數字音頻預補償的製作方法

2024-02-05 18:27:15

專利名稱：數字音頻預補償的製作方法
技術領域：
本發明總的涉及數字音頻預補償，更具體地，涉及數字預補償濾波器的設計，它藉助於修正被補償系統的動態響應，產生一個或幾個加到聲音生成系統的輸入信號。
背景技術：
用於產生或重現聲音的系統，包括放大器，電纜，和揚聲器，常常以不希望的方式影響聲音的頻譜特性。放置了這種設備的房間的混響會附加上另外的改進。具有非常高質量的聲音重現可以通過使用匹配的電纜組、放大器和高質量的揚聲器而達到，但這是麻煩的和非常昂貴的。PC和數位訊號處理器的增加的計算功率引入改進聲音產生或聲音重現系統的特性的新的可能性。聲音產生系統的動態性質可以通過記錄它對於已知的測試信號的響應而被測量和建模，正如從文獻上熟知的。可以把預補償濾波器(圖1上的R)放置在原先的聲音源和音頻設備之間。濾波器被計算和實施來補償聲音產生系統的測量的性質(圖1上用H符號表示)。具體地，希望被補償的系統相位和幅度響應接近於預規定的理想的響應(圖1上用D符號表示)。換句話說，因此要求補償的聲音重現y(t)與理想的yref(t)相匹配到某個給定的精確度。由預補償器R產生的預失真抵消由於系統H造成的失真，以使得最後得到的聲音重現具有D的聲音特性。因此，直到系統的物理限制為止，至少在理論上有可能達到優良的聲音質量，而沒有使用極高端的音頻設備的高的花費。設計的目的可以是抵消由不理想地構建揚聲器機箱造成的聲音諧振。另一個應用可以是使得在收聽房間的不同的位置中由於室內聲學特性造成的低頻諧振最小化。
數字預補償濾波器不單被應用到單個揚聲器，也應用到多信道聲音產生系統。它們可以是被設計的重要元件，其設計目標不單是產生較好的聲音，也產生特別的效果。重現聲音的虛擬聲音源的生成，對於計算機遊戲的聲音效果是有利的。
長時間以來存在有被稱為圖形均衡器的設備，目的是通過修正它在一組固定的頻段中的增益來補償聲音產生系統的頻率響應。存在有調節這樣的濾波器的自動方案，例如參閱[1]。也有其他的現有技術把音頻範圍劃分成不同的頻段，以及構建每個這些頻段內的不同的補償器，例如參閱[2，3]。這樣的子頻段解決方案具有不適當的相位補償的缺點，這會造成許多問題，特別是在頻段的邊界處。
已提出了把感興趣的音頻範圍作為一個頻段對待的方法。這要求使用和調節具有非常大的數目的可調節的係數的濾波器。建議的方法通常是基於對FIR(有限衝擊響應)濾波器的調節，以使得用於測量補償的信號y(t)與想要的響應yref(t)之間的偏差的最小平方準則最小化，例如參閱[4-10]。這個公式被認為是有吸引力的，因為存在易處理的自適應算法，以及離線設計算法，它們可根據最小平方準則調節FIR濾波器。也存在有對於非線性補償器的建議，例如參閱[11，30]。提出了分開地測量室內聲學響應和揚聲器響應的解決方案，已在用於聲音產生系統的預補償逆濾波器的設計中被使用[3，12]。在[13]中，揭示了一種方法，在音頻系統補償中應用FIR和IIR(無限衝擊響應)濾波器。這樣的方法被使用來減小在補償濾波器中所需要的FIR濾波器參量的數目。然而，所有這些給出的方法具有嚴重的困難，這使得這些方法的實際的使用相當地成問題。現有技術中可提供的設計方案通常導致具有高的計算複雜性和嚴重的實際限制的補償濾波器。由於用太高的功率生成補償信號的風險，最後得到的自動生成的補償濾波器有時對於音頻設備甚至是危險的。
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本發明的一個總的目的是提供音頻預補償濾波器的改進的設計方案。
本發明的另一個目的是提供設計這樣的濾波器的靈活的、但仍舊非常精確的方式，允許更好地控制要被預補償濾波器執行的補償的程度和補償量。在這方面，特別希望提供濾波器調節技術，這給出對於在不同的頻率區域和/或在不同的音頻信道上執行的補償量的完全的控制。
本發明的另一個目的是提供用於音頻預補償器的設計方法和系統，該預補償器提供良好的補償性能而同時使用可以由今天的技術容易地處理的有限的數目的濾波器參量。
本發明的再一個目的提供用於設計數字音頻預補償濾波器的靈活的和有效的方法，系統和電腦程式。
本發明基於這樣的認識動態系統的數學模型以及數字預補償濾波器的基於模型的最優化，提供了用於設計各種濾波器的有力的工具，這些通過修正加到設備的輸入信號而改進各種類型的音頻設備的性能。
按照本發明的總的概念是，提供使用新穎類別的設計準則的音頻預補償濾波器設計方案。實際上，濾波器參量是根據在一方面把預補償濾波器近似為固定的非零濾波器部件與另一方面把預補償的模型響應近似為參考系統響應與之間的加權量被確定的。
為了設計的目的，預補償濾波器優選地被看作為一個附加地包括固定的非零濾波器部件和一個可調節的補償器部件。固定的濾波器部件通常由濾波器設計者進行配置或被設置為預設的配置，而可調節的補償器部件是通過把包括以上的加權值的判定函數最優化而被確定的。與固定濾波器部件類似地，加權通常被濾波器設計者配置或被設置為預設的配置。一旦固定的濾波器部件被做成以及可調節的補償器部件被確定，預補償濾波器的濾波器參量就可被計算和被實施。在許多實際的情形下，在固定濾波器部件中包括具有至少一個可選擇的延時元件的旁路部件是有利的。
通過使得加權成為依賴於頻率的和/或依賴於信道的，得到了一種有力的設計工具，它提供對於在不同的頻率區域中和/或在不同的子信道上執行的補償的程度和類型的完全的控制。優選地，判定函數包括頻率加權的和/或信道加權的懲罰項，它懲罰預補償器的補償部分。這種依賴於頻率的和/或依賴於信道的加權使得容易避免危險的過補償，而同時在可以安全地得到補償的頻率區域和信道中得到良好的補償。
加權的判定函數的最優化可以通過例如使用遞歸的最優化或自適應濾波而在線地執行，類似於傳統的在線最優化，或被執行為基於模型的離線設計。
為了在使用有限的數目的濾波器參量時提供良好的補償性能，提出一種用於調節可實現的(穩定的和因果的)無限衝擊響應(IIR)補償濾波器的、基於最優化的方法。這些數字濾波器可生成長的衝擊響應，而同時包含有限的數目的濾波器參量。這樣設計的補償濾波器可能具有幾個輸入和輸出音頻信道，以及可被使用於補償單信道以及多信道音頻設備。
所提出的設計原理和結構對於線性動態設計模型和線性預補償濾波器是特別有用的，但也可被一般化為非線性設計模型和非線性預補償濾波器的情形。
本發明的不同的方面包括用於設計音頻預補償濾波器的方法、系統和電腦程式，這樣設計的預補償濾波器，包含這樣的預補償濾波器的音頻系統以及由這樣的預補償濾波器生成的數字音頻信號。
本發明提供以下的優點-嚴格控制要由預補償濾波器執行的補償的程度和補償量，因此提供對於最後得到的聲音響應的全面控制；-可以避免危險的過補償，而同時在可以安全地完成補償的場合下仍舊得到良好的補償；-在使用有限數目的濾波器參量時，達到良好的補償性能；以及
-提供最佳地預補償的音頻系統，導致優良的聲音質量和感覺。
通過閱讀以下的本發明的實施例的說明，將會明白本發明提供的其他的優點和特性。


當參照以下的說明連同附圖一起，將會最好地了解本發明連同它的其他目的個優點，其中圖1是補償的聲音產生系統的一般的說明；圖2A是顯示未補償的揚聲器模型的幅度響應的圖；圖2B是顯示未補償的揚聲器模型的相位響應相對於純延時的相移的偏差的圖；圖3顯示圖2A和2B的揚聲器模型的離散時間衝擊響應，以44.1kHz採樣以及為了說明，被延時250個樣本；圖4是按照現有技術設計的、相對於圖2A，2B和3的揚聲器動態特性顛倒的、標量FIR補償濾波器的衝擊響應的圖；圖5顯示按照本發明的、根據圖2A，2B和3的揚聲器模型設計的標量IIR補償濾波器的衝擊響應；圖6A是由圖5的IIR濾波器補償的、圖2A的揚聲器模型的幅度響應的圖；圖6B是由圖5的IIR濾波器補償的、圖2B的揚聲器模型的相位響應相對於純延時的相移的偏差的圖；圖7是用圖5的IIR濾波器補償的、圖3的揚聲器模型的補償的衝擊響應；圖8顯示在圖5的IIR濾波器的設計中使用的加權函數的頻率響應幅度；圖9顯示當使用不帶有控制懲罰的補償時圖8的補償的衝擊響應；圖10A是由圖4的現有技術FIR濾波器補償的、圖2A的揚聲器模型的幅度響應的圖；圖10B是由圖4的現有技術FIR濾波器補償的、圖2B的揚聲器模型的相位響應相對於純延時的相移的偏差的圖；圖11是顯示按照本發明的濾波器設計結構的特定的實施例的示意圖；
