電力逆轉換裝置的製作方法
2024-01-22 12:24:15 1
專利名稱：電力逆轉換裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及將直流電轉換為交流電的電力逆轉換裝置，特別涉及具有放大諧振電流的功能的電力逆轉換裝置。
背景技術：
電力系統進行標準化，成為不管場所和時刻都能利用的社會的基礎設施。然而，在直接利用標準化後的電力方面，控制負載的自由受到限制。因此，為了轉換從電力系統獲得的電力的形態、並自由控制負載，需要電力轉換裝置。電力轉換裝置通常由將交流電轉換為直流電的電力正轉換裝置、和將直流電轉換為交流電的電力逆轉換裝置構成。一般，電力正轉換裝置對交流電進行整流來轉換為直流電，將其蓄積在電容足夠大的電容器內。另一方面，電力逆轉換裝置將蓄積在電容器內的直流電通過開關動作轉換為交流電，將其提供給負載。在該結構中，一般，通過硬開關動作，浪湧電壓的產生、高頻波噪聲的產生、由開關動作用的半導體元件中的電力損失引起的熱的產生等是不可避免的。 為了避免這些問題，還使用這樣的電流諧振型的電力逆轉換裝置使電容器和電感器諧振， 在蓄積於電容器內的電荷為大致零，即電容器的兩端電壓為大致零[V]的定時對電路進行開關動作，產生交流電。特別是，在電力逆轉換裝置中處理大電力時的、作為優選的應用實施例的感應加熱用電源裝置中，用於通過電磁感應對被加熱物進行加熱的感應線圈成為感應性負載，並且，由於大電流流入感應線圈，因而大多使用電流諧振型的電力逆轉換裝置。然而，在使用電流諧振型的電力逆轉換裝置的感應加熱用電源裝置中，一般，由於進行諧振的感應線圈和諧振用的電容器(以下稱為諧振電容器)是不可變的，因而諧振頻率被固定，難以改變提供給感應線圈的交流電的頻率。要求一種是電流諧振型、而且可改變提供給感應線圈的交流電的頻率的電力逆轉換裝置。滿足上述要求的電力逆轉換裝置已進行申請和公開，成為公知(參照專利文獻 1)。專利文獻1公開的電力逆轉換裝置由以下構成對4個半導體開關進行了全橋連接的電路；連接在全橋電路的直流端子之間、將電流具有的磁能作為電荷來蓄積、通過放出電荷進行再生的諧振電容器；以及連接在全橋電路的交流端子之間的感應性負載。半導體開關可使用根據從外部提供的信號可控制接通/斷開的具有正阻止能力的半導體元件、和對於正向電流總是導通、而對於反向電流具有阻止能力，即具有整流作用的半導體元件的組合電路，或者具有與組合電路等效的能力的半導體元件。例如有將開關動作用的電晶體和二極體並聯連接成使它們的正向為反向的電路、以及內置有寄生二極體的金屬氧化膜半導體場效應電晶體(MOSFET)等。將具有上述特徵的半導體開關稱為反嚮導通型半導體開關， 在以下說明中適當使用。更詳細地說，在專利文獻1公開的電力逆轉換裝置中，將全橋電路的4個反嚮導通型半導體開關中、位於不相鄰的連接位置的2個反嚮導通型半導體開關作為一組對，使構成另一對的各自的反嚮導通型半導體開關的具有正阻止能力的半導體元件同時接通和斷開(以下稱為開關動作)，在與提供給一對的接通/斷開開關動作定時相反相位的定時，對構成另一對的各自的反嚮導通型半導體開關的具有正阻止能力的半導體元件同時進行開關動作。並且，保持接通狀態和斷開狀態的時間的比率相等。通過將開關頻率設定為由諧振電容器的靜電電容和感應性負載的電感成分決定的諧振頻率以下，在使構成反嚮導通型半導體開關的具有正阻止能力的半導體元件處於導通(以下稱為接通)狀態時，施加給構成反嚮導通型半導體開關的具有正阻止能力的半導體元件的電壓是大致零[V]，而且電流流入具有整流作用的半導體元件。並且，在使構成反嚮導通型半導體開關的具有正阻止能力的半導體元件處於阻止(以下稱為斷開)狀態時， 施加給反嚮導通型半導體開關的電壓是大致零[V]，實現了所謂的軟開關動作。並且，通過以諧振頻率以下的頻率對開關頻率進行運轉控制，可使諧振電容器也作為可變電容的電容器執行功能。即，可將可變頻率的交流電提供給感應性負載。專利文獻1公開的電力逆轉換裝置雖然是電流諧振型，但是具有可實現使提供給感應性負載的交流電的頻率可變的特徵。 專利文獻1 國際公開第2008/096664號在專利文獻1公開的電力逆轉換裝置中，當諧振電容器與感應性負載的電感成分諧振來進行充電或放電時，電路的全電流流入構成全橋電路的4個反嚮導通型半導體開關中的至少一個。在將專利文獻1公開的電力逆轉換裝置如感應加熱用電源裝置那樣用作要求大功率的電源裝置的情況下，大電流流入反嚮導通型半導體開關。因此，成為課題的是， 反嚮導通型半導體開關中的導通損失大，減少了軟開關動作的特徵即低損失、低發熱的優點ο
發明內容
本發明是為了緩解上述課題而作成的，本發明的目的是提供一種流入反嚮導通型半導體開關的電流相對小的電力逆轉換裝置。並且，本發明的目的是提供一種具有軟開關動作的功能、而且流入反嚮導通型半導體開關的諧振電流小的電力逆轉換裝置。本發明的電力逆轉換裝置，其特徵在於，將如下的電路或者與該電路等效的半導體元件作為反嚮導通型半導體開關，該電路如下將元件的導通狀態和阻止狀態根據從外部提供的信號而被切換的自消弧元件和具有整流作用的元件並聯連接成使它們的正向的朝向相反，所述電力逆轉換裝置具有全橋電路，其具有第1反嚮導通型半導體開關；正極與該第1反嚮導通型半導體開關的負極連接的第2反嚮導通型半導體開關；正極與所述第1反嚮導通型半導體開關的正極連接的第3反嚮導通型半導體開關；正極與該第3反嚮導通型半導體開關的負極連接、 且負極與所述第2反嚮導通型半導體開關的負極連接的第4反嚮導通型半導體開關；和所述第1反嚮導通型半導體開關與所述第2反嚮導通型半導體開關之間的連接點連接的第1 交流輸出端子；和所述第3反嚮導通型半導體開關與所述第4反嚮導通型半導體開關之間的連接點連接的第2交流輸出端子；與所述第1反嚮導通型半導體開關和所述第3反嚮導通型半導體開關的正極連接的正極端子；和與所述第2反嚮導通型半導體開關的負極和所述第4反嚮導通型半導體開關的負極連接的負極端子；第1電容器，其連接在所述第1交流輸出端子與所述第2交流輸出端子之間；以及控制電路，直流電流源連接在所述正極端子與所述負極端子之間，感應性負載連接在所述第1交流輸出端子與所述第2交流輸出端子之間，所述控制電路是這樣控制各所述反嚮導通型半導體開關的接通/斷開狀態當所述第1反嚮導通型半導體開關和所述第4反嚮導通型半導體開關是接通狀態時，使所述第2反嚮導通型半導體開關和所述第3反嚮導通型半導體開關處於斷開狀態，當所述第1反嚮導通型半導體開關和所述第4反嚮導通型半導體開關是斷開狀態時，使所述第2反嚮導通型半導體開關和所述第3反嚮導通型半導體開關處於接通狀態，所述控制電路還按照由所述第1電容器的靜電電容和所述感應性負載的電感決定的諧振頻率以下的開關頻率控制所述各反嚮導通型半導體開關的接通/斷開狀態。另外，自消弧元件的正極側為反嚮導通型半導體開關的正極側，自消弧元件的負極側為反嚮導通型半導體開關的負極側。並且，使反嚮導通型半導體開關處於接通狀態是指，使構成反嚮導通型半導體開關的自消弧元件處於導通狀態，使反嚮導通型半導體開關處於斷開狀態是指，使構成反嚮導通型半導體開關的自消弧元件處於阻止狀態。並且，在本發明的電力逆轉換裝置中，其特徵在於，所述電力逆轉換裝置還具有第 2電容器，該第2電容器連接在所述全橋電路的所述正極端子與所述負極端子之間，所述控制電路按照由所述第1電容器的靜電電容和所述第2電容器的靜電電容的合成電容、以及所述感應性負載的電感決定的諧振頻率以下的開關頻率控制所述各反嚮導通型半導體開關的接通/斷開狀態。並且，在本發明的電力逆轉換裝置中，其特徵在於，所述第1電容器的靜電電容大於所述第2電容器的靜電電容。並且，在本發明的電力逆轉換裝置中，其特徵在於，所述第1電容器由無極性電容器構成，所述第2電容器由有極性電容器構成。並且，在本發明的電力逆轉換裝置中，其特徵在於，所述自消弧元件是電晶體、或者場效應電晶體(FET)、絕緣柵雙極型電晶體(IGBT)、電子注入增強柵電晶體(IEGT)、門極可關斷晶閘管(GT0晶閘管)、或者門極換流型晶閘管(GCT晶閘管)。並且，在本發明的電力逆轉換裝置中，其特徵在於，所述反嚮導通型半導體開關是內置有寄生二極體的金屬氧化膜半導體場效應電晶體(MOSFET)。 