具有調節電路和開關網絡的靈活的電能轉換器結構的製作方法

2024-04-14 22:26:05

具有調節電路和開關網絡的靈活的電能轉換器結構
1.本發明申請為申請日為2016年3月11日、國際申請號為pct/us2016/022040、並於2017年11月9日進入中國國家階段的發明名稱為「具有調節電路和開關網絡的靈活的電能轉換器結構」的第201680027105.3號發明專利申請的分案申請。
2.相關文件的交叉引用
3.本技術要求2015年3月13日提交的美國臨時申請no.62/132,701的優先權日期的權益。上述申請的內容被完整地結合於此。
技術領域
4.本公開涉及電源，並且尤其涉及電能轉換器。


背景技術：

5.許多電能轉換器包括多個開關以及一個或多個電容器，用於例如向可攜式電子器件以及消費類電子產品供電，開關式電能轉換器使用開關網絡，通過將儲能元件(例如，電感器和電容器)切換為不同的電氣配置，從而調節輸出電壓和電流。開關電容器轉換器為開關式電能轉換器，其主要使用電容器轉移能量。在這樣的轉換器中，電容器和開關的數量隨著轉換比的增加而增加。開關網絡中的開關通常為由電晶體實現的有源器件。開關網絡可以集成於單個或多個單片半導體襯底上，或使用分立器件形成。
6.典型的直流-直流(dc-dc)轉換器進行電壓轉換和輸出調節。通常是在例如降壓轉換器的這樣的單級轉換器中實現。但是，也可將這兩個功能分成兩個專門的級，即，轉換級(例如，開關網絡)和單獨的調節級(例如，調節電路)。轉換級將一個電壓轉換成另一個電壓，而調節級確保轉換級的電壓和/或電流輸出保持期望的特性。
發明概要
7.在一方面，本發明的特徵在於用於處理電能的裝置。此裝置包括電能轉換器，該電能轉換器具有用於電能在第一電能轉換器端子與第二電能轉換器端子之間流動的路徑，該第一電能轉換器端子與第二電能轉換器端子在該電能轉換器運行期間保持在相應的第一電壓和第二電壓。該第二電壓小於該第一電壓。第一調節電路和開關網絡都在該電能路徑上。該開關網絡包括第一電荷存儲元件、第一開關網絡端子和第二開關網絡端子。第一調節電路包括第一磁性存儲元件和第一調節電路端子。該電能路徑包括該第一調節電路端子、該第一開關網絡端子和該第二開關網絡端子，該第一調節電路端子連接至第一開關網絡端子。該開關網絡在第一開關配置與第二開關配置之間轉換。在第一開關配置中電荷以第一速率在第一電荷存儲器元件中聚集，以及在第二開關配置中電荷以第二速率從該第一電荷存儲元件中耗盡。該第一磁性存儲元件限制這兩個速率。在一些情況下，該限制為使速率相同，而其它情況下速率不同。
8.某些實施例還包括配置在該路徑上的第二調節電路。在這些實施例中，該第二調節電路包括也在該電能路徑上的第二調節電路端子。此第二調節電路端子連接至該第二開
關網絡端子。
9.在某些實施例中，該開關網絡進一步包括第二電荷存儲元件。將該開關網絡放置在第一開關配置中使電荷以第一速率從該第二電荷存儲元件中耗盡。將該開關網絡放置在第二配置中使電荷以第二速率在該第二電荷存儲元件中聚集。該第一磁性存儲元件限制這兩個速率。
10.在這些具有第二調節電路的實施例中，其中該第二調節電路包括第二磁性存儲元件和連接至該第二磁性存儲元件的開關，該開關控制為在至少兩個開關配置之間切換。還是在這些實施例中，該第二調節電路還包括反饋迴路，用於響應於測得的該電能轉換器的輸出來控制該開關的運行。
11.在其它實施例中，該第一磁性存儲元件包括濾波器。在這些實施例中，該濾波器具有諧振頻率。
12.在這些具有兩個調節電路的實施例中，其具有第三調節電路。在這些實施例的某些實施例中，該第三調節電路連接至該開關網絡並具有與該電感器耦合的電感器。並且該第二調節電路包括與該第三調節電路的電感器耦合的電感器。在其它實施例中，該第三調節電路連接至該開關網絡，並且第二調節電路和第三調節電路都包括共用同一個電感器芯的電感器。在具有耦合電感器的實施例中，該電感器可以耦合以使得在兩個電感器生成的電壓和電路具有相同的符號或相反的符號。
