下仍保持高信噪比，有較好的抗誤碼能力等優點；且其通過採用自適應步長的σ-δ編解碼技術，實現了對正常聲音和異常聲音均保持較高的信噪比；通過採用加擾解擾方式其編解碼比較簡單，易於硬體實現；通過採用存儲高解析度的異常聲信號，便於後續分析、研判。
以上所述，僅為本發明較佳的具體實施方式，但本發明的保護範圍並不局限於此，任何熟悉本技術領域的技術人員在本發明揭露的技術範圍內，根據本發明的技術方案及其發明構思加以等同替換或改變，都應涵蓋在本發明的保護範圍之內。