並且，在本發明的電力逆轉換裝置中，其特徵在於，在所述自消弧元件是所述場效應電晶體(FET)的情況下，或者在所述反嚮導通型半導體開關是內置有所述寄生二極體的金屬氧化膜半導體場效應電晶體(MOSFET)的情況下，所述控制電路進行如下控制在所述具有整流作用的元件的導通時，使所述自消弧元件處於導通狀態。並且，在本發明的電力逆轉換裝置中，其特徵在於，所述直流電流源由直流電壓源和與所述直流電壓源連接的直流電抗器構成。並且，在本發明的電力逆轉換裝置中，其特徵在於，所述直流電流源由交流電源、 整流電路以及連接在所述交流電源與所述整流電路的交流端子間的交流電抗器構成。並且，在本發明的電力逆轉換裝置中，其特徵在於，所述直流電流源由以下部分構成所述交流電源；一端與所述交流電源連接的晶間管交流功率調整裝置；一次側與所述晶閘管交流功率調整裝置的另一端連接的高阻抗變壓器；以及交流端子與所述高阻抗變壓器的二次側連接的所述整流電路，所述控制電路將控制信號發送到所述晶間管交流功率調整裝置，調整提供給所述感應性負載的所述交流電的功率量。並且，在本發明的電力逆轉換裝置中，其特徵在於，連接有1個以上的寄生振動抑制電路。並且，在本發明的電力逆轉換裝置中，其特徵在於，將所述感應性負載作為用於從二次側繞組端子間取出與一次側繞組端子間絕緣的交流電的電流互感器，在一次側繞組端子上連接了諧振電抗器。並且，在本發明的電力逆轉換裝置中，其特徵在於，所述感應性負載由交流電動機構成，作為進行交流電動機的控制的交流電動機控制系統進行工作。並且，在本發明的電力逆轉換裝置中，其特徵在於，所述感應性負載由用於通過電磁感應對被加熱物進行加熱的感應加熱線圈構成，作為進行所述被加熱物的感應加熱控制的感應加熱系統進行工作。根據本發明涉及的電力逆轉換裝置，可相對減小通過反嚮導通型半導體開關的電流。
圖1是示出本發明涉及的第1實施方式的電力逆轉換裝置的電路框圖。圖2A是用於說明圖1所示的電力逆轉換裝置的動作的圖。圖2B是用於說明圖1所示的電力逆轉換裝置的動作的圖。圖2C是用於說明圖1所示的電力逆轉換裝置的動作的圖。圖2D是用於說明圖1所示的電力逆轉換裝置的動作的圖。圖2E是用於說明圖1所示的電力逆轉換裝置的動作的圖。圖2F是用於說明圖1所示的電力逆轉換裝置的動作的圖。圖3(1)至(5)是用於說明圖1所示的電力逆轉換裝置的動作的波形圖，(1)示出施加給感應性負載LD的電壓Vload的波形，(2)示出流入感應性負載LD的電流Iload的波形，⑶示出流入反嚮導通型半導體開關SW2的電流Isw2的波形，⑷示出流入諧振電容器CM的電流Icm的波形，(5)示出流入分流電容器CP的電流Icp的波形。圖4(1)至(4)是用於說明從圖1所示的電力逆轉換裝置中去除了分流電容器CP 的電路的動作的波形圖，⑴示出施加給感應性負載LD的電壓Vload的波形，⑵示出流入感應性負載LD的電流Iload的波形，(3)示出流入反嚮導通型半導體開關SW2的電流Isw2 的波形，(4)示出流入諧振電容器CM的電流Icm的波形。圖5是振動抑制電路的一例的電路圖。圖6是在將圖5所示的振動抑制電路應用於圖1所示的電力逆轉換裝置的情況下的電路框圖。圖7(1)至(4)是用於說明具有振動抑制電路的本發明涉及的第1實施方式的電力逆轉換裝置的動作的波形圖，(1)示出施加給感應性負載LD的電壓Vload的波形，(2)示出流入感應性負載LD的電流Iload的波形，(3)示出流入反嚮導通型半導體開關SW2的電流Isw2的波形，(4)示出流入諧振電容器CM的電流Icm的波形。圖8(1)至(4)是用於說明發生了寄生振動的本發明涉及的第1實施方式的電力逆轉換裝置的動作的波形圖，(1)示出施加給感應性負載LD的電壓Vload的波形，(2)示出流入感應性負載LD的電流Iload的波形，(3)示出流入反嚮導通型半導體開關SW2的電流 Isw2的波形，(4)示出流入諧振電容器CM的電流Icm的波形。圖9是具有自動調整圖5所示的振動抑制電路的阻抗的功能的本發明涉及的第1 實施方式的電力逆轉換裝置的電路圖。圖10⑴至(3)是在本發明涉及的第1實施方式的電力逆轉換裝置中、將開關頻率設定為1500Hz時的波形圖，(1)示出流入感應性負載LD的電流Iload的波形，⑵示出施加給感應性負載LD的電壓Vload的波形，(3)示出流入反嚮導通型半導體開關SW2的電流Isw2的波形。圖11(1)和⑵是在本發明涉及的第1實施方式的電力逆轉換裝置中、以1500Hz 執行開關頻率時的波形圖，(1)是流入反嚮導通型半導體開關SW2的電流Isw2、和將施加給反嚮導通型半導體開關SW2的柵極GSW2的控制信號SG2的振幅放大為5000倍的波形圖， (2)是施加給反嚮導通型半導體開關SW2的電壓Vsw2(該電壓Vsw2由於與施加給感應性負載LD的電壓Vload等效，因而由施加給感應性負載LD的電壓Vload表示)、和將施加給反嚮導通型半導體開關SW2的柵極GSW2的控制信號SG2的振幅放大為2500倍的波形圖。圖12(1)和(2)是在本發明涉及的第1實施方式的電力逆轉換裝置中、以3000Hz 執行開關頻率時的波形圖，(1)是流入反嚮導通型半導體開關SW2的電流Isw2、和將施加給反嚮導通型半導體開關SW2的柵極GSW2的控制信號SG2的振幅放大為5000倍的波形圖， (2)是施加給反嚮導通型半導體開關SW2的電壓Vsw2(該電壓Vsw2由於與施加給感應性負載LD的電壓Vload等效，因而由施加給感應性負載LD的電壓Vload表示)、和將施加給反嚮導通型半導體開關SW2的柵極GSW2的控制信號SG2的振幅放大為2500倍的波形圖。圖13是本發明涉及的第2實施方式的電力逆轉換裝置的電路圖。圖14A是用於說明圖13所示的電力逆轉換裝置的動作的圖。圖14B是用於說明圖13所示的電力逆轉換裝置的動作的圖。圖14C是用於說明圖13所示的電力逆轉換裝置的動作的圖。圖14D是用於說明圖13所示的電力逆轉換裝置的動作的圖。圖14E是用於說明圖13所示的電力逆轉換裝置的動作的圖。圖14F是用於說明圖13所示的電力逆轉換裝置的動作的圖。圖15(1)至是用於說明圖13所示的電力逆轉換裝置的動作的波形圖，(1)示出施加給感應性負載LD的電壓Vload的波形，⑵示出流入感應性負載LD的電流Iload的波形，⑶示出流入反嚮導通型半導體開關SW2的電流Isw2的波形，⑷示出流入分流電容器CP的電流Icp的波形。圖16⑴至(5)是示出直流電流源的形式的電路框圖，⑴示出使直流電感與直流電壓源的正極側連接的圖，( 示出使直流電感與直流電壓源的負極側連接的圖，(3)是使用直流電抗器從交流電源生成直流電流源的圖，(4)是使用交流電抗器從交流電源生成直流電流源的圖，(5)示出使用交流電調整裝置用於調整提供給感應性負載LD的交流電的功率量的圖。
具體實施例方式以下，參照
本發明涉及的實施方式。對各附圖所示的相同的構成要素、部件、處理賦予相同標號，適當省略重複說明。並且，實施方式並不對發明進行限定而是例示， 實施方式中描述的全部特徵及其組合不一定是發明的本質性的特徵及其組合。以下，自消弧元件是指根據從外部提供的信號切換從正極流到負極的正向電流的導通狀態(以下稱為接通狀態)和阻止狀態(以下稱為斷開狀態)的元件。並且，反嚮導通型半導體開關是不具有反向阻止能力，即能進行反嚮導通的半導體開關，是指將自消弧元件和具有整流作用的元件並聯連接成使它們的正向的朝向相反的電路、或者與該電路等效的半導體元件。並且，使反嚮導通型半導體開關處於接通狀態是指使構成反嚮導通型半導體開關的自消弧元件處於導通狀態，使反嚮導通型半導體開關處於斷開狀態是指使構成反嚮導通型半導體開關的自消弧元件處於阻止狀態。在反嚮導通型半導體開關中，要注意的是，不管自消弧元件的導通狀態和阻止狀態如何，始終能實現反嚮導通。並且，將自消弧元件的正極(在使電路正向流動時施加正電壓的端子)定義為反嚮導通型半導體開關的正極，另一方面，將自消弧元件的負極(在使電路正向流動時施加負電壓的端子)定義為反嚮導通型半導體開關的負極。[實施方式1]圖1是示出本發明涉及的第1實施方式的電力逆轉換裝置1A(以下稱為負載分流電容器方式)的結構的電路框圖。更詳細地說，本實施方式涉及的電力逆轉換裝置IA將直流電轉換為交流電，將交流電提供給具有電感成分L和電阻成分R的感應性負載LD。電力逆轉換裝置IA具有全橋電路10，直流電流源3，諧振電容器CM，分流電容器CP，感應性負載LD，以及控制電路20。全橋電路10構成為，將自消弧元件SSW和二極體DSW反向並聯連接的電路、或者等效的半導體元件設定為反嚮導通型半導體開關SWdf 4個反嚮導通型半導體開關SWl至 SW4連接。全橋電路10構成為，使用將第1反嚮導通型半導體開關SWl和第2反嚮導通型半導體開關SW2串聯連接的點用作第1交流端子ACl的第1反嚮導通型半導體開關腳(leg)、 和將第3反嚮導通型半導體開關SW3和第4反嚮導通型半導體開關SW4串聯連接的點用作第2交流端子AC2的第2反嚮導通型半導體開關腳，將第1反嚮導通型半導體開關SWl和第3反嚮導通型半導體開關SW3的正極之間連接而形成正極端子DCP，且將第2反嚮導通型半導體開關SW2和第4反嚮導通型半導體開關SW4的負極之間連接而形成負極端子DCN。直流電流源3提供由感應性負載LD的電阻成分R消耗的能量、和感應性負載LD 通過電磁感應而被取出到(消耗到)外部的能量。感應性負載LD是例如用於通過電磁感應對交流電動機、被加熱物進行加熱的感應加熱線圈等的電感成分不能忽略的負載、或者是用於從二次側繞組端子間取出與一次側繞組端子間絕緣的交流電的電流互感器，是由諧振電抗器與一次側繞組端子串聯連接的負載等構成的交流負載，由電感器L和電阻R的串聯電路表示。感應性負載LD連接在全橋電路10的第1交流端子ACl和第2交流端子AC2之間。