13.該發明可以使用許多種開關網絡來實施。例如在某些實施例中，該開關網絡包括可重配置的開關網絡。如這裡使用的重配置開關網絡具有開關配置組{α1，α2...αn}，其中n》2，開關網絡被配置為，對於所有的m和n，在αb與αn之間轉換。
14.在其它實施例中，它包括多相開關網絡。在其它實施例中，它包括多相多級開關網絡或多級開關網絡。仍然在其它實施例中，它具有包括級聯乘法器的開關網絡。
15.該發明還可以使用許多種調節電路來實施。這些調節電路包括雙向調節電路、多相調節電路、開關模式電能轉換器、諧振電能轉換器、降壓轉換器、升壓轉換器、降/升壓轉換器、線性調節器、cuk轉換器、反激轉換器(fly-back converter)、正向轉換器、半橋轉換器、全橋轉換器、磁性存儲元件和磁性濾波器。
16.在某些實施例中，該開關網絡在其輸入端接收電荷並在其輸出端輸出電荷。在這些實施例中，電荷從輸入到輸出的傳輸在多個開關周期進行。
17.在那些特徵為反激轉換器的實施例中，包括準諧振反激轉換器、有源鉗位反激轉換器、交叉反激轉換器或雙開關反激轉換器。
18.在那些特徵為正向轉換器的實施例中，可以包括多諧振正向轉換器、有源鉗位正向轉換器、交叉正向轉換器或雙開關正向轉換器。
19.在包括半橋轉換器的實施例中，包括非對稱半橋轉換器、多諧振半橋轉換器或llc諧振半橋。
20.該發明不限於直流電(direct current,dc)應用。例如，在某些實施例中，該開關網絡為交流電(alternating current,ac)開關網絡。這些實施例包括具有連接至ac開關網絡的功率因數校正電路的實施例。在這些實施例中，其中該功率因數校正電路處於該ac開關網絡與該第一調節電路之間。
21.在某些實施例中，該電能轉換器以該第一調節電路和該第二調節電路中的至少一
個的開關配置發生改變的頻率不同的頻率，來改變該開關網絡的開關配置。
22.在其它實施例中，該開關網絡包括具有多個dc節點的非對稱級聯乘法器，該多個dc節點中的每一個能夠以該第一電壓的倍數的電壓傳送電能。
23.其它實施例包括功率管理集成電路，該功率管理集成電路中包含多個調節電路。在這些實施例中，該電能路徑包括電能路徑部分，該電能路徑部分從該功率管理集成電路延伸出來並進入到該開關網絡中。
24.其它實施例包括具有不同物理面積的開關。
25.還在某些實施例中，其中選擇這些開關的開關寬度，以使得電荷在該開關網絡的電荷存儲元件之間的電荷轉移的時間常數大於或等於該開關網絡改變狀態時的開關頻率。
26.另外其他實施例通過具有更高的電阻的開關來提高效率。在這些實施例中，該開關網絡被配置為在該開關網絡的開關頻率下，該開關的電阻的增加減少了該開關網絡內流動的電流相關的損耗。
27.該裝置的各種組件不需要共享接地。實際上，一個接地可以相對於另一個浮置。
28.在某些實施例中，作為實例，第一調節電路接收第一電壓差，第二電能轉換器端子輸出第二電壓差。第一電壓差是第一電壓與小於該第一電壓的第二電壓之間的差；第二電壓差是第三電壓與小於該第三電壓的第四電壓之間的差。在這些實施例中，該第四電壓與第二電壓之間的差不為零。在其它實施例中，該第一調節電路接收dc電壓差，以及該電能轉換器接收ac電壓差。該dc電壓是第一電壓與小於該第一電壓的第二電壓之間的差；該ac電壓差是時變電壓與恆定電壓之間的差。該恆定電壓與該第二電壓的差不為零。
29.在另一方面，本發明的特徵在於使電能轉換器處理電能的方法。此方法包括在第一電能轉換器端子與第二電能轉換器端子之間用於電能流動的電能路徑上，連接第一調節電路的第一調節電路端子至第一開關網絡的第一開關網絡端子；將該第一開關網絡放置在用於允許電荷在該第一開關網絡的第一電荷存儲元件中聚集的配置中；通過第一調節電路中的第一磁性存儲元件，使用存儲在磁場中的能量，限制電荷在該第一開關網絡中的第一電荷存儲元件中聚集的速率；使用該第一開關網絡中的開關，將該第一開關網絡放置在用於允許電荷從該第一開關網絡中的第一電荷存儲元件中耗盡的配置中；以及使用該第一調節電路中的該第一磁性存儲元件存儲的能量，限制電荷從該第一開關網絡的第一電荷存儲元件中耗盡的速率。