圖12是適合於實施本發明的、基於計算機的系統的方框圖；圖13是引用按照本發明的設計方法配置的預補償濾波器的音頻系統；以及圖14是按照本發明的示例性實施例的濾波器設計方法的總的流程的流程圖。
具體實施例方式
第1-3節描述線性情形，第4節概括結構和設計原理(針對著非線性和可能的時變的系統模型以及非線性和可能的時變的補償器)，以及第5節最後描述某些實施的方面。
1.對於線性模型和濾波器的設計為了更好地了解本發明，從描述用於設計音頻預補償濾波器的一般方法開始，可能是有用的。
要被修正的聲音產生或重現系統通常用線性時變動態模型H代表，它描述在一組p個輸入信號u(t)與一組m個輸出信號y(t)之間的、具有離散的時間的形式的關係y(t)＝Hu(t)ym(t)＝y(t)+e(t) (1.1)其中t代表離散時間指數，ym(t)(下標m表示「測量」)是m維列矢量，代表聲音時間序列，在m個不同的位置；以及e(t)是噪聲，未建模的室內反射，不正確的模型結構的影響，非線性失真和其他未建模的貢獻。算子H是一個m×p的矩陣，其元素是穩定的線性動態算子或變換，例如，被實施為FIR或IIR濾波器。這些濾波器將確定對於p維任意輸入時間系列矢量u(t)的響應y(t)。線性濾波器或模型由這樣的矩陣代表，它們在下面被稱為轉移函數矩陣或動態矩陣。轉移函數矩陣H代表整個的或一部分的聲音產生或聲音重現系統的效果，該系統包括任何預先存在的數字補償器、數字-模擬變換器、模擬放大器、揚聲器、電纜以及在某些應用中也包括室內聲學響應。換句話說，轉移函數矩陣H代表聲音產生系統的相關的部分的動態響應。加到這個系統的輸入信號u(t)是p維列矢量，可以代表加到聲音產生系統的p個獨立的放大器-揚聲器鏈上的輸入信號。
測量的聲音ym(t)，根據定義，被看作為要被修正的和控制的項y(t)＝Hu(t)與未建模的貢獻e(t)的疊加。對於好的結果的先決條件實際上當然是建模和系統設計可使得在感興趣的頻率區域中，與幅度|y(t)|相比較，幅度|e(t)|是不大的。
總的目的是相對於某些參考動態特性修正由(1.1)表示的聲音產生系統的動態特性。為此，引入參考矩陣Dyref(t)＝Dw(t)， (1.2)其中w(t)是r維矢量，代表一組實況的或記錄的聲音源或甚至人造地生成的數字音頻信號，包括被使用來設計濾波器的測試信號。矢量w(t)的元素可以代表數字記錄的聲音的信道，或已被採樣和數位化的模擬源。在(1.2)中，D是m×r維的轉移函數矩陣，並假設它是已知的。線性系統D是設計變量，它通常代表在(1.1)中的矢量y(t)的參考動態特性。
可想到的設計目標的例子可以是動態特性的完全倒置和信道的去耦。在r＝m的情形下，矩陣D被設置為等於具有d個步長延時算子作為對角線元素的平方對角線矩陣，這樣yref(t)＝w(t-d)。
Y(t)的參考響應被定義為正好是原先的聲音矢量w(t)的延時的版本，w(t)的所有的元素都具有相等的採樣周期延時d。
更複雜的設計除了引入延時以外，可以以穩定的濾波器的形式把參考動態特性應用到聲音產生系統。通過D的這樣的設計，有可能把新的聲音特性加到系統，例如，用低質量的音頻設備得到優良的聲音質量。當模擬特別的類型的聲音產生系統時，更複雜的設計可能是感興趣的。通過設計矩陣D引入的所需要的大的延時d是影響可達到的性能的重要的參量。這個延時被允許得越大，則因果補償濾波器將得到越好的補償。
預補償通常是通過預補償濾波器得到的，通常用R表示，它根據信號w(t)生成加到音頻重現系統(1.1)的輸入信號矢量u(t)
u(t)＝Rw(t) (1.3)在現有技術中，數字音頻預補償器的佔優勢的趨勢是生成加到音頻重現系統(1.1)的輸入信號矢量u(t)，這樣，它的已補償的輸出y(t)在每個特定的意義下也近似於參考矢量yref(t)。如果在(1.1)中的信號u(t)由線性預補償濾波器R生成，則可以達到這個目標，線性預補償濾波器R包含一個p×r矩陣，其元素是穩定的和因果線性動態濾波器，它們作用在信號w(t)上，以使得y(t)將近似於yref(t)y(t)＝Hu(t)＝HRw(t)≌yref(t)＝Dw(t)。
在一般的系統理論內，用於精確的補償的條件是，R等於動態模型H的因果和穩定的右端逆矩陣，右乘以D，R＝H-RD。
這裡，H-R表示模型的轉移函數矩陣的右端逆矩陣。這樣的右端逆矩陣，根據定義，具有性質HH-R＝Im(m×m尺寸的單位矩陣)。所以，HR＝HH-RD＝D。
不幸地，音頻系統的模型常常不具有精確的穩定的和因果右端逆矩陣。然而，假設在D內的塊延時d(由D的任何元素引起的最小的延時)允許增加。則，由穩定的和因果的補償濾波器得到的最小平方近似誤差|y(t)-yref(t)|2在延時d→∞時可被顯示為消失，如果H的正常的秩(除在系統零點以外的轉移函數矩陣的秩)等於m(在y(t)中的元素的數目)的話。在我們的上下文中，延時d由設計者確定，他由此控制近似程度。
對於可實現的良好的預補償，由H描述的系統至少需要有與輸出一樣多的分開的輸入，即，p≥m。否則，H的秩決不會與m一樣大。Z1最簡單的情形下，我們具有標量模型和標量參考動態特性，其中m＝p＝r＝1，這樣，y(t)，u(t)和w(t)都是標量時間序列。模型H於是可代表要被補償的單個放大器-揚聲器鏈。
在現有技術和文獻中，用於解決這種類型的近似問題的最有希望的方法集中在用FIR濾波器表示H和R，然後使用最小平方技術以使得懲罰在元素y(t)與yref(t)之間的平方差值的平均和的標量判決最小E((y(t)-yref(t))T(y(t)-yref(t)))＝E(|y(t)-yref(t)|2). (1.4)這裡和在下面，T表示矢量的轉置以及E代表在所涉及的信號的相關的統計性質的平均值。這樣的最小平方設計可以通過(1.4)的在線遞歸最小化完成，例如，通過對測量的信號ym(t)和w(t)採用LMS算法或濾波的x LMS算法[12，13]，參閱在背景一節中所引用的參考文獻。設計也可通過求解固定階數的FIR濾波器的Wiener最優化問題離線地執行。這等價於求解一組線性聯立方程，Wiener-Hopf方程，它涉及到相關估計。(1.4)的最小化不單考慮系統的幅度響應，也要考慮系統的相位響應。這個方法比只考慮幅度響應的方法(例如，在[14]中描述的方法)更好。使用FIR濾波器的缺點在於，可能必須使用具有係數數目很大的濾波器。為此，本發明集中在通常需要較少的係數的IIR濾波器的調節上。不管使用FIR或IIR濾波器，由本發明人作出的仔細的分析揭示，基於最小平方準則(1.4)的最小化的所有的現有技術設計具有進一步的重大缺點·基於最小平方準則(1.4)的最小化的補償濾波器在最高和最低頻率處將得到極端的性質。在標量情形下，這是由於轉移函數H在音頻範圍內的最高和最低頻率處常常具有低的增益，這導致補償器R在這些頻率處具有高的增益。這樣的補償器具有長的和振蕩的衝擊響應，見圖4，它們需要通過計算來調節和實施。這不單在非常高的和非常低的頻率處是一個潛在的問題，而且對於所有的頻率如果準則(1.4)要被最小化而要求過量的補償也是潛在的問題。
·在某些頻率上具有太高的增益的補償濾波器R可能進一步產生非線性失真，這對於性能具有決定性影響。在最壞的情形下，高增益的輸入會損壞音頻設備。
已經看到，有需要對於在不同的頻率和在不同的子信道上執行的補償的程度和補償量，得到比起由(1.4)提供的更好的控制。
在按照本發明的、用於音頻設備的預補償濾波器的設計中，把濾波器看作為附加地包括兩個部件原來是有用的，一個固定的非零濾波器部件和一個通過最優化被確定的、可調節的補償器部件。固定的濾波器部件通常被濾波器設計者配置或被設置為預設的配置。另一方面，可調節的補償器部件是通過根據在(一方面)把預補償濾波器近似為固定的、非零濾波器部件與(另一方面)把預補償的模型響應近似為參考系統響應之間的給定的加權量使得判定函數最優化而被確定的。雖然不是必須的，這個加權量最好被做成依賴於頻率的和/或依賴於信道的，正如下面解釋的。