諧振電容器CM連接在全橋電路10的正極端子DCP和負極端子DCN之間。諧振電容器CM與感應性負載LD的電感成分L諧振。分流電容器CP連接在全橋電路10的第1交流端子ACl和第2交流端子AC2之間，與感應性負載LD並聯連接。分流電容器CP也與感應性負載LD的電感成分L諧振。諧振電容器CM的靜電電容(CM)和分流電容器CP的靜電電容(CP)與在現有的電壓型PWM逆變電路中使用的用於穩定地提供直流電壓的大電容的平滑電容器不同，由於合成的靜電電容(CM+CP)與感應性負載LD諧振，因而可以是只對流入感應性負載LD的交流振動電流的半周期的磁能進行吸收(諧振電容器CM和分流電容器CP充電)、放出(諧振電容器CM和分流電容器CP放電)的極小的靜電電容。一般大電容的平滑電容器使用電解電容器，壽命和可靠性大多有問題，往往產生使現有的電壓型PWM逆變電路整體的壽命和可靠性惡化的結果。與此相對，諧振電容器CM和分流電容器CP，與現有的電壓型PWM逆變電路的平滑電容器相比較，由於需要的靜電電容十分削，因而可使用薄膜電容器和油浸電容器等的靜電電容與電解電容器相比較小、而壽命和可靠性高的電容器，可有助於提高本發明涉及的電力逆轉換裝置IA整體的壽命和可靠性。並且，還有這樣的特徵通過使分流電容器CP的靜電電容(CP)比諧振電容器CM 的靜電電容(CM)大，在感應性負載LD短路時流動的短路電流幾乎不會流入反嚮導通型半導體開關。並且，諧振電容器CM由於連接在全橋電路10的正極端子DCP和負極端子DCN之間，因而可使用有極性的電容器。分流電容器CP由於對應於提供給感應性負載LD的交流電的周期來替換端子間的電壓極性，因而使用無極性電容器。並且，本發明涉及的第1實施方式的電力逆轉換裝置IA的開關動作使用的元件不具有反向阻止能力，即能進行反嚮導通。在現有的一般的電流諧振型逆變電路中需要的、開關動作使用的元件不需要反向耐壓能力。控制電路20將第1反嚮導通型半導體開關SWl和第4反嚮導通型半導體開關SW4 設定為第1對PAl，將第2反嚮導通型半導體開關SW2和第3反嚮導通型半導體開關SW3設定為第2對PA2，控制反嚮導通型半導體開關的接通/斷開狀態，使得當第1對PAl是接通狀態時，第2對PA2是斷開狀態，當第1對PAl是斷開狀態時，第2對PA2是接通狀態。通過控制電路20的控制，對感應性負載LD施加交流電。並且，控制電路20根據針對外部接口 20a的輸入或操作，改變開關頻率。控制電路20通過以由諧振電容器CM和分流電容器CP的合成靜電電容(CP+CM) 以及感應性負載LD的電感成分決定的諧振頻率fres以下的開關頻率fsw，控制反嚮導通型半導體開關SWl至SW4的接通/斷開狀態，從而當反嚮導通型半導體開關處於接通狀態時， 構成反嚮導通型半導體開關的自消弧元件可進行大致零電壓且大致零電流的軟開關動作， 並且當反嚮導通型半導體開關處於斷開狀態時，構成反嚮導通型半導體開關的自消弧元件可進行大致零電壓的軟開關動作。然後，參照圖2A至圖2F以及圖3來說明具有上述結構的負載分流電容器方式的電力逆轉換裝置的動作原理。圖2A至圖2F是用於說明負載分流電容器方式的電力逆轉換裝置的動作原理的圖，未標記控制電路20。另外，在以下說明中，將與第2交流端子AC2 連接的分流電容器CP的端子的電位是大致零[V]至正的電位的情況表示為「P」，將與第1交流端子ACl連接的分流電容器CP的端子的電位是大致零[V]至正的電位的情況表示為 「N」。根據分流電容器CP的充電、並聯導通(電容器的兩端電壓是大致零[V]的狀態)、放電的各自狀態表示為「充電模式P 」等。並且，圖2A至圖2F中的箭頭表示電流及其方向，箭頭的粗細表示電流大小。不過， 箭頭的粗細是相對的。並且，附記給諧振電容器CM和分流電容器CP的端子的「 + 」記號表示該端子的電位狀態。假定當電位是大致零[V]時不附記。並且，附記給反嚮導通型半導體開關的柵極的「0N」、「0FF」記號表示構成該反嚮導通型半導體開關的自消弧元件的導通狀態、阻止狀態，「ON」是導通狀態，「OFF」是阻止狀態。並且，直流電流源3作為具體的實施例由直流電壓源2和與直流電壓源2的正極端子連接的直流電抗器Ldc表示。直流電壓源2通過連接直流電抗器Ldc而成為直流電流源，將直流電流繼續提供給電力逆轉換裝置 IA(以下，將上述的直流電流稱為供給電流)。並且，圖3的區間(a)相當於圖2A的「充電模式P」時，圖3的區間(b)相當於圖2B的「放電模式P」時，圖3的區間(c)相當於圖2C 的「並聯導通模式P」時，圖3的區間(d)相當於圖2D的「充電模式N」時，圖3的區間(e) 相當於圖2E的「放電模式N」時，圖3的區間(f)相當於圖2F的「並聯導通模式N」時。作為初始狀態，假定是諧振電容器CM和分流電容器CP中沒有電荷的狀態、在感應性負載LD內蓄積有諧振電流的磁能的狀態，即，通過諧振電容器CM和分流電容器CP、以及感應性負載LD的電感成分L的諧振，取代各個電容器的電壓是大致零[V]，諧振電流流入感應性負載LD，從而在感應性負載LD的電感成分L內蓄積有磁能的狀態。1)從初始狀態起，當使第2反嚮導通型半導體開關SW2和第3反嚮導通型半導體開關SW3處於接通狀態、使第1反嚮導通型半導體開關SWl和第4反嚮導通型半導體開關 SW4處於斷開狀態時，控制電路20處於圖2A所示的「充電模式P」、圖3的區間(a)的狀態。 在「充電模式P」的狀態中，根據蓄積在感應性負載LD的電感成分L內的磁能流動的電流由斷開狀態的第1反嚮導通型半導體開關SWl和第4反嚮導通型半導體開關SW4切斷，結果對諧振電容器CM和分流電容器CP進行充電。並且，由感應性負載LD的電阻成分R所消耗的能量、和由感應性負載LD的電磁感應所消耗的能量通過由供給電流對諧振電容器CM和分流電容器CP進行充電而被補充。根據蓄積在感應性負載LD的電感成分L內的磁能流動的電流，即諧振電流通過第2交流端子AC2、第3反嚮導通型半導體開關SW3的二極體DSW3、 正極端子DCP，對諧振電容器CM進行充電。並且，從諧振電容器CM流出的電流通過負極端子DCN、第2反嚮導通型半導體開關SW2的二極體DSW2、第1交流端子ACl流入感應性負載 LD。然後，伴隨於此，諧振電流的大部分流入分流電容器CP，對分流電容器CP進行充電。2)然後，通過諧振電容器CM和分流電容器CP、以及感應性負載LD的電感成分L 的諧振，處於圖2B所示的「放電模式P」、圖3的區間(b)的狀態。在「放電模式P」的狀態中，通過諧振電容器CM和分流電容器CP、以及感應性負載LD的電感成分L的諧振，蓄積在諧振電容器CM和分流電容器CP內的電荷成為諧振電流而被放電到感應性負載LD。並且， 由感應性負載LD的電阻成分R所消耗的能量、和由感應性負載LD的電磁感應所消耗的能量通過由供給電流繼續流動而被補充。針對諧振電流，從諧振電容器CM流出的電流通過正極端子DCP、接通狀態的第3反嚮導通型半導體開關SW3的自消弧元件SSW3、第2交流端子 AC2流入感應性負載LD，然後，通過第1交流端子ACl、接通狀態的第3反嚮導通型半導體開關SW3的自消弧元件SSW3、負極端子DCN回到諧振電容器CM。