30.某些實踐進一步包括連接第二調節電路的第二調節電路端子至第一開關網絡的第二開關網絡端子，並使用該第二調節電路，保持該第一電能轉換器端子在第一電壓，從而保持該第二電能轉換器端子在小於該第一電壓的第二電壓，使用第一開關網絡中的多個開關。
31.其它實踐包括：當限制電荷從該第一電荷存儲元件中耗盡的速率時，限制電荷在第二電荷存儲元件中聚集的速率；以及，當限制電荷聚集至該第一電荷存儲元件的速率時，限制電荷從該第二電荷存儲元件中耗盡的速率。
32.其它實踐包括響應於測得的該電能轉換器的輸出來控制連接至該第二調節電路的磁性存儲元件的開關。
33.在某些實踐中，該第一磁性存儲元件包括濾波器。在這些實踐中，其中該濾波器具有諧振頻率。
34.在這些使用第二調節電路的實踐中包括連接至開關網絡的第三調節電路。該第三調節電路包括電感器，並且該第一調節電路包括與該第三調節電路的電感器耦合的電感器。這兩個電感器為正耦合或負耦合。
35.還在這些使用第二調節電路的實踐中，其中該第二調節電路具有電感器芯，並且其中連接至該開關網絡的第三調節電路中的電感器共享此電感器芯。
36.某些實踐包括限制改變的速率以使得該第一速率和該第二速率相等。其它實踐包括限制改變的速率以使得該第一速率和該第二速率不相等。
37.本發明的實踐設想多種開關網絡。例如，本發明的實踐包括選擇該開關網絡為可重配置的開關網絡，選擇其為多相開關網絡，選擇其為多相串並開關網絡，選擇其為多相多級開關網絡，選擇其為級聯乘法器或選擇其為多級開關網絡。
38.各種調節電路可以使用在不同的實踐中。例如，本發明的實踐包括選擇調節電路為雙向的、多相的、開關模式轉換器、諧振電能轉換器、磁性存儲元件或磁性濾波器。
39.其它實踐包括選擇該開關網絡為ac開關網絡。在這些實踐中，包括控制該ac開關網絡的輸出的功率因數。這些實踐包括：包括連接功率因數校正電路在該ac開關網絡與該第一調節電路之間的實踐。
40.其它實踐包括以與該第一調節電路和該第二調節電路中的至少一個的開關配置發生改變的頻率不同的頻率，來改變該開關網絡的開關配置。
41.另外，不同的各種調節電路還可以用於第一調節電路和第二調節電路中的至少一個。這些調節電路包括雙向調節電路、多相調節電路、開關模式電能轉換器、諧振電能轉換器、降壓轉換器、升壓轉換器、降/升壓轉換器、線性調節器、cuk轉換器、反激轉換器、正向轉換器、半橋轉換器、全橋轉換器、磁性存儲元件和磁性濾波器。
42.依賴於反激轉換器的實踐包括依賴於準諧振反激轉換器、有源鉗式反激轉換器、交叉反激轉換器或雙開關反激轉換器。依賴於正向轉換器的實踐包括依賴於多諧振正向轉換器、有源鉗式正向轉換器、交叉正向轉換器或雙開關正向轉換器。依賴於半橋轉換器的實踐包括依賴於非對稱半橋轉換器、多諧振半橋轉換器或llc諧振半橋。
43.在另一方面，本發明的特徵在於存儲數據結構的、需要由在計算機系統上可執行的程序操作的非暫態計算機可讀介質。當被這樣的程序操作時，該數據結構引起製造包括所述數據結構描述的電路系統的集成電路的過程的至少一部分。該集成電路包括該數據結構描述的電路系統。此電路系統包括開關網絡，該開關網絡已經配置為與電能轉換器共用，該電能轉換器具有用於電能在第一電能轉換器端子與第二電能轉換器端子之間流動的路徑。在電能轉換器的電能轉換器運行期間，該第一電能轉換器端子保持在第一電壓，該第二電能轉換器端子保持在小於該第一電壓的第二電壓。該電能轉換器包括第一調節電路和上述開關網絡，該第一調節電路和該開關網絡都配置在該路徑上。該開關網絡包括多個開關、第一開關網絡端子和第二開關網絡端子。同時，第一調節電路包括第一磁性存儲元件和第一調節電路端子。該電能路徑包括該第一調節電路端子、該第一開關網絡端子和該第二開關網絡端子。該第一調節電路端子有待於連接至該第一開關網絡端子；其中該開關網絡被配置以在第一開關配置和第二開關配置之間轉換。當該開關網絡在該第一開關配置時，電荷以第一速率在該第一電荷存儲元件中聚集。當該開關網絡在該第二開關配置中時，電荷以第二速率從該第一電荷存儲元件中耗盡。該第一磁性存儲元件限制這些速率。