為了更清楚的了解本發明的基本概念，現在通過例子描述基於這樣的加權的預補償濾波器的設計。
例如，補償可被看作為信號路徑的附加的修正m(t)＝Cw(t)，信號路徑通常正好是直接饋送通過和信號w(t)的延時u(t)＝w(t-g)+m(t)＝w(t-g)+Cw(t)(1.5)其中g是適當的延時，以及C典型地是FIR或IIR濾波器的矩陣。在(1.5)，u(t)和w(t)假定具有相等的維數，m＝r。通過使用標準後向移位算子表示法w(t-1)＝q-1w(t)在(1.3)中的補償器矩陣因此對設計來說，被看作為具有以下的形式R(q-1)＝(q-g+C(q-1))補償器部件C的設計優選地是基於判決函數的最小化，判決函數包括懲罰加性修正信號m(t)＝Cw(t)的幅度的頻率加權的項。這樣的懲罰項可被包括在任何類型的、用於濾波器最優化的準則。具體地，二次判決函數(1.4)可被代替為
J＝E(|V(y(t)-yref(t))|2)+E(|Wm(t)|2)＝＝E(|V(HR-D)w(t))|2)+E(|WCw(t)|2)，(1.6)其中W是第一加權函數以及V是附加的可任選的加權函數。矩陣W優選地是(mxm)方陣，包含代表一組設計變量的穩定線性IIR濾波器。而且，附加的加權函數V優選地是(pxp)方陣，包含用作為另一組設計變量的穩定線性IIR濾波器。
在本發明的特定的實施例中，由轉移函數矩陣W代表的加權用作為對於補償信號m(t)＝Cw(t)的依賴於頻率的懲罰。通過使用信號和系統的Z變換表示，可以在頻域中最好地了解用W進行加權的效果。(1.6)的最小化將導致在頻率z處具有小的增益的補償器項C(z)，其中W(z)的模是相當大的。這是因為(1.6)的最後一項否則將超過J。在這樣的頻率區域中，C(z)w(z)在(1.5)中是小的，所以，未補償的系統的性質將保持不變，除了g個樣本的延時外。另一方面，在頻率z，其中W(z)的模是趨於零那樣的小，準則(1.6)的第一項是最重要的。如果V＝I，則在這些頻率區域內，y(z)≈yref(z)＝D(z)w(z)，因為這種調節使(1.6)的第一項對於到總的判定值的貢獻最小化。
例如，由W代表的加權函數可被實現為具有給定的截止頻率的低通濾波器，與具有給定的極限頻率的高通濾波器並聯。通過適當地選擇截止頻率和極限頻率，由預補償濾波器執行的補償可以按照特定的應用被定做。當然，加權因子W可以以適當的形式被實現。
由矩陣V表示的頻率選擇的加權因子可被使用於各種用途·通過使用人耳的已知的特性，它可被使用於感知的加權。在我們更敏感的頻率區域中補償誤差的消除然後被加強。
·它也被使用來在H中的建模誤差是大的頻率區域中對性能偏差加上低的加權，這樣，最優化不集中在其中結果反正是不可靠的頻率區域。
·它還可被使用來加權在空間的不同的位置上，即在矢量y(t)的不同的分量中，得到的誤差。這可以通過把V設置為對角線轉移函數矩陣和通過使用不同的濾波器作為V的對角線元素而達到。
依賴於頻率的加權的使用使得能夠在不同的頻率區域中進行不同類型的調節，雖然設計模型H描述整個相關的頻率範圍。把總的頻率區域分解為子頻帶和分開地補償每個頻帶的解決方案因此可被避免。除了更複雜化以外，在圖形均衡器中使用的子頻帶解決方案被認為會產生相位響應的失真的問題。
還應當指出，W在多信道情形下可以是加權濾波器的矩陣。有可能使用其每個對角線元素是不同的對角線矩陣來調節在每個輸入信道上執行的對於該特定的揚聲器的性質的補償。這種依賴於信道的加權可以獨立地執行，通過使用對於單獨的信道的、與頻率無關的加權或依賴於頻率的加權，能夠在所述多信道系統的不同的信道中進行不同類型的補償。
在(1.5)中的直接饋送通過(旁路)的延時g是另一個設計變量。在標量情形下(m＝p＝r＝1)的適當的選擇，如果d＞k，是設置g＝d-k，其中d是D的塊延時，而k是H的塊延時。這樣，通過補償系統的總的淨延時在所有的頻率區域中大約是g+k＝d。在被W很大地懲罰的區域中，我們有u(t)≈w(t-g)，這樣，補償模型HR的總的延時是g+k。在其中W是不重要的區域中，HR≈D，它被預先指定延時d。
對於多信道補償器，在不同的信道上可能需要不同的饋送通過延時以及在D中不同的塊延時。重要的依賴於信道的延時對於產生虛擬聲音源是有用的，即，好像從不同於揚聲器的方向發出的聲音。為了包括補償問題的這樣的和其他變量以及也處理其中在w(t)中的信號數目不同於在y(t)中的信號數目，r≠m，的情形，(1.5)被一般化為u(t)＝Fw(t)+Cw(t)，其中F是穩定線性動態系統的任意的mxr矩陣。這個矩陣假定是已知的，以及不要通過最優化被修正。其中F等於零的特別的情形相應於使用對於補償器輸出u(t)的懲罰，這個補償器輸出現在將等於m(t)。這個特別的情形在現有技術中被討論，在標量系統的特別的情形下，具有特別的加權選擇V＝1和W等於與頻率無關的加權的二次準則，見[17]。這樣的最優化的前向饋送調整器也被設計用於處理控制，見[18，19]。這種類型的設計對於音頻預補償原來是不適當的，所以被排除在建議的解決方案外。大的懲罰W對於F＝0抑制整個信號矢量u(t)的幅度，它本身是預先存在的系統性質的主要的失真。建議的補償器設計的主要目的是引入懲罰，可以保留系統的自然響應不變，在這裡是對於大的W和F＝q-gI得到的。
在建議的設計中的關鍵的單元是，補償器(1.3)對於設計來說假設為被加性地分解成兩個部分R＝F+C， (1.7)其中F是固定的和非零的，而C是最優化的主體。應當指出，(1.7)的特別的情形(1.5)相應於F＝q-gI，對於r＝m。固定的、非零濾波器部件F因此可以是具有可選擇的延時的簡單的旁路部件。然而，沒有東西會阻止F用一個或多個附加的固定的濾波部件被配置。
總的來說，在補償器(1.7)中用於得到C的建議的設計原理是，最優化包括兩個目標的加權的準則(i)在總的預補償濾波器R與預定的動態非零濾波器部件F之間的偏差儘可能小，以及(ii)在補償的設計模型HR與預定的動態參考系統D之間的偏差儘可能小。具體地，當這個加權是依賴於頻率和/或依賴於輸入信道進行時，得到用於自動的/計算機支持的濾波器設計的有效的工具，它提供對於在不同的頻率區域中和/或在多信道設計的不同的子信道上執行的補償量的控制。
本發明的預補償濾波器通常在多信道系統中被實施為一個數字濾波器，或一組數字濾波器。
濾波器和模型可以由適合於線性系統的任何算子或變換代表物代表，諸如延時算子形式，Z變換代表物，Δ算子代表物，函數級數代表物或在[20]中引入的頻率翹曲代表物。近似程度(接近度)可以通過線性時間不變動態系統矩陣的度量的任何模被測量，諸如二次模(1.6)，頻率加權的H∞模或加權的L1模，參閱[21，22]。
為了更好地理解由本發明提供的優點，現在進行在按照本發明設計的預補償濾波器與根據現有技術設計的預補償濾波器的性能之間的比較。在本例中，預補償濾波器被應用到單個揚聲器和放大器鏈。
建模的音頻鏈的幅度響應和相位響應的偏差分別被顯示在圖2A和2B上，以及模型衝擊響應被顯示在圖3上。採樣頻率是44.1kHz。設計模型具有零的塊延時k，雖然在圖3上它的衝擊響應被向右移位，以便更容易與補償的響應進行比較。我們使用yref(t)＝w(t-d)，其中d＝300個樣本，如在(1.2)中想要的參考。正如在圖2A上看到的，未補償的實驗的揚聲器和放大器模型的幅度響應遠不同於理想的，在中間頻率區域中的起伏和在低的與高的頻率處低的功率。