並且，從分流電容器CP流出的電流流入感應性負載LD，回到分流電容器CP。當蓄積在諧振電容器CM和分流電容器CP 內的電荷沒有被放電時，諧振電容器CM和分流電容器CP的各自的兩端電壓為大致零[V]， 諧振電流不流入諧振電容器CM和分流電容器CP。3)於是，處於圖2C所示的「並聯導通模式P」、圖3的區間(c)的狀態。在「並聯導通模式P」的狀態中，諧振電流按圖2C的表示電流的箭頭流動。並且，由感應性負載LD 的電阻成分R所消耗的能量、和由感應性負載LD的電磁感應所消耗的能量通過由供給電流繼續流動而被補充。從感應性負載LD流出的諧振電流在第1個路徑和第2個路徑的各方上流動，該第1個路徑是通過第1交流端子ACl、斷開狀態的第1反嚮導通型半導體開關 Sffl的二極體DSW1、正極端子DCP、接通狀態的第3反嚮導通型半導體開關SW3的自消弧元件SSW3、第2交流端子AC2流入感應性負載LD，第2個路徑是通過第1交流端子AC1、接通狀態的第2反嚮導通型半導體開關SW2的自消弧元件SSW2、負極端子DCN、斷開狀態的第4 反嚮導通型半導體開關SW4的二極體DSW4、第2交流端子AC2流入感應性負載LD。4)接下來，當使第1反嚮導通型半導體開關SWl和第4反嚮導通型半導體開關SW4 處於接通狀態、使第2反嚮導通型半導體開關SW2和第3反嚮導通型半導體開關SW3處於斷開狀態時，控制電路20處於圖2D所示的「充電模式N」、圖3的區間(d)的狀態。在「充電模式N」的狀態中，根據蓄積在感應性負載LD的電感成分L內的磁能流動的電流由斷開狀態的第2反嚮導通型半導體開關SW2和第3反嚮導通型半導體開關SW3切斷，結果對諧振電容器CM和分流電容器CP進行充電。並且，由感應性負載LD的電阻成分R所消耗的能量、和由感應性負載LD的電磁感應所消耗的能量通過由供給電流對諧振電容器CM和分流電容器CP進行充電而被補充。根據蓄積在感應性負載LD的電感成分L內的磁能流動的電流，即諧振電流通過第1交流端子AC1、第1反嚮導通型半導體開關SWl的二極體DSW1、正極端子DCP，對諧振電容器CM進行充電。並且，從諧振電容器CM流出的電流通過負極端子 DCN、第4反嚮導通型半導體開關SW4的二極體DSW4、第2交流端子AC2流入感應性負載LD。 然後，伴隨於此，諧振電流的大部分流入分流電容器CP，對分流電容器CP進行充電。並且， 當對分流電容器CP進行充電時，與「充電模式P」的狀態反極性地進行充電。5)然後，通過諧振電容器CM和分流電容器CP、以及感應性負載LD的電感成分L 的諧振，處於圖2E所示的「放電模式N」、圖3的區間(e)的狀態。在「放電模式N」的狀態中，通過諧振電容器CM和分流電容器CP、以及感應性負載LD的電感成分L的諧振，蓄積在諧振電容器CM和分流電容器CP內的電荷成為諧振電流而被放電到感應性負載LD。並且， 由感應性負載LD的電阻成分R所消耗的能量、和由感應性負載LD的電磁感應所消耗的能量通過由供給電流繼續流動而被補充。針對諧振電流，從諧振電容器CM流出的電流通過正極端子DCP、接通狀態的第1反嚮導通型半導體開關SWl的自消弧元件SSW1、第1交流端子 ACl流入感應性負載LD，然後，通過第2交流端子AC2、接通狀態的第4反嚮導通型半導體開關SW4的自消弧元件SSW4、負極端子DCN回到諧振電容器CM。並且，從分流電容器CP流出的電流流入感應性負載LD，回到分流電容器CP。當蓄積在諧振電容器CM和分流電容器CP 內的電荷沒有被放電時，諧振電容器CM和分流電容器CP的各自的兩端電壓為大致零[V]， 諧振電流不流入諧振電容器CM和分流電容器CP。6)於是，處於圖2F所示的「並聯導通模式N」、圖3的區間(f)的狀態。在「並聯導通模式N」的狀態中，諧振電流按圖2F的表示電流的箭頭流動。並且，由感應性負載LD的電阻成分R所消耗的能量、和由感應性負載LD的電磁感應所消耗的能量通過由供給電流繼續流動而被補充。從感應性負載LD流出的諧振電流在第1個路徑和第2個路徑的各方上流動，該第1個路徑是通過第2交流端子AC2、斷開狀態的第3反嚮導通型半導體開關 SW3的二極體DSW3、正極端子DCP、接通狀態的第1反嚮導通型半導體開關SWl的自消弧元件SSW1、第1交流端子ACl流入感應性負載LD，第2個路徑是通過第2交流端子AC2、接通狀態的第4反嚮導通型半導體開關SW4的自消弧元件SSW4、負極端子DCN、斷開狀態的第2 反嚮導通型半導體開關SW2的二極體DSW2、第1交流端子ACl流入感應性負載LD。7)接下來，當使第2反嚮導通型半導體開關SW2和第3反嚮導通型半導體開關SW3 處於接通狀態、使第1反嚮導通型半導體開關SWl和第4反嚮導通型半導體開關SW4處於斷開狀態時，控制電路20再次處於圖2A所示的「充電模式P」、圖3的區間(a)的狀態。電力逆轉換裝置IA在穩定狀態下，重複上述動作，可將交流電提供給感應性負載 LD。在上述動作中，諧振電容器CM和分流電容器CP對流入感應性負載LD的電流，即諧振電流進行劃分。因此，流入第1反嚮導通型半導體開關SWl至SW4的諧振電流Iswres 為下式(1)。
IswresN (CM/ (CP+CM)) -Ildres... (1)式中，諧振電流Iswres是流入反嚮導通型半導體開關SWl至SW4的諧振電流的有效值，Ildres是流入感應性負載LD的諧振電流的有效值，(CM)是諧振電容器CM的靜電電容，(CP)是分流電容器CP的靜電電容。全部有效值是諧振狀態的值。因此，在想要減小流入反嚮導通型半導體開關SWl至SW4的電流的情況下，可以使分流電容器CP的靜電電容 (CP)比諧振電容器CM的靜電電容(CM)大，以滿足後述的條件。分流電容器CP是可在交流電路中使用的無極性電容器，作為與諧振電容器CM的合成電容器進行動作。根據諧振頻率fres決定的電容器的靜電電容是該合成電容器的靜電電容(分流電容器CP的靜電電容(CP)和諧振電容器CM的靜電電容(CM)之和)。以下， 將具有合成電容器的靜電電容的並聯連接的多個電容器稱為合成電容器C。將發送到感應性負載LD的交流電的頻率的最大值設為fmax，將合成電容器C的靜電電容設為(C = CM+CP)，將感應性負載LD的電感成分L的電感設為(L)，則它們必須滿足下式⑵。fmax<l/ (2·π·T(L^C)) ... (2)假定不滿足上述式( ，則合成電容器C和感應性負載LD的電感成分L的諧振周期「 Ι/fres」大於開關周期「 Ι/fsw",趁著蓄積在合成電容器C內的電荷沒有消失，通過開關動作切換反嚮導通型半導體開關SWl至SW4的接通/斷開狀態。此時，由於在分流電容器 CP內也蓄積有電荷，因而通過開關動作，分流電容器CP和諧振電容器CM發生短路，反嚮導通型半導體開關SWl至SW4很有可能引起短路破壞。因此，必須滿足上式O)。也就是說， 控制電路20有必要以由諧振電容器CM和分流電容器CP的合成電容器C的靜電電容(C = CM+CP)、以及感應性負載LD的電感成分L決定的諧振頻率fres以下的開關頻率fsw，控制反嚮導通型半導體開關SWl至SW4的接通/斷開狀態。圖3(1)至(5)示出圖1所示的電力逆轉換裝置IA的各部的電壓波形或者電流波形。這些波形是當以下時的波形將合成電容器C的靜電電容C設定為200 μ F，將分流電容器CP的靜電電容設定為199yF，將諧振電容器CM的靜電電容設定為lyF，將感應性負載LD的電感成分L的電感設定為10. 5 μ H，將感應性負載LD的電阻成分R的電阻值設定為 0. 04 Ω，將直流電抗器Ldc的電感設定為lmH，將直流電壓源2的輸出電壓設定為IOOOVdf 控制電路20的開關頻率fres設定為3000Hz。圖3(1)示出施加給感應性負載LD的電壓Vload，即輸出電壓。並且，圖3(2)示出流入感應性負載LD的電流Iload，即輸出電流。圖3(3)示出流入反嚮導通型半導體開關SW2的電流Isw2，圖3 )示出流入諧振電容器CM的電流Icm，圖3 (5)示出流入分流電容器CP的電流I cp。如圖3(1)所示，施加給感應性負載LD的電壓Vload，通過合成電容器C和感應性負載LD內包含的電感成分L的諧振和開關動作，產生正負交替的脈衝電壓。並且，如圖3(2) 所示，流入感應性負載LD的電流Iload由於電感成分L而產生相位比輸出電壓Vload滯後的交流電流。