44.本發明還包括由上述數據結構描述的電路系統。此電路系統包括具有第一開關端子和第二開關端子的開關網絡，並且配置用於沿著該第一調節電路和第二調節電路安置，該第一調節電路和第二調節電路中的至少一個在電能轉換器的第一電能轉換器端子與第二電能轉換器端子之間的電能流動路徑上包括磁性存儲元件，在其第一電能轉換器端子和第二電能轉換器端子保持在相應的第一電壓和第二電壓，該第二電壓小於該第一電壓。該開關網絡被配置以在兩個開關配置中轉換，在該兩個開關配置中的每一個期間，電荷在該電能轉換器中的電荷存儲元件中的數量以該磁性存儲元件限制的速率變化。該電能路徑包括與該第一調節電路關聯並連接至該第一開關網絡端子的第一調節電路端子。
45.根據下述詳細說明和附圖，本發明的這些和其它特徵將會很明顯，其中：
附圖說明
46.圖1a示出了具有單獨的調節電路和開關網絡的dc-dc轉換器；
47.圖1b示出了圖1a的雙向版本；
48.圖2-4示出了具有調節電路和開關網絡的替代配置的dc-dc轉換器；
49.圖5示出了圖4所示的電能轉換器的一種具體實施方式；
50.圖6a和圖6b示出了具有多個調節電路的實施例；
51.圖7示出了一種rc電路；
52.圖8示出了一種開關電容器dc-dc轉換器的模型；
53.圖9a和圖9b分別示出了運行於充電階段和放電階段的串並sc轉換器；
54.圖10示出了一種具有二極體的串聯泵浦對稱級聯乘法器；
55.圖11示出了一種具有二極體的並聯泵浦對稱級聯乘法器；
56.圖12示出了電荷泵信號；
57.圖13示出了一種具有多個開關的兩相對稱串聯泵浦級聯乘法器；
58.圖14示出了一種具有多個開關的兩相對稱並聯泵浦級聯乘法器；
59.圖15示出了四個不同的級聯乘法器以及相應的半波版本；
60.圖16示出了開關電容器轉換器的輸出阻抗作為頻率的函數；
61.圖17示出了圖1b所示的具有全波絕熱充電的開關網絡的dc-dc轉換器的一種具體實施方式；
62.圖18示出了圖17中階段a期間的dc-dc轉換器；
63.圖19示出了圖17中階段b期間的dc-dc轉換器；
64.圖20示出了與4:1的絕熱充電轉換器關聯的各種波形；
65.圖21示出了串聯連接階段的絕熱充電；
66.圖22示出了圖21所示的電能轉換器的一種具體實施方式；
67.圖23示出了使用可重配置的開關電容器級進行整流的ac電壓；
68.圖24示出了一種ac-dc電能轉換器的結構；
69.圖25示出了圖24所示的ac-dc轉換器的一種具體實施方式；
70.圖26示出了ac周期的正半部分期間的圖25中所示的ac-dc轉換器；
71.圖27示出了ac周期的負半部分期間的圖25中所示的ac-dc轉換器；
72.圖28示出了一種具有功率因數校正的ac-dc電能轉換器的結構；
73.圖29和30示出了圖1a-1b所示的dc-dc轉換器的一種具體實施方式；
74.圖31和32示出了圖3中所示的dc-dc轉換器的一種具體實施方式；
75.圖33和34示出了圖2中所示的dc-dc轉換器的一種具體實施方式；
76.圖35和36示出了圖4中所示的dc-dc轉換器的一種具體實施方式；以及
77.圖37示出了與圖6b中所示的類似的dc-dc轉換器的一種具體實施方25式。
具體實施方式
78.圖1a示出了轉換器10，該轉換器10在其輸入端具有連接至電壓源14的開關網絡12a。然後調節電路16a的輸入連接至開關網絡12a的輸出。然後負載18a連接至調節電路16a的輸出。電能在電壓源14與負載18a之間在箭頭所指示的方向上流動。