首先，這個實驗模型通過用按照本發明的教導的、可實現的(穩定的和因果的)IIR補償器(1.5)將(1.6)最小化而被補償。使用了下面在第2節更詳細地說明的多項式Wiener設計。從20Hz到20000Hz的整個音頻範圍的完全的倒置在圖2A的最低的和最高的頻率上將需要極大的放大。如果整個音頻範圍要被顛倒，則可以產生具有太高功率的補償信號，特別是對於最高的和最低的頻率上。這樣的高的功率信號可損壞音頻設備，所以，目標是完美地顛倒在80Hz到15kHz的頻率範圍內的揚聲器動態特性(直至d＝g＝300的延時)。在這個範圍以外，放大也應當小於20dB。在這個特定的設計中使用的、在(1.6)中加權因子W包含具有30Hz的截止頻率的低通濾波器，與具有17kHz的極限頻率的高通濾波器相併聯，見圖8。設計的IIR預補償濾波器的衝擊響應顯示於圖5上。補償的幅度響應和相位響應的偏差分別顯示於圖6A和6B。正如在圖6A上看到的，在圖2A上的中間頻率起伏已被消除，以及在補償的頻率範圍內(80Hz到15kHz)的幅度響應緊密地遵循想要的平坦響應(幅度響應＝0dB)。另外，補償的模型系統的相位響應的偏差，圖6B，與圖2B上相位響應的未補償的偏差相比較，已明顯地改進。由圖7顯示的、補償的衝擊響應接近於理想的Dirac脈衝響應yref(t)＝w(t-300)。接近於主要的峰值的、剩餘的小的起伏是由於我們已限制在最低的和最高的頻率處的補償量。這個起伏可以通過在設計中使用W＝0而被去除，見圖9，以設計在最低的和最高的頻率處具有非常高的增益的預補償濾波器為代價。
這些結果可以與通過使用具有適當的調諧步長的理想化的LMS算法進行最小平方準則(1.4)最小化而被設計的FIR預補償器相比較。這個現有技術的補償器的衝擊響應被顯示於圖4。這樣的補償器具有長的和振蕩的衝擊響應，它們在計算上要求調節和實施的。這不單在非常高的和低的頻率處是一個潛在的問題，而且如果準則(1.4)要被最小化而要求過量的補償的情形下也是對於所有的頻率的潛在的問題。現有技術補償的系統的幅度響應和相對相位響應分別顯示於圖10A和10B上。這個補償系統的幅度響應，與用按照本發明的濾波器補償的系統相比較，顯示對於中頻的高得多的振蕩，特別是對於最高的頻率。因此，本發明性的設計導致短得多的和更好的特性的補償濾波器，也在其中想要補償的頻率範圍內提供更精確的倒置。
2.被設計為因果Wiener濾波器的標量補償器下面，參照圖11描述其中標量濾波器被設計為因果Wiener濾波器的預補償濾波器設計方法。作為本發明的實施例的例子，考慮預補償單個音頻鏈(放大器，電纜，揚聲器，和可能地室內聲學)的問題。標量模型H可以代表在多個點相對於揚聲器測量的動態特性的平均值，這樣，其中達到良好的補償的空間體積被增大。室內聲學響應在某些類型的問題中被忽略，這樣，只有揚聲器鏈被補償。線性系統和模型，在這種情形下，都被假設為時間不變的。它們是通過使用離散時間後向移位算子被表示的，這裡表示為q-1。信號s(t)被這個算子後向移位一個樣本q-1s(t)＝s(t-1)。同樣地，後向移位算子被表示為q，這樣，qs(t)＝s(t+1)，例如參閱[23]。標量設計模型(1.1)然後通過具有固定的係數的線性時間不變差分方程來代表y(t)＝-a1y(t-1)-a2y(t-2)-...-any(t-n)+b0u(t-k)+b1u(t-k-1)+...+bhu(t-k-h) (2.1)假設b0≠0，在輸入u(t)影響輸出y(t)之前將有k個樣本的延時。這個延時k可以代表聲音輸送延時，以及這裡它被稱為模型的塊延時。係數aj和bj確定由模型描述的動態響應。最大延時n和h在音頻系統的某些模型中可以是好幾百或甚至幾千樣本。
把所有的項相對於y移動到左手端。對於移位算子代表物，模型(2.1)等價於表示式(1+a1q-1++a2q-2+...+anq-n)y(t)＝(b0+b1q-1+...+bhq-h)u(t-k)。
通過引用多項式A(q-1)＝(1+a1q-1++a2q-2+...+anq-n)和B(q-1)＝(b0+b1q-1+...+bhq-h)，離散時間動態模型(2.1)可以由更緊湊的表示式來代表
A(q-1)y(t)＝B(q-1)u(t-k). (2.2)多項式A(q-1)被稱為首項係數是1的(monic)，因為它的第1個係數是1。在FI R模型的特定的情形下，A(q-1)＝1。一般地，在由濾波器A(q-1)代表的老的輸出y(t-j)中的遞歸給予模型以無限衝擊響應。在公式(2.2)中表示的IIR濾波器也被稱為有理式濾波器(rationalfilter)，因為它們的轉移算子可以由q-1)的多項式的比值來表示y(t)=B(q-1)A(q-1)u(t-k).]]>所有的涉及到的IIR系統、模型和濾波器在下面假設為穩定的。穩定準則是指，當復變量z用算子q代替時，這等價於方程A(z-1)＝0隻具有幅度|z|＜1的解。換句話說，複函數A(z-1)的所有的零點必須在複數平面的單位圓內。
要被補償的信號w(t)的假設的二階統計(頻譜性質)可以由穩定的和可穩定地顛倒的自回歸移動平均(ARMA)模型代表H(q-1)w(t)＝G(q-1)v(t)，其中v(t)是白色噪聲，以及多項式H(z-1)和G(z-1)都是首項係數是1的，並且它們的所有的零點都在|z|＜1中，即，是穩定的。
代表對於y(t)的想要的響應的設計模型由穩定的差分方程代表N(q-1)yref(t)＝D(q-1)w(t-d)， (2.3)其中多項式N(q-1)是首項係數是1的，以及在D(q-1)中的第一項多項式係數假設為非零的，這樣d代表想要的塊延時。
所使用的補償器結構是(1.7)，其中固定的濾波器F被設置為FIR濾波器(多項式)F(q-1)以及旁路延時g被設置為等於d-k，假設d≥k。g的這個選擇已在上一節中概略地導出。因此，
u(t)＝R(q-1)w(t)＝F(q-1)w(t-d+k)+m(t) (2.4)m(t)＝C(q-1)w(t).
穩定的離散時間標量有理式濾波器C(q-1)現在要通過將二次準則(1.6)最小化而被最優化。這裡，為簡化起見，假設V＝1，而Wm(t)是具有輸出f(t)的標量的和穩定的動態系統，由差分方程表示V(q-1)f(t)＝W(q-1)m(t). (2.5)多項式V(z-1)和W(z-1)都是設計變量。它們被限制為它們的所有的零點都在|z|＜1中。因此，準則(1.6)可被表示為J＝E(|(y(t)-yref(t))|2)+E(|f(t)|2). (2.6)下面說明最優化解決方案。
假設以上引用的和在圖11上顯示的模型和多項式V，W，G，H，D，N，B，A以及延時k和d用數字說明。使得準則(2.6)最小化的、在(2.4)中的穩定的和因果的IIR濾波器C(q-1)然後由差分方程說明β(q-1)N(q-1)G(q-1)m(t)＝Q(q-1)V(q-1)w(t)， (2.7)其中首項係數是1的多項式β(q-1)具有的它的所有的零點都在|z|＜1中。它與變量r一起，被給出為多項式頻譜因式分解方程的唯一穩定的和首項係數是1的解rβ(q-1)β*(q)＝V(q-1)V*(q)B(q-1)B*(q)+W(q-1)W*(q)A(q-1)A*(q)，(2.8)而在(2.7)中多項式Q(q-1)，連同反因果FIR濾波器L*(q)一起，由線性標量Diophantine多項式方程的唯一解給出
z-d+k[D(q-1)A(q-1)-F(q-1)B(q-1)N(q-1)]G(q-1)V*(q)B*(q)＝Q(q-1)rβ*(q)-A(q-1)N(q-1)H(q-1)qL*(q).(2.9)以上在前向移位算子中的多項式代表反因果算子，它在時間上向前移位信號。它們由下標中的星號表示。對於實數值係數的多項式P(q-1)＝(p0+p1q-1+p2q-2+...+pnpq-np)，共軛多項式被定義為P*(q)＝(p0+p1q+p2q2+...+pnpqnp)。
因為β(q-1)具有的它的所有的零點都在|z|＜1中，而由於問題公式化，N(q-1)和G(q-1)假設為具有的所有的零點都在|z|＜1中，濾波器(2.7)保證是穩定的。補償器將是因果的，因為所涉及的濾波器只具有後向移位算子作為宗量，以及因為在(2.7)中的βGN由於所有的涉及的多項式都是首項係數是1的，而具有非零的第一項係數。這意味著，m(t)和它的輸出信號u(t)在時間t不是w(t)的將來的數值的函數。最佳濾波器結構(2.7)和想要的設計公式(2.8)與(2.9)可以由正交性原理推導出，例如參閱[19，23，24，29]。所有的可允許的替換的濾波器然後被認為此後表明，沒有替換的補償器能夠得到比起通過(2.7)得到的更低的判定值。
多項式頻譜因式分解方程(2.8)總是具有穩定的解。當複數變量z被算子q代替時，(2.8)的右端可被看作為具有對稱地分布在|z|＝1的單位圓的裡面和外面的零點的多項式。由於等於以上引用的濾波器和模型的穩定性假設，沒有零點可以精確地位於單位圓上。方程(2.8)的解相應於把包括所有的零點的唯一的因子集中在單位圓的裡面，這形成多項式β(q-1)。標量r正好是使得β(q-1)為單一的歸一化因子。