而且，如圖3(3)至(5)所示，流入反嚮導通型半導體開關SW2的電流較小，在大電流流動期間，限定於並聯導通模式P和並聯導通模式N。這是因為，本來，應流入並提供給反嚮導通型半導體開關的電流的大部分由分流電容器CP提供。另一方面，圖4(1)至(5)示出專利文獻1公開的電力逆轉換裝置(即，從圖1的電路中去除了分流電容器CP的電路)的各部的電壓波形或者電流波形。這些波形是當以下時的波形將諧振電容器CM的靜電電容設定為200 μ F，將負載LD的電感成分L的電感設定為10. 5 μ H，將電阻成分R的電阻值設定為0. 04 Ω，將直流電抗器Ldc的電感設定為lmH， 將直流電壓源2的輸出電壓設定為1000V，將控制電路20的開關頻率fres設定為3000Hz。圖4(1)示出施加給感應性負載LD的電壓Vload，圖4( 示出流入感應性負載LD 的電流I load，圖4(3)示出流入反嚮導通型半導體開關SW2的電流Isw2，圖4(d)示出流入諧振電容器CM的電流Icm。如圖4(1)所示，施加給感應性負載LD的電壓Vload，通過諧振電容器CM和感應性負載LD內包含的電感成分L的諧振和開關動作，產生正負交替的脈衝電壓。並且，如圖 4(2)所示可知，流入感應性負載LD的電流Iload由於電感成分L而產生相位比輸出電壓 Vload滯後的交流電流。而且，如圖4(3)至(4)所示，流入反嚮導通型半導體開關SW2的電流Isw2承擔流入感應性負載LD的電流Iload的總量的一半左右。通過將圖3(3)和圖4(3)進行比較可知，在本發明涉及的第1實施方式的電力逆轉換裝置IA的充電模式P和充電模式N、放電模式P和放電模式N中，流入各反嚮導通型半導體開關的電流遠小於在專利文獻1公開的電力逆轉換裝置的這些模式中流入各反嚮導通型半導體開關的電流。另一方面，在本發明涉及的第1實施方式的電力逆轉換裝置IA的並聯導通模式P和並聯導通模式N中的電流並未變小。這是因為，在本發明涉及的第1實施方式的電力逆轉換裝置IA中，合成電容器C和感應性負載LD的電感成分L諧振，蓄積在合成電容器C內的電荷按開關動作的每半周期放電，合成電容器C的兩端電壓(具有合成電容器的靜電電容的並聯連接的多個電容器的各自兩端電壓)為大致零[V]。這是因為，在合成電容器C的蓄積電荷沒有變動的情況下(即，在並聯導通模式P和並聯導通模式N的狀態中)，電流不流入合成電容器C。然後，對圖1所示的電力逆轉換裝置IA是可變頻率電路進行說明。圖10(1)至(3)示出當對控制電路20進行控制、使反嚮導通型半導體開關SWl至SW4的開關頻率fsw 為1500Hz時的、負載電流Iload、負載電壓Vload、流入反嚮導通型半導體開關SW2的電流 Isw2的波形。電路常數與當獲得圖3(1)至(5)的特性時相同。通過將圖10和圖3(1)至 (5)進行比較可知，除了由開關頻率fsw的變更引起的負載電壓Vload的電壓為大致零[V] 的期間增加以外，沒有大的波形紊亂。由此可知，圖1所示的電力逆轉換裝置IA只需通過控制電路20改變開關頻率fsw，就能改變負載電壓Vload和負載電流Iload的頻率。然後，說明在圖1所示的電力逆轉換裝置IA中產生軟開關動作。圖11(1)示出在以開關頻率fsw為1500Hz進行的情況下的流入反嚮導通型半導體開關SW2的電流Isw2、 和控制反嚮導通型半導體開關SW2的接通/斷開狀態的控制信號SG2的波形(放大示出控制信號SG2的電壓振幅。5. OOK[V]表示接通狀態，大致O[V]表示斷開狀態)。圖11(2) 示出在以開關頻率fsw為1500Hz進行的情況下的施加給反嚮導通型半導體開關SW2的電壓Vsw2(該電壓由於與施加給感應性負載LD的電壓Vload相等，因而由施加給感應性負載LD的電壓Vload表示)、和控制信號SG2的波形(放大示出控制信號SG2的電壓振幅。 2. 50K[V]表示接通狀態，大致0[V]表示斷開狀態)。如圖11(1)和(2)所示可以確認，在使反嚮導通型半導體開關SW2處於接通狀態時，施加給反嚮導通型半導體開關SW2的電壓 Vsw2是大致0[V]，而且在使反嚮導通型半導體開關SW2處於斷開狀態時，施加給反嚮導通型半導體開關SW2的電壓Vsw2也同樣是大致O [V]。圖12(1)示出在以開關頻率fsw為3000Hz進行的情況下的流入反嚮導通型半導體開關SW2的電流Isw2、和控制反嚮導通型半導體開關SW2的接通/斷開狀態的控制信號 SG2的波形(放大示出控制信號SG2的電壓振幅。5.00K[V]表示接通狀態，大致O[V]表示斷開狀態)。圖12(2)示出在以開關頻率fsw為3000Hz進行的情況下的施加給反嚮導通型半導體開關SW2的電壓Vsw2 (該電壓由於與施加給感應性負載LD的電壓Vload相等，因而由施加給感應性負載LD的電壓Vload表示)、和控制信號SG2的波形(放大示出控制信號 SG2的電壓振幅。2.50K[V]表示接通狀態，大致O [V]表示斷開狀態)。如圖12(1)和(2) 所示可以確認，與以開關頻率fsw為3000Hz進行的情況一樣，實現了軟開關動作。以上，根據本發明涉及的第1實施方式中所說明的負載分流電容器方式的電力逆轉換裝置1A，電力逆轉換裝置IA通過使分流電容器CP與感應性負載LD並聯連接，可減小流入反嚮導通型半導體開關SWl至SW4的諧振電流。[實施方式2]圖13是示出本發明涉及的第2實施方式的電力逆轉換裝置IB(以下稱為負載並聯電容器方式)的結構的電路框圖。另外，在本發明涉及的第2實施方式的電力逆轉換裝置IB中，對與本發明涉及的第1實施方式的電力逆轉換裝置IA相同的構成要素、部件、處理賦予相同的標號，適當省略重複說明。本實施方式涉及的電力逆轉換裝置IB是這樣的形態不使用本發明涉及的第1實施方式的電力逆轉換裝置IA中的諧振電容器CM，僅使用分流電容器CP，使分流電容器CP 與感應性負載LD並聯連接。更詳細地說，本實施方式涉及的電力逆轉換裝置IB將直流電轉換為交流電，將交流電提供給具有電感成分L和電阻成分R的感應性負載LD。電力逆轉換裝置IB具有全橋電路10，直流電流源3，分流電容器CP，感應性負載LD，以及控制電路 20。
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本實施方式涉及的電力逆轉換裝置IB的分流電容器CP連接在全橋電路10的第 1交流端子ACl和第2交流端子AC2之間，與感應性負載LD並聯連接。僅在分流電容器CP 與感應性負載LD的電感成分L諧振。然後，說明本發明涉及的第2實施方式的電力逆轉換裝置IB的特徵。由於基本特徵與本發明涉及的第1實施方式的電力逆轉換裝置IA相同，因而僅記載不同特徵。在發明涉及的第2實施方式的電力逆轉換裝置IB中，諧振頻率fres僅由分流電容器CP的靜電電容(CP)和感應性負載LD的電感成分L決定。本實施方式涉及的電力逆轉換裝置IB的控制電路20以由分流電容器CP的靜電電容(CP)和感應性負載LD的電感成分L決定的諧振頻率fres以下的開關頻率fsw，控制反嚮導通型半導體開關SWl至SW4 的接通/斷開，從而當反嚮導通型半導體開關處於接通狀態時，構成反嚮導通型半導體開關的自消弧元件可以進行大致零電壓或大致零電流的軟開關動作，並且當反嚮導通型半導體開關處於斷開狀態時，構成反嚮導通型半導體開關的自消弧元件可以進行大致零電壓的軟開關動作。然後，參照圖14A至圖14F以及圖15來說明具有上述結構的負載並聯電容器方式的電力逆轉換裝置的動作原理。圖14A至圖14F是用於說明負載並聯電容器方式的電力逆轉換裝置的動作原理的圖，未標記控制電路20。另外，在以下說明中，將與第2交流端子AC2 連接的分流電容器CP的端子的電位是大致零[V]至正的電位的情況表示為「P」，將與第1 交流端子ACl連接的分流電容器CP的端子的電位是大致零[V]至正的電位的情況表示為 「N」。根據分流電容器CP的充電、並聯導通(電容器的兩端電壓是大致零[V]的狀態)、放電的各自狀態表示為「充電模式P 」等。並且，圖14A至圖14F中的箭頭表示電流及其方向，箭頭的粗細表示電流大小。不過，箭頭的粗細是相對的。並且，附記給分流電容器CP的端子的「+」記號表示該端子的電位狀態。假定當電位是大致零[V]時不附記。並且，附記給反嚮導通型半導體開關的柵極的「0N」、「0FF」記號表示構成該反嚮導通型半導體開關的自消弧元件的導通狀態、阻止狀態，「ON」是導通狀態，「OFF」是阻止狀態。