79.本文描述的各實施例至少在一定程度上依賴於對以下內容的認識：在多級dc-dc轉換器中，各種組件基本上可以是模塊化的且可通過各種不同的方式混合併匹配。這些組件包括開關網絡和調節電路，後者通過簡單地改變佔空比來使其作為調節器或磁性濾波器。模塊化簡化了轉換器的裝配。因此，圖1a中所示配置僅表現了配置一個或多個開關網絡12a的多種配置方式中的一種，第一開關網絡12a具有一個或多個調節電路16a。圖1b示出了圖1a的雙向版本，其中電能可以如箭頭所示，沿著電能流動的路徑從電壓源14流向負載18a或從負載18a流向電壓源14。
80.結合如下的實施例描述兩個基本的元件：開關網絡12a，12b和調節電路16a，16b。假設組合了同種類型的串聯連接元件，則存在4個如圖1a-4所示的基本構建框架。在此公開的實施例包括如圖1a-4所示的4個基本構建框架中的至少一個。通過組合多個基本構建框架可以實現更複雜的轉換器。通常，為了清楚而沒有示出的控制器將要控制和協調整個系統的運行。
81.額外的實施例通過以不同的方式使開關網絡12a，12b和調節電路16a，16b「實例化」成為可能來進一步考慮用於設計dc-dc轉換器的面向對象的編程概念，只要其輸入和輸出繼續以便於具有各種特性的dc-dc轉換器的模塊化組裝的方式匹配。
82.在許多實施例中，開關網絡12a實例化為電荷存儲元件的開關式電荷存儲網絡，例如電容器。在這類網絡的更有用的拓撲中，ladder、dickson、series-parallel、fibonacci和doubler都可以絕熱充電並配置在多級網絡中。當該電荷存儲元件為電容器時，開關式電荷存儲網絡也可以稱為開關電容器網絡。特別有用的開關電容器網絡為全波級聯乘法器的絕熱充電的版本。但是，也可以使用傳熱充電的版本。
83.在運行中，電荷周期性地聚集並在開關電荷存儲網絡中的電荷存儲元件中耗盡。如本文所使用的，絕熱地改變電容器上的電荷意味著通過經非電容元件傳遞電荷來引起存儲在該電容器中的電荷量的改變。電容器上的電荷的正向絕熱變化被認為是絕熱充電，而該電容器上的電荷的負向絕熱變化被認為是絕熱放電。非電容元件的實例包括電感、例如磁性濾波器的磁性存儲元件、電阻器及其組合。
84.在一些情況下，電容器可以在部分時間絕熱地充電，而在剩餘的時間內非絕熱地充電。這樣的電容器被認為絕熱充電的。類似的，在一些情況下，電容器可以在部分時間內絕熱放電，而在剩餘的時間非絕熱地放電。這樣的電容器被認為絕熱放電的。
85.非絕熱充電包括全部充電都不絕熱的充電，而非絕熱放電包括全部都不絕熱的放
電。
86.如本文中所使用的，絕熱充電開關網絡是具有至少一個電容器的開關網絡12a，該電容器絕熱充電並且絕熱放電。非絕熱充電開關網絡是開關網絡12a，該開關網絡12a不是絕熱充電開關網絡。
87.調節電路16a可以以某些期望的方式，通過以某種方式在限制系統的電氣性能上起作用的電路系統而被實例化。例如，這樣的電路可以限制該性能為某個數值或某個數值範圍，或限制其以某種速率改變，或限制其以某種方向改變。常見的實例為：調節器限制輸出電壓或電流為具體的值，或處於某個數值範圍內。當降壓轉換器與合適的反饋迴路結合時，由於其高效及高速，該降壓轉換器是這樣的角色的有力候選者。因為這樣的轉換器能夠通過調整其佔空比，從限制輸出電壓至某個期望的值無縫地過渡到限制在開關網絡12a內電荷轉移的速率至某個期望的範圍內，有效地起到了磁性濾波器的作用，所以這樣的轉換器同樣是具有優勢的。
88.其它合適的調節電路16a包括升壓轉換器、降/升壓轉換器、反激轉換器、正向轉換器、半橋轉換器、全橋轉換器、cuk轉換器、諧振轉換器和線性調節器。反激轉換器可以為準諧振反激轉換器、有源鉗式反激轉換器、交叉反激轉換器或雙開關反激轉換器。同樣地，正向轉換器可以為多諧振正向轉換器、有源鉗式正向轉換器、交叉正向轉換器或雙開關正向轉換器。半橋轉換器可以是非對稱半橋轉換器、多諧振半橋轉換器或llc諧振半橋。