多項式Diophantine方程(2.9)可以容易地變換成要對於Q(q-1)和L*(q)的多項式係數求解的線性方程的系統。這些方程是通過設置q的相同的冪次的係數在(2.9)的右端和左端為相等而被形成的。由於對於多項式Diophantine方程的可解性的一般理論，見[25]，方程(2.9)可以保證具有唯一解。這是因為在右端的多項式β*(z)和A(z-1)N(z-1)H(z-1)z決沒有公因子。這是因為是β*(z)是β(z-1)的共軛多項式，所以它的所有的零點都在|z|＝1的外面，而A(z-1)，N(z-1)和H(z-1)，由於設計假設，只具有在|z|＝1的裡面的零點。因此，所述的設計問題總是能夠求解，以及它們的解由補償濾波器表示式(2.4)，(2.7)和設計方程(2.8)與(2.9)體現。
根據二階(頻譜)信號模型使得二次準則最小化的線性時間不變量濾波器在文獻中被稱為Wiener濾波器。例如參閱[26]。對於濾波器(2.4)導致準則(2.6)最小化的補償器設計方程，不單在音頻預補償領域中，而且一般地也在Wiener濾波器設計和線性二次設計中，代表新穎的結果。
3.例如通過線性二次最優化設計的、以狀態空間形式實現的多變量補償器上一節的多項式形式和設計可通過使用在[27]中描述的多項式矩陣表示法，而被概括為MIMO(多輸入多輸出)濾波器和模型。MIMO設計也可以根據狀態空間模型通過線性二次高斯(LQG)最優化而被執行，以及這樣的設計將在下面被概述。對於基於狀態空間方法的LQG設計的一般性介紹，例如參閱[28]。
下面，在狀態理論領域中動態系統的慣用的表示法被使用來描述本發明的預補償濾波器的多信道實施方案。其元素是實數值常數的矩陣(不是濾波器)在下面用粗黑的和底下劃線的符號表示。W(t)的矢量-ARMA模型然後作為以離散時間的線性時間不變的狀態空間模型被引用，具有適當的維的狀態矢量x1(t)x1(t+1)=F1x1(t)+G1v(t)---(3.1)]]>w(t)=C1x1(t)+D1v(t),]]>其中w(t)是具有r維的列矢量，如在第1節中那樣的矢量。r維的矢量v(t)代表具有已知的協變矩陣的白色噪聲R1。ARMA模型(3.1)假設為穩定的和可穩定地倒置的。在(3.1)中，D1被假設為可倒置的r×r矩陣，它通常被設置為等於單位矩陣。當w(t)假設為白色時，x1(t)的維數是零，以及w(t)＝D1v(t)。
描述要被補償的音頻系統的、在(1.1)中的穩定的線性設計模型H利用狀態矢量x2(t)以狀態空間形式被實現為x2(t+1)=F2x2(t)+G2u(t)---(3.2)]]>y(t)=C2x2(t),]]>其中矢量y(t)具有m維，而u(t)具有p維。塊延時被假設為由狀態延時結構產生的。更大的延時將增加狀態矢量x2(t)的維數。
穩定的想要的系統(1.2)也以狀態空間形式被實現，具有狀態矢量x3(t)為x3(t+1)=F3x3(t)+G3w(t)---(3.3)]]>yref(t)=C3x3(t),]]>其中塊延時d被構建在狀態延時結構中。
使用了補償器濾波器結構(1.7)，其中穩定的預先規定的線性濾波器F以狀態空間形式被實現，具有狀態矢量x4(t)為x4(t+1)=F4x4(t)+G4w(t)---(3.4)]]>u(t)=C4x4(t)+m(t).]]>在(3.4)中的加性信號m(t)根據準則(1.6)被最優化，這裡，為了簡單性起見，設V＝I。在準則中的穩定的輸入懲罰濾波器W以狀態空間形式被實現為另一個濾波器，輸出信號矢量被表示為f(t)x5(t+1)=F5x5(t)+G5m(t)---(3.5)]]>f(t)=C5x5(t).]]>要被最小化的二次準則(1.6)因此被給出為
J＝E(|(y(t)-yref(t))|2)+E(|f(t)|)2.(3.6)現在，定義系統的總的狀態矢量為x(t)＝[x1(t)Tx2(t)Tx3(t)Tx4(t)Tx5(t)T]T. (3.7)在(3.1)-(3.5)中的狀態更新公式可被組合成單個模型x(t+1)＝Fx(t)+Gm(t)+Hv(t)，(3.8)其中聯合模型的狀態轉移矩陣F和輸入矩陣G與H可以容易地從子模型(3.1)-(3.5)得出。準則(3.6)然後可以用具有無限控制水平線和對於選擇的狀態的懲罰的準則的形式來表示。我們也加上對於m(t)中的二次形式的懲罰作為規則化項，具有懲罰矩陣RJ＝E(x(t)TCTCx(t)+x(t)TMTMx(t)+m(t)TRm(t)＝(3.9)＝E(x(t)TQx(t)+m(t)TRm(T))，其中C=(0C2-C300)]]>M=(0000C5)]]>Q＝CTC+MTM.
如果x(t)是已知的，則線性狀態反饋m(t)＝-Lx(t)， (3.10)
可被設計來將無限水平準則(3.8)最小化。最佳控制器增益矩陣被給出為L＝(GTSG+R)-1GTSF， (3.11)其中S是對稱的和正的半確定矩陣，它求解代數矩陣Riccati方程S＝FTSF+Q-FTSF(GTSG+R)-1GTSF. (3.12)由於所有的涉及的系統是穩定的，根據定義，總的系統是可檢測的和穩定的。這保證這個線性二次狀態反饋控制問題的解的存在。這個解相應於(3.12)的解的矩陣S，它是半正定的。如果R被設置為正定矩陣，則在(3.11)(3.12)中出現的pxp逆矩陣將總是存在的。
如果狀態矢量是未知的，則可以由觀察器估計它。線性二次最佳控制理論的分離原理闡述，如果這個觀察器被設計為二次最佳的線性觀察器，Kalman估值器，則可以得到只使用可測量的信號的和將(3.9)最小化的聯合最佳設計。這樣的設計被稱為線性二次高斯(LQG)設計，或H2最佳設計。在這裡考慮的特定的問題公式化中，最佳狀態觀察器可以簡單地進行設計。穩定的子系統(3.3)-(3.5)只被可測量的信號驅動，不具有噪聲，它們是補償器和問題的構成的一部分。所以它們的狀態是已知的。模型(3.2)的輸出不是直接可測量的，因為設計是前向饋送的解，它不使用來自聲音測量ym(t)的反饋。用於x2(t)的最好的許可的觀察器只是(3.2)的複製品，它由提供狀態估值x2(t|t-1)的已知的信號u(t)驅動。
在模型(3.1)中，D1被假設為不可倒置的，這樣噪聲輸入可被估值為v(t|t)=D1-1(w(t)-C1x1(t|t-1)).]]>
x1(t)的狀態估值所以可以通過下式被更新x1(t+1|t)=F1x1(t|t-1)+G1v(t|t)=(F1-G1D1-1C1)x1(t|t-1)+G1D1-1w(t).---(3.13)]]>這種遞歸將是穩定的，因為ARMA模型(3.13)假設為穩定地可逆的。當w(t)假設為白色時，方程(3.13)當然是不必要的。因此，通過用於估計狀態的公式(3.13)，(3.2)，(3.3)，(3.5)和代表預補償器的(3.4)，給出完全的解，m(t)被產生為m(t)＝-Lx(t|t-1)，(3.14)其中x(t|t-1)＝[x1(t|t-1)Tx2(t|t-1)Tx3(t)Tx4(t)Tx5(t)T]T. (3.15)比較器(3.4)，(3.14)u(t)=C4x4(t)-Lx(t|t-1),]]>構成具有r個輸入w(t)和p個輸出u(t)的IIR濾波器。通過用代數Riccati方程的許多存在的解之一來求解(3.12)得出S，然後使用(3.11)，而使得增益矩陣L最優化。
4.非線性模型和補償器在第一節中介紹的設計原理可被概括為音頻預補償問題，其中設計模型可以是非線性的和/或其中需要的補償器具有非線性結構。最簡單的例子或許是線性系統和補償器與非線性靜態元件相串聯，諸如限幅器。
實際上這樣的元件在真實系統中總是存在的，但在線性設計和最優化中被忽略的。其他可想到的非線性模型和濾波器結構包括Volterra和Wiener模型，神經網絡，函數級數展開，和包括聲學元件的非線性基於物理的模型的模型結構。
定義延時的信號矢量組Y(T)＝{y(t)，y(t-1)，...}U(t)＝{u(t)，u(t-1)，...}W(t)＝{w(T)，w(t-1)，...}.