並且，直流電流源3作為具體的實施例由直流電壓源2和與直流電壓源2的正極端子連接的直流電抗器Ldc表示。直流電壓源2通過連接直流電抗器Ldc而成為直流電流源，將直流電流繼續提供給電力逆轉換裝置IB (以下，將上述的直流電流稱為供給電流)。並且，圖15的區間(a)相當於圖14A的「充電模式P」時，圖15的區間(b)相當於圖14B的「放電模式P」時，圖15的區間(c)相當於圖14C的「並聯導通模式P」時，圖15 的區間⑷相當於圖14D的「充電模式N」時，圖15的區間(e)相當於圖14E的「放電模式 N」時，圖15的區間(f)相當於圖14F的「並聯導通模式N」時。作為初始狀態，假定是分流電容器CP沒有電荷的狀態、在感應性負載LD內蓄積有諧振電流的磁能的狀態，即，通過分流電容器CP和感應性負載LD的電感成分L的諧振，取代分流電容器CP的兩端電壓是大致零[V]，諧振電流流入感應性負載LD，從而在感應性負載LD的電感成分L內蓄積有磁能的狀態。1)從初始狀態起，當使第2反嚮導通型半導體開關SW2和第3反嚮導通型半導體開關SW3處於接通狀態、使第1反嚮導通型半導體開關SWl和第4反嚮導通型半導體開關 SW4處於斷開狀態時，控制電路20處於圖14A所示的「充電模式P」、圖15的區間(a)的狀
16態。在「充電模式P」的狀態中，根據蓄積在感應性負載LD的電感成分L內的磁能流動的電流由斷開狀態的第1反嚮導通型半導體開關SWl和第4反嚮導通型半導體開關SW4切斷， 不能流入橋電路10，結果對分流電容器CP進行充電。並且，由感應性負載LD的電阻成分 R所消耗的能量、和由感應性負載LD的電磁感應所消耗的能量通過由供給電流對分流電容器CP進行充電而被補充。2)然後，通過分流電容器CP和感應性負載LD的電感成分L的諧振，處於圖14B所示的「放電模式P」、圖15的區間(b)的狀態。在「放電模式P」的狀態中，通過分流電容器 CP和感應性負載LD的電感成分L的諧振，蓄積在分流電容器CP內的電荷成為諧振電流而被放電到感應性負載LD。並且，由感應性負載LD的電阻成分R所消耗的能量、和由感應性負載LD的電磁感應所消耗的能量通過由供給電流繼續流動而被補充。針對諧振電流，從分流電容器CP流出的電流流入感應性負載LD，回到分流電容器CP。當蓄積在分流電容器CP 內的電荷沒有被放電時，分流電容器CP的兩端電壓為大致零[V]，諧振電流不流入分流電容器CP。3)於是，處於圖14C所示的「並聯導通模式P」、圖15的區間(c)的狀態。在「並聯導通模式P」的狀態中，諧振電流按圖14C的表示電流的箭頭流動。並且，由感應性負載 LD的電阻成分R所消耗的能量、和由感應性負載LD的電磁感應所消耗的能量通過由供給電流繼續流動而被補充。從感應性負載LD流出的諧振電流在第1個路徑和第2個路徑的各方上流動，該第1個路徑是通過第1交流端子ACl、斷開狀態的第1反嚮導通型半導體開關 Sffl的二極體DSW1、正極端子DCP、接通狀態的第3反嚮導通型半導體開關SW3的自消弧元件SSW3、第2交流端子AC2流入感應性負載LD，第2個路徑是通過第1交流端子AC1、接通狀態的第2反嚮導通型半導體開關SW2的自消弧元件SSW2、負極端子DCN、斷開狀態的第4 反嚮導通型半導體開關SW4的二極體DSW4、第2交流端子AC2流入感應性負載LD。4)接下來，當使第1反嚮導通型半導體開關SWl和第4反嚮導通型半導體開關SW4 處於接通狀態、使第2反嚮導通型半導體開關SW2和第3反嚮導通型半導體開關SW3處於斷開狀態時，控制電路20處於圖14D所示的「充電模式N」、圖15的區間(d)的狀態。在「充電模式N」的狀態中，根據蓄積在感應性負載LD的電感成分內的磁能流動的電流由斷開狀態的第2反嚮導通型半導體開關SW2和第3反嚮導通型半導體開關SW3切斷，結果對分流電容器CP進行充電，當對分流電容器CP進行充電時，與「充電模式P」的狀態反極性地進行充電。並且，由感應性負載LD的電阻成分R所消耗的能量、和由感應性負載LD的電磁感應所消耗的能量通過由供給電流對分流電容器CP進行充電而被補充。5)然後，通過分流電容器CP和感應性負載LD的電感成分L的諧振，處於圖14E所示的「放電模式N」、圖15的區間(e)的狀態。在「放電模式N」的狀態中，通過分流電容器 CP和感應性負載LD的電感成分L的諧振，蓄積在分流電容器CP內的電荷成為諧振電流而被放電到感應性負載LD。並且，由感應性負載LD的電阻成分R所消耗的能量、和由感應性負載LD的電磁感應所消耗的能量通過由供給電流繼續流動而被補充。針對諧振電流，從分流電容器CP流出的電流流入感應性負載LD，回到分流電容器CP。當蓄積在分流電容器CP 內的電荷沒有被放電時，分流電容器CP的兩端電壓為大致零[V]，諧振電流不流入分流電容器CP。6)於是，處於圖14F所示的「並聯導通模式N」、圖15的區間(f)的狀態。在「並聯導通模式N」的狀態中，諧振電流按圖14F的表示電流的箭頭流動。並且，由感應性負載 LD的電阻成分R所消耗的能量、和由感應性負載LD的電磁感應所消耗的能量通過由供給電流繼續流動而被補充。從感應性負載LD流出的諧振電流在第1個路徑和第2個路徑的各方上流動，該第1個路徑是通過第2交流端子AC2、斷開狀態的第3反嚮導通型半導體開關 SW3的二極體DSW3、正極端子DCP、接通狀態的第1反嚮導通型半導體開關SWl的自消弧元件SSW1、第1交流端子ACl流入感應性負載LD，第2個路徑是通過第2交流端子AC2、接通狀態的第4反嚮導通型半導體開關SW4的自消弧元件SSW4、負極端子DCN、斷開狀態的第2 反嚮導通型半導體開關SW2的二極體DSW2、第1交流端子ACl流入感應性負載LD。7)接下來，當使第2反嚮導通型半導體開關SW2和第3反嚮導通型半導體開關SW3 處於接通狀態、使第1反嚮導通型半導體開關SWl和第4反嚮導通型半導體開關SW4處於斷開狀態時，控制電路20再次處於圖14A所示的「充電模式P」、圖15的區間(a)的狀態。電力逆轉換裝置IB在穩定狀態下，重複上述動作，可將交流電提供給感應性負載 LD。分流電容器CP有必要是可在交流電路中使用的無極性電容器。並且，將發送到感應性負載LD的交流電的頻率的最大值設為fmax，將分流電容器CP的靜電電容設為(CP)， 將感應性負載LD的電感成分L的電感設為(L)，則它們必須滿足下式(3)。fmax<l/ (2·π·T(L^CP))... (3)假定不滿足上述式( ，則分流電容器CP和感應性負載LD的電感成分L的諧振周期「 Ι/fres」大於開關周期「 1/fsw」，趁著蓄積在分流電容器CP內的電荷沒有消失，通過開關動作切換反嚮導通型半導體開關SWl至SW4的接通/斷開狀態。此時，通過開關動作，分流電容器CP發生短路，反嚮導通型半導體開關SWl至SW4很有可能引起短路破壞。因此， 必須滿足上式(3)。也就是說，控制電路20有必要以由分流電容器CP的靜電電容(CP)和感應性負載LD的電感成分L決定的諧振頻率fres以下的開關頻率fsw，控制反嚮導通型半導體開關SWl至SW4的接通/斷開狀態。圖15(1)至(5)示出圖13所示的電力逆轉換裝置IB的各部的電壓波形或者電流波形。這些波形是當以下時的波形將分流電容器CP的靜電電容設定為200 μ F，將感應性負載LD的電感成分L的電感設定為10. 5 μ H，將感應性負載LD的電阻成分R的電阻值設定為0. 04 Ω，將直流電抗器Ldc的電感設定為lmH，將直流電壓源2的輸出電壓設定為1000V， 將控制電路20的開關頻率設定為3000Hz。圖15(1)示出施加給感應性負載LD的電壓Vload，即輸出電壓。並且，圖15⑵示出流入感應性負載LD的電流Iload，即輸出電流。圖15(3)示出流入反嚮導通型半導體開關SW2的電流Isw2，圖15(4)示出流入分流電容器CP的電流Icp。如圖15(1)所示，施加給感應性負載LD的電壓Vload，通過分流電容器CP和感應性負載LD內包含的電感成分L的諧振和開關動作，產生正負交替的脈衝電壓。並且，如圖 15 (2)所示，流入感應性負載LD的電流I load由於電感成分L而產生相位比輸出電壓Vload 滯後的交流電流。而且，如圖15(3)和(4)所示，流入反嚮導通型半導體開關SW2的電流較小，在大電流流動期間，限定於並聯導通模式P和並聯導通模式N。這是因為，由於諧振電流在感應性負載LD和分流電容器CP之間循環，因而流入反嚮導通型半導體開關的電流的大部分僅為供給電流。