89.在一個實施例中，如圖2所示，電壓源14向第一開關網絡12a提供輸入，其實例化為開關電容器網絡。第一開關網絡12a的輸出電壓比向調節電路16a(例如，降壓、升壓或降/升壓轉換器)提供的輸入電壓更低。調節電路16a向第二開關網絡12b提供經調節的輸入電壓，該第二開關網絡12b例如為另一個開關電容器網絡。然後，將該第二開關網絡12b的高電壓輸出施加到負載18a。
90.例如圖2中所示的實施例可被配置成用於根據能量流動的路徑的能量流動的方向調節負載18a或調節電壓源14。
91.在圖3中所示的另一個實施例中，低電壓源14連接至調節電路16a的輸入，將該調節電路16a的輸出提供給開關網絡12a的輸入以將其增壓到更高的dc值。然後，將該開關網絡的輸出提供至負載18a。
92.例如圖3中所示的實施例可用於根據能量流動的路徑的能量流動的方向調節電壓源14或負載18a。
93.現參見圖4，轉換器100的另一個實施例包括第一調節電路16a和第二調節電路16b，第一調節電路16a連接至該轉換器100的輸入102，而第二調節電路16b連接至該轉換器100的輸出104。第一調節電路16a與第二調節電路16b之間為開關網絡12a，該開關網絡12a具有輸入202和輸出204。該開關網絡12a包括通過多個開關212互連的多個電荷存儲元件210。這些電荷存儲元件210被分為第一組206和第二組208。如上所述，調節電路16a和16b中的每一個都可以為降壓轉換器，其可以配置為控制電壓，或者起到磁性濾波器、升壓轉換器、降/升壓轉換器、反激轉換器、cuk轉換器、諧振轉換器或線性轉換器的作用。調節電路16a和16b可以以要求的佔空比運行從而達到期望的結果。例如，對於降壓轉換器，佔空比可以調整為使得該降壓轉換器的主開關保持與磁性存儲元件的無限期的可擴展的連接，而其附屬的同步整流器保持無限期地開啟。可選地，兩個調節電路16a和16b中的其中一個可以
被磁性濾波器代替，從而避免需要額外的開關。這樣的磁性濾波器包括例如電感的磁性存儲元件，該磁性存儲元件抵制電流中的快速變化，從而促進開關網絡12a中的電容器的絕熱充電。
94.在一些實施例中，開關網絡12a可以為例如圖5所示的雙向開關電容器網絡。圖5中的開關電容器網絡的特徵在於並聯的第一電容器20和第二電容器22。第一開關24選擇性地將第一電容器20和第二電容器22中的一個連接至第一調節電路16a，且第二開關26選擇性地把第一電容器20和第二電容器22中的一個連接至第二調節電路16b。類似於圖4中所示的調節器，第一調節電路16a和第二調節電路16b可以以可變的佔空比來運行。可選地，調節電路16a和16b中的一個可以被具有電感器的磁性濾波器代替，該電感器抵制電流中的快速變化從而促進在開關網絡12a內的電容器的絕熱充電。第一開關24和第二開關26都可以在高頻下運行，從而促進第一電容器20和第二電容器22的絕熱充電和放電。
95.圖5中所示的具體實施例具有兩相開關網絡12a。但是，還可以使用其他類型的開關網絡12代替。
96.在如圖6a中所示的又一個實施例中，可以合併至一個或多個單獨的功率管理集成電路(integrated circuit,ic)中的第一調節電路16a、第二調節電路16b和第三調節電路16c配置在第一開關網絡12a的輸出端，用於驅動第一負載18a、第二負載18b和第三負載18c。針對第三負載18c，第二開關網絡12b配置在第三負載18c與第三調節電路16c之間，從而生成與圖2中所示的路徑類似的路徑。因此，圖6a提供了調節電路和開關網絡的模塊化結構如何有利於混合和匹配各組件以提供dc-dc轉換器結構的靈活性的一種示例。
97.通過耦合在不同模塊中的部件可以具有額外的靈活性。例如，如圖6b所示，圖6a所示的配置已經被反轉：圖6a中的第一調節電路16a、第二調節電路16b和第三調節電路16c被圖6b中的第一開關網絡12a、第二開關網絡12b和第三開關網絡12c所代替，並且圖6a中的第一開關網絡12a和第二開關網絡12b被圖6b中的第四調節電路16d和第三調節電路16c所代替。然而，圖6a中的第一負載18a和第二負載18b已經以磁性濾波器的形式，合併為第一負載18a，並且合併至已經添加的用於限制第一開關網絡12a和第二開關網絡12b內的電荷轉移的第一調節電路16a和第二調節電路16b。第一調節電路16a和第二調節電路16b通過具有適當地選擇的佔空比的降壓轉換器實施。在圖6b中，第一調節電路16a和第二調節電路16b具有共享相同的芯的電感器，從而將其耦合在一起。這提供了節省電路的整個覆蓋區域中的空間的方法。