相應於(1.1)的非線性和可能的時變的動態模型然後可由下式表示y(t)＝h(U(t)，t) (4.1)ym(t)＝y(t)+e(t)，其中h代表可能的非線性和時變動態算子。同樣地，使得結構一般化的、可能的非線性的想要的響應模型是yref(r)＝d(W(t)，t)， (4.2)其中d代表可能的非線性和時變動態算子。在非線性情形下也保留的、建議的本發明的關鍵性質是附加分解預補償器。對於非線性和可能的時變補償器，這用以下的形式來表示u(t)＝r(W(t)，t)＝f(W(t)，t)+m(t)；f(t)≠0 (4.3)m(t)＝c(W(t)，t).
這裡，r，f和c代表可能的非線性和時變動態算子。算子f被預先規定以及不同於零，而c要通過最優化被調節。最好是，如果c的參量化是使得通過某些參量設置而允許c＝0，這樣，對於這種情形可以得到標稱的響應r＝f。另外，對於非線性問題，最優化準則應當包括在r和f的接近程度(m(t)是小的)與補償的輸出y(t)和yref(t)的接近程度之間的加權。如果這個加權被做成依賴於頻率的，則這應當與線性情形一樣，由線性的和穩定的動態加權矩陣V和W來表示，因為頻率性質只由線性系統以有意義的方式被保留。
對於非線性系統，相應於(1.6)的準則依賴於輸入信號幅度。加權給定的決定性輸入信號序列w(t)的響應的標量二次準則仍可被規定和最小化。可能的適當的準則具有形式∑t(|V(y(t)-yref(t))|2)+∑t(Wm(t)|2)， (4.4)其中∑t表示對於具有適當的幅度範圍的、特定的測試信號序列w(t)的和值。將(4.4)相對於在(4.3)的c中的自由參量進行最小化可以通過數字搜索子程序對於非線性模型和/或非線性濾波器來執行。
5.實施方面典型地，在分開的計算機系統上求解設計方程，產生預補償濾波器的濾波器參量。計算的濾波器參量然後正常地下載到由數位訊號處理系統或類似的計算機系統實現的數字濾波器，它執行實際的濾波。
由本發明建議的濾波器設計方案因此優選地由軟體以程序模塊、函數或等價物被實施。軟體可以以任何類型的計算機語言被編寫，諸如C，C++或甚至用於數位訊號處理器(DSP)的專門化的語言。實際上，本發明的相關的步驟，函數和行動被變換成電腦程式，它們在由計算機系統執行時實施與預補償濾波器的設計有關的計算。在基於PC的系統的情形下，用於音頻預補償濾波器設計的電腦程式通常被編碼在計算機可讀的媒體上，諸如CD，或用於分布到用戶/濾波器設計者的類似的結構，然後他們可以把程序裝載到他/她的計算機系統，用於以後執行。
圖12是顯示適用於實施按照本發明的濾波器設計算法的計算機系統的例子的示意性方框圖。系統100可以以任何慣用的計算機系統的形式被實現，包括個人計算機(PC)，大型計算機，多處理器系統，網絡PC，數位訊號處理器(DSP)等等。無論如何，系統100基本上包括中央處理單元(CPU)或數位訊號處理器(DSP)核心10，系統存儲器20和的互聯各個系統部件系統總線30。系統存儲器20典型地包括只讀存儲器(ROM)22和隨機存取存儲器(RAM)24。而且，系統100通常包括一個或多個驅動器控制的外圍存儲器裝置40，諸如硬碟，磁碟，光碟，軟盤，數字視盤或存儲器卡，提供設計和程序信息的非易失性貯存。每個外圍存儲器裝置40通常與一個用於控制存儲器裝置40的存儲器驅動和一個用於把存儲器裝置40連接到系統總線30的驅動接口(未示出)相聯繫。實施按照本發明的設計算法的濾波器設計程序，可能連同其他的相關的程序模塊一起，可被存儲在外圍存儲器40中，以及被裝載到系統存儲器20的RAM 22中由CPU 10執行。給定相關的輸入數據，諸如模型代表物，固定濾波器部件，配置的加權和參考系統的代表物，濾波器設計程序計算預補償濾波器的濾波器參量。
所確定的濾波器參量然後通常從系統存儲器20中的RAM 24經過系統100的I/O接口70傳送到預補償濾波器系統200。優選地，預補償濾波器系統200是基於數位訊號處理器(DSP)或類似的中央處理單元(CPU)202，和用於保存濾波器參量與需要的延時的信號樣本的一個或多個存儲器模塊204的。存儲器204通常也包括濾波程序，它在被處理器202執行時，根據濾波器參量執行實際的濾波。
代替把計算的濾波器參量經過I/O系統70直接傳送到預補償濾波器系統200，濾波器參量可被存儲在外圍存儲器卡或存儲器硬碟40，以便以後分布到預補償濾波器系統，預補償濾波器系統可以或不一定遠離濾波器設計系統100。
為了使得能夠測量由所考慮的音頻設備產生的聲音，任何慣用的話筒單元或類似的記錄設備80一般可以經過模擬-數字(A/D)變換器80而被連接到計算機系統100。根據由話筒80單元作出的常規測試信號的測量，系統100可以使用被裝載在系統存儲器20中的應用程式開發音頻系統的模型。測量值也可以被使用來評估預補償濾波器與音頻設備的組合的系統的性能。如果設計者不滿意最後得到的設計，他可以根據修正的設計參量組發起對預補償濾波器的新的最優化。
而且，系統100典型地具有用戶接口50，以便允許用戶與濾波器設計者交互。幾個不同的用戶交互情形是可能的。
例如，濾波器設計者可以決定他/她想要在濾波器系統200的濾波器參量的計算中使用一個特別定做的設計參量組(諸如特定的固定的濾波器部件和/或加權值)。於是，濾波器設計者通過用戶接口50規定相關的設計參量(諸如固定的濾波器部件和/或加權值)。
濾波器設計者也有可能在一組不同的預先配置的固定的濾波器部件和/或加權值之間進行選擇，這組濾波器部件和/或加權值可被設計用於不同的音頻系統，收聽環境和/或為了把特別的特性引入到最後得到的聲音中。在這樣的情形下，預先配置的任選項通常被存儲在外圍存儲器40中，以及在執行濾波器設計程序期間被裝載到系統存儲器。通過測試幾個預先配置的任選項和/或通過修正在預先配置的任選項中的參量，濾波器設計者然後可以選擇最好地適用於現在的音頻系統和收聽環境的、固定的非零濾波器部件和/或加權值。
替換地，濾波器設計程序有可能根據其中要使用預補償濾波器的音頻設備來或多或少地自動選擇預設的固定的非零濾波器部件和/或加權值。
除了固定的非零濾波器部件和依賴於頻率的和/或依賴於信道的加權值以外，濾波器設計者也可以通過使用用戶接口50來規定參考系統。例如，參考系統的延時可以由用戶選擇，或被作為預設延時提供。通過仔細選擇參考系統，可以引入更先進的特別的效果。這樣的特別的效果可包括用緊湊的立體聲系統來得到電影院聲音重現。
代替根據話筒測量確定系統模型，濾波器設計者也有可能從一組不同的預先配置的系統模型中選擇音頻系統的模型。優選地，這樣的選擇是基於其中要使用最後得到的預補償濾波器的特定的音頻設備來進行的。
在替換的實施方案中，濾波器設計或多或少地自動地執行，無需或只需勉強夠格的用戶參加。現在將描述這樣的結構的例子。示例性系統包括監管程序，系統識別軟體和濾波器設計軟體。監管程序首先產生測試信號和測量音頻系統的最後得到的聲音響應。根據測試信號和得到的測量值，系統識別軟體確定音頻系統的模型。監管程序然後收集和/或產生需要的設計參量和把這些設計參量轉發給用於計算預補償濾波器參量的濾波器設計程序。作為任選項，監管程序然後可以基於測量的信號評估最後得到的設計的性能，以及如果必要的話，命令濾波器設計程序根據一個修正的設計參量組確定新的濾波器參量組。這個程序過程可以重複進行，直至得到滿意的結果為止。然後，最後一組濾波器參量被下載給預補償濾波器系統。
也有可能自適應地調節預補償濾波器的濾波器參量，而不使用固定的濾波器參量組。在使用音頻系統的濾波器期間，音頻條件可以改變。例如，揚聲器和/或物體(諸如家具)在收聽環境中的位置可以改變，後者又可能影響室內聲學，和/或音頻系統中的某些設備可能被某些其他設備替換，從而導致總的音頻系統的不同的特性。在這樣的情形下，在收聽環境中的一個或幾個位置處來自音頻系統的聲音的連續的或間歇的測量，可以由一個或多個話筒單元或類似的聲音記錄設備來執行。記錄的聲音數據然後可被饋送到濾波器設計系統，諸如圖12的系統100，後者計算新的音頻系統模型和調節濾波器參量，從而使它們更好地適合於新的音頻條件。