通過將圖15⑶和圖4 (3)進行比較可知，在本發明涉及的第2實施方式的電力逆轉換裝置IB的充電模式P和充電模式N、放電模式P和放電模式N中，流入各反嚮導通型半導體開關的電流遠小於在專利文獻1公開的電力逆轉換裝置的這些模式中流入各反嚮導通型半導體開關的電流。另一方面，在本發明涉及的第2實施方式的電力逆轉換裝置IB 的並聯導通模式P和並聯導通模式N中的電流不小。這是因為，在本發明涉及的第2實施方式的電力逆轉換裝置IB中，分流電容器CP和感應性負載LD的電感成分L諧振，蓄積在分流電容器CP內的電荷按開關動作的每半周期放電，分流電容器CP的兩端電壓為大致零 [V]。這是因為，在分流電容器CP的蓄積電荷沒有變動的情況下(S卩，在並聯導通模式P和並聯導通模式N的狀態中)，電流不流入分流電容器CP。以上，根據本發明涉及的第2實施方式中所說明的負載並聯電容器方式的電力逆轉換裝置1B，電力逆轉換裝置IB不使用諧振電容器CM，僅使用分流電容器CP，通過使分流電容器CP與感應性負載LD並聯連接，可在分流電容器CP進行充放電的期間，不使諧振電流的大部分通過反嚮導通型半導體開關SWl至SW4。[實施方式3]圖6是示出本發明涉及的第3實施方式的電力轉換裝置1C(以下稱為振動抑制電路的追加形式)的結構的電路框圖。另外，在本發明涉及的第3實施方式的電力轉換裝置 IC中，對與本發明涉及的第1實施方式的電力逆轉換裝置IA相同的構成要素、部件、處理賦予相同的標號，適當省略重複說明。本實施方式涉及的電力逆轉換裝置IC是這樣的形態在本發明涉及的第1實施方式的電力逆轉換裝置IA中，連接了抑制寄生振動發生的振動抑制電路。更詳細地說，本實施方式涉及的電力逆轉換裝置IC是這樣的電力逆轉換裝置在本發明涉及的第1實施方式的電力逆轉換裝置IA中，在全橋電路10的第2交流端子AC2和感應性負載LD之間串聯插入了振動抑制電路13。在本發明涉及的第1實施方式的電力逆轉換裝置IA中，為了使諧振電容器CM和分流電容器CP作為合成電容器C與感應性負載LD的電感成分L以目標頻率進行諧振，需要減輕諧振電容器CM和分流電容器CP之間的寄生電感的影響。寄生電感引起與各個電容器的以不同於目標頻率的頻率的諧振。當在以別的頻率發生了諧振(以下稱為寄生振動) 的狀態下進行了反嚮導通型半導體開關的開關動作時，很有可能產生不能實現軟開關動作等的不利。圖8(1)至(4)示出在本發明涉及的第1實施方式的電力逆轉換裝置IA內存在寄生電感的情況下的各部的電壓波形或者電流波形。更詳細地說，圖8(1)示出施加給感應性負載0)的電壓￥103(1，圖8(2)示出流入感應性負載LD的電流Iload，圖8(3)示出流入反嚮導通型半導體開關SW2的電流Isw2，圖8(4)示出流入諧振電容器CM的電流Icm。如圖 8(1)、(3)、(4)所示，在反嚮導通型半導體開關SW2的開關動作時產生浪湧電壓和浪湧電流。當浪湧電壓和浪湧電流超過反嚮導通型半導體開關、和各自的電容器的額定值時，很有可能成為反嚮導通型半導體開關、和各自的電容器受到破壞、或者壽命極端縮短等的原因。大多通過縮短諧振電容器CM和分流電容器CP的物理距離、或者使用母線等的寄生電感少的材料連接布線，可避免大部分的寄生振動。然而，例如在電力逆轉換裝置IA的製造後的狀態中，即使不發生寄生振動，由於老化等，在電力逆轉換裝置IA開始使用後，也很有可能隨著時間經過而發生寄生振動。因此，期望的是，追加振動抑制電路13來進行事先應對，使得在反嚮導通型半導體開關的開關動作時寄生振動充分衰減。圖5示出振動抑制電路13的一例，圖6示出在本發明涉及的第1實施方式的電力逆轉換裝置IA內存在寄生電感的情況下應用振動抑制電路13的結構例。更詳細地說，圖 5所示的振動抑制電路13是將電感器DL和電阻DR並聯連接的振動抑制電路。在圖6中， 分流電容器CP的附近，在全橋電路10的第2交流端子AC2和感應性負載LD之間串聯插入振動抑制電路13。並且，根據需要，可以通過將1個以上的振動抑制電路13插入在諧振電容器CM和分流電容器CP之間來使寄生振動衰減。而且，振動抑制電路13可以在諧振電容器CM的附近，串聯插入諧振電容器CM。振動抑制電路13使寄生振動電流流入電阻DR來使其衰減，要流入感應性負載LD 的電流有必要流入電感器DL而不進行衰減。構成振動抑制電路13的電阻DR的電阻值和電感器DL的電感(DL)可按以下求出。當設寄生振動的振動頻率為fstray時，電感器DL的電感的絕對值為 2· π · fstray · (DL)。當設振動抑制電路13的電阻DR的阻抗為(DR)時，振動抑制電路 13的應滿足的條件由下式⑷和(5)表示。2 · π · fstray · (DL) >> (DR) . . . (4)2 · π · fmax · (DL) << (DR)... (5)在不滿足上述的式的情況下，寄生振動電流的大部分流入電感器DL，寄生振動不衰減而繼續寄生振動，引起不需要的寄生振動。並且，在不滿足上述的式(5)的情況下，應發送到感應性負載LD的目標頻率的功率在電阻DR衰減。因此，將振動抑制電路13 的電感器DL的電感(DL)和電阻DR的電阻值決定成使上述的式(4)和式(5)的雙方成立。圖7(1)至(4)示出在本發明涉及的第1實施方式的電力逆轉換裝置IA中存在寄生電感的情況下根據上述方法插入了振動抑制電路13時的各部的電壓波形或者電流波形。更詳細地說，圖7(1)示出施加給感應性負載LD的電壓Vload，圖7( 示出流入感應性負載LD的電流Iload，圖7(3)示出流入反嚮導通型半導體開關SW2的電流Isw2，圖7 (4) 示出流入諧振電容器CM的電流Icm。將圖7(1)至、圖8(1)至(4)進行比較可知，通過插入振動抑制電路13，浪湧電壓和浪湧電流被抑制，在反嚮導通型半導體開關SW2的開關動作時，寄生振動被衰減。可以自動設定構成振動抑制電路13的電感器DL的電感(DL)和電阻DR的阻抗 (DR)，以使寄生振動衰減。例如，如圖9所示，振動抑制電路13的電感器DL的電感(DL)和電阻DR的阻抗(DR)構成為可從控制電路20變更。並且，在感應性負載LD內設置有檢測負載電流Iload的電流計IPload，電壓計Vswl至Vsw4與反嚮導通型半導體開關SWl至SW4 連接。控制電路20具有處理器等，輸入電流計IPload的測定值Iload、以及各電壓計的測定值Vswl至Vsw4，例如周期性監視寄生振動有無發生。控制電路20當檢測出寄生振動時，利用FFTO^ist Fourier Transform，快速傅立葉轉換)等，分析其頻率，通過運算處理等，求出電感器DL的電感(DL)和電阻DR的阻抗(DR)，並進行自動設定，以使寄生振動衰減。根據上述的結構，即使在由於老化等而發生寄生振動的情況下，也能自動使寄生振動衰
20減。另外，在本發明涉及的第3實施方式的電力轉換裝置IC中，說明了在本發明涉及的第1實施方式的電力逆轉換裝置IA中連接了寄生振動抑制電路13的方式，然而可以採用在本發明涉及的第2實施方式的電力逆轉換裝置IB中連接寄生振動抑制電路13的形態，可獲得與上述相同的功能和效果。另外，本發明不限定於上述實施方式，能進行各種變型和應用。例如，在反嚮導通型半導體開關中，作為構成反嚮導通型半導體開關的自消弧元件，可使用電晶體、或者場效應電晶體(FET)、絕緣柵雙極型電晶體(IGBT)、電子注入增強柵電晶體(IEGT)、門極可關斷晶閘管(GT0晶閘管)、或者門極換流型晶閘管(GCT晶閘管)。並且，反嚮導通型半導體開關是不具有反向阻止能力，即能進行反嚮導通的半導體開關，可以是將自消弧元件和具有整流作用的元件並聯連接成使它們的正向為反向的電路、或者與該電路等效的半導體元件。將來，即使在開發出具有與反嚮導通型半導體開關等效的功能的新的電路和元件的情況下，也能容易用於本發明涉及的電力逆轉換裝置。並且，在自消弧元件是場效應電晶體(FET)的情況下，或者在反嚮導通型半導體開關是內置有寄生二極體的金屬氧化膜半導體場效應電晶體(MOSFET)的情況下，控制電路在具有整流作用的元件的導通時，通過進行控制以使自消弧元件處於接通狀態而成為同步整流方式，可減少具有整流作用的元件的導通時的導通損失。並且，如圖16(1)至(5)所示，直流電流源3能進行各種構成。圖16(1)和(2)是示出對直流電壓源2進行直流電流源化的方法的圖。