98.開關電容器(switched capacitor,sc)dc-dc電能轉換器包括開關和電容器的網絡。通過使用這些開關使該網絡循環通過不同的拓撲狀態，能夠將能量從該sc網絡的輸入轉移到輸出。一些被稱為「電荷泵」的轉換器可用於在flash和其它可重編程的存儲器中產生高壓。
99.圖7示出了初始充電至一定值vc(0)的電容器c。在t＝0處，開關s關閉。此時，隨著電容器充電至其最終值v
in
，電流瞬時浪湧。充電速率可以通過時間常數τ＝rc來進行描述，該時間常數表示將電壓升高或降低至其最終值的1/e需要的時間。精確的電容器電壓vc(t)和電流ic(t)由下面的公式給出：
100.vc(t)＝vc(0)+[v
in-vc(0)](1-e-t/rc
)
ꢀꢀꢀ
(1.1)
[0101]
和
[0102][0103]
可通過計算電阻器r中損耗的能量來找出充電該電容器時損耗的能量：
[0104][0105]
可通過將等式(1.2)中ic(t)的表達式帶入等式(1.3)然後求積分值來進一步簡化該等式：
[0106][0107]
如果瞬態允許穩定下來(例如，t
→
∞)充電該電容器時的總能耗不受其電阻值r的影響。在那種情況下，能耗量等於：
[0108][0109]
開關電容器轉換器可以建模為如圖8中所示的理想變壓器，其具有造成能量轉移電容器在充電和放電時發生的功耗的有限輸出電阻ro，如圖8中所示。此損耗通常在mosfet的導通(on)電阻和電容器的等效串聯電阻中耗散。
[0110]
開關電容器轉換器的輸出電壓由下式給出：
[0111][0112]
存在兩個限制情況，在這兩個限制情況下，可簡化各開關電容器轉換器的操作且能夠容易地找出ro。這兩個限制情況被稱為「慢開關極限(slow-switching limit)」及「快開關限制(fast-switching limit)」。
[0113]
在快開關限制(τ》》t
sw
)下，充電電流和放電電流幾乎不變，這引起了電容器的三角ac波紋。因此，ro對mosfets和電容器的串聯電阻敏感，但其不是工作頻率的函數。在這種情況下，在快開關限制下運行的ro是寄生電阻的函數。
[0114]
在慢開關限制下，開關周期t
sw
遠遠大於能量轉移電容器的rc時間常數τ。在此條件下，系統能耗與電容器和開關的電阻無關。由於充電和放電電流的均方根(root mean square,rms)是rc時間常數的函數，此系統能耗部分地上升。如果充電路徑的有效電阻r
eff
減少(例如，減少的rc)，則rms電流增加，並且總充電能耗(e
loss
＝i
rms2keff
＝1/2c
×
δv
c2
)與r
eff
無關。最小化能耗的方案為增加開關電容器網絡中泵電容器的大小。
[0115]
對於開關電容器網絡來說，具有公共接地、較大的變壓比、較低的開關壓力、較低的dc電容器電壓以及較低的輸出電阻是可取的。更有用的拓撲是：ladder、dickson、series-parallel、fibonacci和doubler。
[0116]
一個有用的轉換器是串並開關電容器轉換器。圖9a和9b示出了分別工作在充電階段和放電階段的2：1的串並開關電容器轉換器。在充電階段，各電容器串聯。在放電階段，各電容器並聯。在充電階段，電容器電壓v
c1
和v
c2
增加至v1，而在放電階段，v
c1
和v
c2
等於v1，這
意味著v2＝v1/2。
[0117]
其它有用的拓撲為如圖10和11所示的級聯乘法器拓撲。在兩個電荷泵中，源在v1處而負載在v2處。在這些類型的電荷泵中，隨著耦合電容器接連地充電和放電，沿著二極體鏈泵浦電荷包。如圖12中所示，振幅v