自然地，本發明並不限於圖12的安排。作為替換例，預補償濾波器的設計和濾波器的實際的實施方案可以在同一個計算機系統100或200中被執行。這一般意味著，濾波器設計程序和濾波程序在相同的DSP或微處理器系統上被實施或被執行。
包含按照本發明的預補償濾波器系統200的聲音產生或重現系統300示意地顯示在圖13上。來自聲音源的音頻信號w(t)可以通過傳統的I/O接口210被轉發到預補償濾波器系統200。如果音頻信號w(t)是模擬的(諸如用於LP、模擬音頻盒式磁帶和其他模擬聲音源)，則信號在進入濾波器之前首先在A/D變換器210中被數位化。來自CD，DAT磁帶，DVD，微型軟盤等等的數字音頻信號可直接轉發到濾波器200而不用任何變換。
數字的或數位化的輸入信號w(t)然後由預補償濾波器200進行預補償，以便基本上考慮到以後的音頻系統設備的效果。數字音頻信號的補償是隨依賴於頻率的和/或依賴於信道的懲罰項而變化的，這些懲罰項懲罰濾波系統的補償部分。
最後得到的補償的信號u(t)然後可以通過另一個IO單元230被轉發到DA變換器240，其中數字補償的信號u(t)被變換成相應的模擬信號。這個模擬信號然後進入放大器250和揚聲器260。從揚聲器260發出的聲音信號ym(t)然後具有想要的音頻特性，給出接近於理想的聲音感覺。這意味著，音頻系統設備的任何不想要的效果通過預補償濾波器的逆向的作用而被消除，不會使該系統過補償。如上所述，額外的聲音效果也可被引入到最後得到的聲音信號ym(t)中。
預補償濾波器系統可以作為數位訊號處理器或計算機中的單獨的設備來實現，如上所述，它與後面的放大器之間具有模擬或數字接口。替換地，它可被集成到數字預放大器，計算機音效卡，小型立體聲系統，家庭影院系統，計算機遊戲控制臺或任何其他用於產生聲音的設備或系統的結構中。也有可能通過定做的計算的硬體結構以與硬體更加相關的方式實現預補償濾波器。
應當看到，預補償可以與把聲音信號分布到實際的重現位置的操作分開地執行。由預補償濾波器產生的預補償信號不必立即分布到聲音產生系統和直接與聲音產生系統相聯繫，但可被記錄在分開的媒體上，以便以後分布到聲音產生系統。在圖1上的補償信號u(t)然後可表示在CD或DVD盤上的記錄的音樂，它已被調節成適合特定的音頻設備和收聽環境。它也可以是被存儲在網際網路伺服器的預補償的音頻文件，該伺服器允許通過網際網路以後下載文件到遠端位置。
最後，參照圖14的流程圖來概述按照本發明的示例性實施例的濾波器設計方法的總的流程。這個流程圖不僅顯示實際的設計步驟，而且也顯示優選地連同本發明一起被使用的預先的步驟，所以，它代表了設計本發明的預補償濾波器的總的步驟的例子，其中從未補償的音頻系統開始以及直到一個實現了的濾波器才結束。
總的設計方法在步驟S1開始。在步驟S2，根據本領域技術人員熟知的方法確定音頻系統的模型，例如，根據物理定律確定模型或通過使用已知的測試信號對於音頻系統進行測量。然後在步驟S3配置固定的非零濾波器部件。這種配置可以通過使用預設的配置的濾波器部件，通過從一組預先配置的濾波器部件中選擇濾波器部件或通過輸入用戶特別定做的固定的濾波器部件而被執行。在步驟S4，配置一個加權值。這是在一方面把預補償濾波器近似為固定的濾波器部件與另一方面把預補償的模型響應近似為參考系統響應這二者之間的一個加權值。這種配置可以通過使用預設的預先配置的加權值、通過從一組加權值中選擇一個加權值或通過輸入一個完全新穎的加權值，以與用於濾波器部件相同的方式來執行。在步驟S5(它代表本發明的優選實施例)，要使包括了在步驟S4配置的加權值的判定函數相對於可調節的補償器部件被最優化。這個最優化可以給出一個可調節的補償器部件，它在步驟S6連同固定的非零濾波器部件一起被使用來確定預補償濾波器的濾波器參量。在步驟S7，已確定的濾波器參量於是被實施為預補償濾波器的濾波器硬體或軟體。
如果需要的話，濾波器參量必須被調節。總的設計方法然後可重複進行(由虛線400示意地表示)，或者某些步驟可重複進行(如由虛線500表示)。
上述的實施例僅僅作為例子給出，應當看到，本發明並不限於此。這裡所揭示的和要求保護的基礎原理的進一步的修正、改變和改進都屬於本發明的精神和範圍。
權利要求
1.用於根據相關的聲音產生系統的響應的模型(H；h)來設計預補償濾波器(200)的方法，其特徵在於，為了設計的目的，所述預補償濾波器(R；r)被看作為附加地包括固定的非線性濾波器部件(F；f)和可調節的補償器部件(C；c)，以及所述方法包括以下步驟-通過使包括了處在以下兩項之間的給定的加權值在內的判定函數最優化從而確定所述預補償濾波器的所述可調節的補償器部件(C；c)(i)一方面，把預補償濾波器(R；r)近似為所述固定的非零濾波器部件(F；f)；和(ii)另一方面，把預補償的模型響應(y)近似為參考系統(D；d)的響應；以及-根據把所述固定的濾波部件(F；f)和所述確定的補償器部件(C；c)相加來確定所述預補償濾波器(R；r)。
2.按照權利要求1的方法，還包括配置所述固定的濾波器部件和配置所述加權值的步驟。
3.按照前述權利要求的任一項的方法，其特徵在於，所述固定的濾波器部件包括具有至少一個可選擇的延時單元的旁路部件。
4.按照前述權利要求的任一項的方法，其特徵在於，所述聲音產生系統的響應的模型是線性動態模型，以及所述預補償濾波器是線性動態濾波器。
5.按照前述權利要求的任一項的方法，其特徵在於，所述加權值包括依賴於頻率的加權值和/或依賴於信道的加權值。
6.按照前述權利要求的任一項的方法，其特徵在於，所述加權值包括依賴於頻率的加權值。
7.按照權利要求6的方法，其特徵在於，所述依賴於頻率的加權值被配置成使得能在由所述方法描述的頻率範圍內不同的頻率區域中進行不同的程度的補償。
8.按照權利要求6的方法，其特徵在於，所述依賴於頻率的加權值被配置成可以使得補償的模型響應近似於一組用戶特定的頻率範圍的參考系統響應，並且同時補償的模型響應近似於另一組用戶特定的頻率範圍的旁路的模型響應。
9.按照權利要求8的方法，其特徵在於，近似程度用動態系統的任何適當的模來度量。
10.按照前述權利要求的任一項的方法，其特徵在於，所述聲音產生系統是多信道系統，以及所述預補償濾波器包括多個濾波器，為了設計的目的，每個濾波器具有單獨的非零旁路部件和單獨的補償器部件。
11.按照權利要求10的方法，其特徵在於，所述加權包括依賴於信道的加權值。
12.按照權利要求11的方法，其特徵在於，所述依賴於信道的加權值被配置成使得能在所述多信道系統的不同的信道上進行不同類型的補償。
13.按照前述權利要求的任一項的方法，其特徵在於，所述使得所述判定函數最優化的步驟通過使用遞歸最優化或自適應濾波而在線地執行。
14.按照權利要求1-12的任一項的方法，其特徵在於，所述使得所述判定函數最優化的步驟作為基於模型的離線設計而執行。
15.按照前述權利要求的任一項的方法，其特徵在於，所述確定所述補償器部件的步驟包括使得所述加權的判定函數相對於在所述補償器部件中的可調節的濾波器參量進行最優化的步驟。
16.按照權利要求15的方法，其特徵在於，所述判定函數被定義為J＝E(|V(HR-D)w(t))|2)+E(|WCw(t)|2)，其中H是所述模型的代表，R是所述預補償濾波器的代表，D是所述參考系統的代表，C是所述可調節的補償器部件的代表，W是代表所述加權值的加權函數以及V是另一個可任選的加權函數，這兩個所述加權函數是線性的和穩定的轉移函數矩陣，w(t)是加到所述預補償濾波器的輸入信號，以及E表示對於所述輸入信號w(t)的期望值。
17.按照權利要求16的方法，其特徵在於，所述預補償濾波器作為穩定的IIR濾波器的狀態空間實現方案而被實施，以及它是基於藉助線性二次狀態空間工具實現的所述判定函數的最小化的。
18.按照權利要求16的方法，其特徵在於，所述預補償濾波器以穩定的IIR wiener濾波器的形式而被實施，其中由F代表的固定的非零旁路部件被配置為FIR濾波器，從而F(q-1)＝q-d+kF(q-1)，其中q-x是標準後向移位x步的算子，而qx是標準前向移位x步的算子，以及所述可調節的補償器部件C是穩定的遞歸濾波器，它被定義為β(q-1)N(q-1)G(q-1)C(q-1)＝Q(q-1)V(q-1)，其中多項式Q(q-1)連同反因果FIR濾波器L*(q)一起，由以下的線性標量Diophantine多項式方程的唯一解給出z-d+k[D(q-1)A(q-1)-F(q-1)B(q-1)N(q-1)]G(q-1)V*(q)B*(q)＝Q(q-1)rβ*(q)-A(q-1)N(q-1)H(q-1)qL*(q)，而首項係數為1的多項式β(q-1)連同標量r一起，由多項式頻譜因式分解的唯一穩定解給出rβ(q-1)β*(q)＝V(q-1)V*(q)B(q-1)B*(q)+W(q-1)W*(q)A(q-1)A*(q)其中A，B，G，L，N是輔助多項式。