更詳細地說，圖16(1)是使直流電抗器Ldc與直流電壓源2的正極端子串聯連接的圖。圖16 ( 是使直流電抗器Ldc與直流電壓源2的負極端子串聯連接的圖。圖16(3)和圖16 )是示出對交流電源4進行直流電流源化的方法的圖。更詳細地說，圖16(3)是使直流電抗器Ldc與交流電源4、整流電路RB和整流電路RB的直流端子連接的圖。圖16(4)是由交流電源4、整流電路RB、以及連接在交流電源4和整流電路RB 的交流端子之間的交流電抗器Lac構成的圖。圖16(5)是示出調整提供給感應性負載LD的交流電的功率量的方法的圖。更詳細地說，圖16(5)由以下構成交流電源4，一端與交流電源4連接的晶閘管交流功率調整裝置Th、一次側與晶間管交流功率調整裝置Th的另一端連接的高阻抗變壓器HITr、以及交流端子與高阻抗變壓器HITr的二次側連接的整流電路RB。控制電路20可將控制信號發送到晶閘管交流功率調整裝置Th，調整提供給感應性負載的交流電的功率量。上述的數值、電路結構、動作、處理是例示，不被限定。並且，無需具有上述實施方式記載的全部結構，只要能達到預期的目的，就可以是一部分的結構的組合。本申請基於在2008年10月27日提交的PCT/JP2008/069484和在2009年3月15 日提交的US61/160, 315。將PCT/JP2008/069484和US61/160, 315的說明書、權利要求書和附圖整體作為參照引用在本說明書中。標號說明1A、1B、1C、1D 電力逆轉換裝置；2 直流電壓源；3 直流電流源；4 交流電源；10 全橋電路；13 振動抑制電路；20 控制電路；20a 外部接口 ；Lac 交流電抗器；Ldc 直流電抗器；CM:諧振電容器；CP 分流電容器；SW1、Sff2, Sff3, SW4 反嚮導通型半導體開關；SSffU SSW2、SSW3、SSW4 自消弧元件；GSffU GSff2, GSff3, GSW4 自消弧元件的柵極；DSffU DSW2、DSW3、DSW4 二極體；SGI、SG2、SG3、SG4 控制信號；LD 感應性負載；L 感應性負載的電感成分；R 感應性負載的電阻成分；DCP 正極端子；DCN 負極端子；ACl 第1交流端子； AC2 第2交流端子；DL 電感器；DR 電阻；RB 整流電路；Th 晶閘管交流功率調整裝置； HITr 高阻抗變壓器^8 1、￥8 2、￥8 3、￥8 4:電壓計；IPload 電流計。
權利要求
1.一種電力逆轉換裝置，其特徵在於，將如下的電路或者與該電路等效的半導體元件作為反嚮導通型半導體開關，該電路如下將元件的導通狀態和阻止狀態根據從外部提供的信號而被切換的自消弧元件和具有整流作用的元件並聯連接成使它們的正向的朝向相反，該電力逆轉換裝置具有全橋電路，其具有第1反嚮導通型半導體開關；正極與該第1反嚮導通型半導體開關的負極連接的第2反嚮導通型半導體開關；正極與所述第1反嚮導通型半導體開關的正極連接的第3反嚮導通型半導體開關；正極與該第3反嚮導通型半導體開關的負極連接、且負極與所述第2反嚮導通型半導體開關的負極連接的第4反嚮導通型半導體開關；和所述第 1反嚮導通型半導體開關與所述第2反嚮導通型半導體開關之間的連接點連接的第1交流輸出端子；和所述第3反嚮導通型半導體開關與所述第4反嚮導通型半導體開關之間的連接點連接的第2交流輸出端子；與所述第1反嚮導通型半導體開關和所述第3反嚮導通型半導體開關的正極連接的正極端子；以及與所述第2反嚮導通型半導體開關的負極和所述第4反嚮導通型半導體開關的負極連接的負極端子；第1電容器，其連接在所述第1交流輸出端子與所述第2交流輸出端子之間；以及控制電路，在所述正極端子與所述負極端子之間連接直流電流源， 在所述第1交流輸出端子與所述第2交流輸出端子之間連接感應性負載， 所述控制電路是如下地控制各所述反嚮導通型半導體開關的接通/斷開狀態的 當所述第1反嚮導通型半導體開關和所述第4反嚮導通型半導體開關處於接通狀態時，使所述第2反嚮導通型半導體開關和所述第3反嚮導通型半導體開關處於斷開狀態，當所述第1反嚮導通型半導體開關和所述第4反嚮導通型半導體開關處於斷開狀態時，使所述第2反嚮導通型半導體開關和所述第3反嚮導通型半導體開關處於接通狀態，所述控制電路還按照由所述第1電容器的靜電電容和所述感應性負載的電感決定的諧振頻率以下的開關頻率控制所述各反嚮導通型半導體開關的接通/斷開狀態。
2.根據權利要求1所述的電力逆轉換裝置，其特徵在於，該電力逆轉換裝置還具有第2 電容器，該第2電容器連接在所述全橋電路的所述正極端子與所述負極端子之間，所述控制電路按照由所述第1電容器的靜電電容與所述第2電容器的靜電電容的合成電容和所述感應性負載的電感決定的諧振頻率以下的開關頻率控制所述各反嚮導通型半導體開關的接通/斷開狀態。
3.根據權利要求2所述的電力逆轉換裝置，其特徵在於，所述第1電容器的靜電電容大於所述第2電容器的靜電電容。
4.根據權利要求2所述的電力逆轉換裝置，其特徵在於，所述第1電容器由無極性電容器構成，所述第2電容器由有極性電容器構成。
5.根據權利要求1所述的電力逆轉換裝置，其特徵在於，所述自消弧元件是電晶體、或者場效應電晶體(FET)、絕緣柵雙極型電晶體(IGBT)、電子注入增強柵電晶體(IEGT)、門極可關斷晶閘管(GT0晶閘管)、或者門極換流型晶閘管(GCT晶閘管)。
6.根據權利要求1所述的電力逆轉換裝置，其特徵在於，所述反嚮導通型半導體開關是內置有寄生二極體的金屬氧化膜半導體場效應電晶體(MOSFET)。
7.根據權利要求1所述的電力逆轉換裝置，其特徵在於，在所述自消弧元件是所述場效應電晶體(FET)的情況下，或者在所述反嚮導通型半導體開關是所述內置有寄生二極體的金屬氧化膜半導體場效應電晶體(MOSFET)的情況下，所述控制電路進行如下控制在所述具有整流作用的元件導通時，使所述自消弧元件處於導通狀態。
8.根據權利要求1所述的電力逆轉換裝置，其特徵在於，所述直流電流源由直流電壓源和與所述直流電壓源連接的直流電抗器構成。
9.根據權利要求1所述的電力逆轉換裝置，其特徵在於，所述直流電流源由交流電源、 整流電路以及連接在所述交流電源和所述整流電路的交流端子間的交流電抗器構成。
10.根據權利要求1所述的電力逆轉換裝置，其特徵在於，所述直流電流源由以下部分構成所述交流電源；一端與所述交流電源連接的晶間管交流功率調整裝置；一次側與所述晶間管交流功率調整裝置的另一端連接的高阻抗變壓器；以及交流端子與所述高阻抗變壓器的二次側連接的所述整流電路，所述控制電路將控制信號發送給所述晶間管交流功率調整裝置，調整提供給所述感應性負載的所述交流電的功率量。
11.根據權利要求1所述的電力逆轉換裝置，其特徵在於，該電力逆轉換裝置連接有1 個以上的寄生振動抑制電路。
12.根據權利要求1所述的電力逆轉換裝置，其特徵在於，將所述感應性負載作為用於從二次側繞組端子間取出與一次側繞組端子間絕緣的交流電的電流互感器，在一次側繞組端子上連接了諧振電抗器。
13.根據權利要求1所述的電力逆轉換裝置，其特徵在於，所述感應性負載由交流電動機構成，該電力逆轉換裝置作為進行交流電動機的控制的交流電動機控制系統進行工作。
14.根據權利要求1所述的電力逆轉換裝置，其特徵在於，所述感應性負載由用於通過電磁感應對被加熱物進行加熱的感應加熱線圈構成，該電力逆轉換裝置作為進行所述被加熱物的感應加熱控制的感應加熱系統進行工作。
全文摘要
電力逆轉換裝置(1)具有全橋電路(10)、分流電容器(CP)以及控制電路(20)，控制電路(20)是這樣以分流電容器(CP)的靜電電容和感應性負載(LD)的電感決定的諧振頻率以下的開關頻率控制各反嚮導通型半導體開關(SW1至SW4)的接通/斷開狀態當第1反嚮導通型半導體開關(SW1)和第4反嚮導通型半導體開關(SW4)是接通狀態時，使第2反嚮導通型半導體開關(SW2)和第3反嚮導通型半導體開關(SW3)為斷開狀態，當第1反嚮導通型半導體開關(SW1)和第4反嚮導通型半導體開關(SW4)是斷開狀態時，使第2反嚮導通型半導體開關(SW2)和第3反嚮導通型半導體開關(SW3)為接通狀態。
文檔編號H02M7/5387GK102204076SQ20098014255
公開日2011年9月28日 申請日期2009年10月27日 優先權日2008年10月27日
發明者北原忠幸, 嶋田隆一, 磯部高範, 褔田志郎 申請人:莫斯科技株式會社