19.按照權利要求1-3的任一項的方法，其特徵在於，所述聲音產生系統的響應的模型是非線性動態模型，以及所述預補償濾波器是非線性動態濾波器。
20.用於根據相關的聲音產生系統的響應的模型(H；h)來設計預補償濾波器(200)的系統，其特徵在於，為了設計的目的，所述預補償濾波器(R；r)被看作為附加地包括固定的非線性濾波器部件(F；f)和可調節的補償器部件(C；c)，以及所述系統包括-用於通過使包括了處在以下兩項之間的給定的加權值在內的判定函數最優化從而確定所述預補償濾波器的所述可調節的補償器部件(C；c)的裝置(i)一方面，把預補償濾波器(R；r)近似為所述固定的非零濾波器部件(F；f)；和(ii)另一方面，把預補償的模型響應(y)近似為參考系統(D；d)的響應；以及-用於根據把所述固定的濾波部件(F；f)和所述確定的補償器部件(C；c)相加來確定所述預補償濾波器(R；r)的裝置。
21.按照權利要求20的系統，還包括用於配置所述固定的濾波器部件的裝置和用於配置所述加權值的裝置。
22.按照權利要求20或21的系統，其特徵在於，所述固定的濾波器部件包括具有至少一個可選擇的延時單元的旁路部件。
23.按照權利要求20-22的任一項的系統，其特徵在於，所述聲音產生系統的響應的模型是線性動態模型，以及所述預補償濾波器是線性動態濾波器。
24.按照權利要求20-23的任一項的系統，其特徵在於，所述加權包括依賴於頻率的加權值和/或依賴於信道的加權值。
25.按照權利要求20-24的任一項的系統，其特徵在於，所述加權包括依賴於頻率的加權值。
26.按照權利要求25的系統，其特徵在於，所述依賴於頻率的加權被配置成使得能在由所述方法描述的頻率範圍內不同的頻率區域中進行不同的程度的補償。
27.按照權利要求25的系統，其特徵在於，所述依賴於頻率的加權值被配置成可以使得補償的模型響應近似於一組用戶特定的頻率範圍的參考系統響應，並且同時補償的模型響應近似於另一組用戶特定的頻率範圍的旁路的模型響應。
28.按照權利要求27的系統，其特徵在於，近似程度用動態系統的任何適當的模來度量。
29.按照權利要求20-28的系統，其特徵在於，所述聲音產生系統是多信道系統，以及所述預補償濾波器包括多個濾波器，為了設計的目的，每個濾波器具有單獨的非零旁路部件和單獨的補償器部件。
30.按照權利要求29的系統，其特徵在於，所述加權值包括依賴於信道的加權值。
31.按照權利要求30的系統，其特徵在於，所述依賴於信道的加權值被配置成使得能在所述多信道系統的不同的信道上進行不同類型的補償。
32.按照權利要求20-31的系統，其特徵在於，所述使得所述判定函數最優化的步驟通過使用遞歸最優化或自適應濾波在線地執行。
33.按照權利要求20-31的任一項的系統，其特徵在於，所述使得所述判定函數最優化作為基於模型的離線設計而被執行。
34.按照權利要求20-33的任一項的系統，其特徵在於，所述用於確定所述補償器部件的裝置包括用於使得所述加權的判定函數相對於在所述補償器部件中的可調節的濾波器參量進行最優化的裝置。
35.按照權利要求34的系統，其特徵在於，所述判定函數被定義為J＝E(|V(HR-D)w(t))|2)+E(|WCw(t)|2)，其中H是所述模型的代表，R是所述預補償濾波器的代表，D是所述參考系統的代表，C是所述可調節的補償器部件的代表，W是代表所述加權值的加權函數以及V是另一個可任選的加權函數，這兩個所述加權函數是線性的和穩定的轉移函數矩陣，w(t)是加到所述預補償濾波器的輸入信號，以及E表示對於所述輸入信號w(t)的期望值。
36.按照權利要求35的系統，其特徵在於，所述預補償濾波器作為穩定的IIR濾波器的狀態空間實現方案而被實施，以及它是基於藉助線性二次狀態空間工具實現的所述判定函數的最小化的。
37.按照權利要求35的系統，其特徵在於，所述預補償濾波器以穩定的IIR wiener濾波器的形式而被實施，其中由F代表的固定的非零旁路部件被配置為FIR濾波器，從而F(q-1)＝q-d+kF(q-1)，其中q-x是標準後向移位x步的算子，而qx是標準前向移位x步的算子，以及所述可調節的補償器部件C是穩定的遞歸濾波器，它被定義為β(q-1)N(q-1)G(q-1)C(q-1)＝Q(q-1)V(q-1)，其中多項式Q(q-1)連同反因果FIR濾波器L*(q)一起，由以下的線性標量Diophantine多項式方程的唯一解給出z-d+k[D(q-1)A(q-1)-F(q-1)B(q-1)N(q-1)]G(q-1)V*(q)B*(q)＝Q(q-1)rβ*(q)-A(q-1)N(q-1)H(q-1)qL*(q)，而首項係數為1的多項式β(q-1)連同標量r一起，由多項式頻譜因式分解的唯一穩定解給出rβ(q-1)β*(q)＝V(q-1)V*(q)B(q-1)B*(q)+W(q-1)W*(q)A(q-1)A*(q)其中A，B，G，L，N是輔助多項式。
38.按照權利要求20-22的任一項的系統，其特徵在於，所述聲音產生系統的響應的模型是非線性動態模型，以及所述預補償濾波器是非線性動態濾波器。
39.用於根據相關的聲音產生系統的響應的模型來設計當運行在計算機系統(100；200)上時的預補償濾波器(200)的電腦程式產品，其特徵在於，所述電腦程式產品包括-用於配置所述預補償濾波器的固定的非線性部件(F；f)的程序裝置(PRG)；-用於配置處在以下兩項之間的加權值的程序裝置(PRG)(i)一方面，把預補償濾波器近似為所述固定的非零濾波器部件(F；f)；和(ii)另一方面，把預補償的模型響應(y)近似為參考系統(D；d)的響應；-用於通過根據所述加權值進行判定函數最優化從而確定所述預補償濾波器的可調節的補償器部件(C；c)的裝置；以及-用於根據加上所述固定的濾波部件(F；f)和所述確定的補償器部件(C；c)確定所述預補償濾波器(R；r)的程序裝置(PRG)。
40.按照權利要求39的電腦程式產品，其特徵在於，所述固定的濾波器部件包括具有至少一個可選擇的延時單元的旁路部件。
41.按照權利要求39或40的電腦程式產品，其中所述電腦程式產品在計算機可讀的媒體(40)上被編碼。
42.通過使用按照權利要求1-19的任一項的方法設計的預補償濾波器(200)。
43.包括一個聲音產生系統和一個設置在所述聲音產生系統的輸入路徑上的預補償濾波器(200)的音頻系統(300)，其中所述預補償濾波器(200)是通過使用按照權利要求1-19的任一項的方法設計的。
44.由通過使用按照權利要求1-19的任一項的方法設計的預補償濾波器(200)產生的數字音頻信號(u)。
45.按照權利要求44的數字音頻信號，其中所述數位訊號(u)在可由聲音產生系統讀出的媒體上被編碼。
全文摘要
本發明涉及數字音頻預補償和數字預補償濾波器的設計，提出了使用新穎類別的設計準則的音頻預補償濾波器設計方案。概略地，濾波器參量是根據在把預補償濾波器近似為固定的、非零濾波器部件與把預補償的模型響應近似為參考系統響應與之間的加權量被確定的。為了設計，預補償濾波器優選地被看作為附加地包括固定的、非零濾波器部件和可調節的補償器部件。固定的濾波器部件通常由濾波器設計者進行配置，而可調節的補償器部件通過使得包括以上的加權值的判定函數最優化而被確定。加權可被做成依賴於頻率的和/或依賴於信道，以提供有力的設計工具，用於有效地控制在不同頻率區域和/或子信道執行補償的程度和補償量。
文檔編號H04R29/00GK1596030SQ0311044
公開日2005年3月16日 申請日期2003年4月15日 優先權日2002年4月17日
發明者M·斯特爾納德, A·阿倫 申請人:迪拉克研究公司