pump
的時鐘信號v
clk
和相位相差180度。可以串聯或並聯方式泵浦耦合電容器。
[0118]
初始電荷需要n個時鐘周期到達輸出。最終泵電容器上的電荷是初始泵電容器上的電荷的n倍，因此在兩個泵浦配置中，轉換器的v2是v1+(n-1)
×vpump
。儘管前述的拓撲適用於階升電壓，然而其還可以通過切換源和負載的位置逐步降低電壓。在這樣的情況下，可以使用mosfets和bjts這樣的受控開關來代替二極體。
[0119]
前述的級聯乘法器為半波乘法器，其中電荷在時鐘信號的一個階段中轉移。這導致了不連續的輸入電流。可通過並聯連接兩個半波乘法器並以180度的相位差運行這兩個乘法器從而將這兩個乘法器都轉換為全波乘法器。圖13示出了全波對稱串聯泵浦級聯乘法器的版本，而圖14示出了全波對稱並聯泵浦級聯乘法器的版本。與半乘法器中的二極體不同，圖13和14中的各開關是雙向的。因此，在這兩種級聯乘法器中，電能都可以從源流動到負載或從負載流動到源。非對稱的乘法器也可以轉化為全波乘法器。
[0120]
圖15示出了全波乘法器的四個不同的階降的版本以及相應的半波版本。此外，還可能並聯結合n個相併將其以180度/n的相位差運行以減小輸出電壓波紋並增加提高輸出電能處理能力。這些非對稱的乘法器具有特別的性能：它們包括電壓水平為v2倍數的dc節點。這些dc節點可以作為用於傳送或獲得電能的分接點。它們還提供便利的參考v1的場所。這允許接地分開。
[0121]
圖1a-4所示的模塊化結構中的基本構建框架可被連接以作為獨立的實體或耦合的實體。在開關網絡和調節電路緊密耦合的情況中，有可能通過絕熱充電來預防和/或降低開關網絡的系統能耗的機制。這通常包括使用調節電路來控制開關網絡中的各電容器的充電和放電。此外，可響應於外部刺激，調節調節電路的輸出電壓，從而調節整個轉換器。一種調節輸出電壓的方法是通過控制磁性存儲元件中的平均dc電流，例如在磁性濾波器中發現。
[0122]
調節電路的期望特徵是通過開關網絡中的電容器來限制rms電流小於某個限值。調節電路通過使用電阻元件或磁性存儲元件來完成這樣的限制。遺憾的是，電阻元件會消耗電能，所以它們的使用是不令人滿意的。因此，本文描述的各實施例基於調節電路中具有可選的開關的磁性存儲元件。調節電路通過強制電容器電流通過調節電路中的具有平均dc電流的磁性存儲元件限制以rms電流。在那些包括開關的調節電路中，該開關運行以保持通過磁性存儲元件的平均dc電流。這可以通過改變與該磁性存儲元件串聯的開關的佔空比來完成。在一個實施例中，佔空比接近於零，以使得至少一個開關一直有效地開啟著。在該限制情況下，至少一個開關可以被一起移除。
[0123]
調節電路可以限制開關網絡中的至少一個電容器的rms充電電流又限制其rms放電電流。單獨的調節電路可以通過吸收電流/提供電流來限制開關網絡內或外的電流。因此，如圖1a-4所示，存在四種基本的配置。假定電能從源流動到負載，那麼在圖1a中，調節電路16a既可吸收開關網絡12a的充電電流也可吸收其放電電流。在圖3中，調節電路16a既可吸收開關網絡12a的充電電流也可吸收其放電電流。在圖4中，調節電路16a可以提供開關網
絡12a的充電電流，而調節電路16b可以吸收同一開關網絡12a的放電電流，反之亦然。在圖2中，調節電路16a既可提供開關網絡12b的充電電流也可提供其放電電流，同時也可以既吸收開關網絡12a的充電電流也可以吸收其放電電流。此外，如果開關網絡12a，12b和調節電路16a，16b均允許電能雙向流動，那麼雙向電能流是可能的(源到負載和負載到源)。
[0124]
一個實施例依賴於至少部分地絕熱充電的全波級聯乘法器。由於其具有出色的快速開關限制阻抗並且便於按比例增大電壓及低開關壓力，級聯乘法器成為優選的開關網絡。
[0125]
在各級聯乘法器中，通常使用時鐘電壓源v
clk
和泵浦各耦合的電容器。然而，如果使用時鐘電流源i
clk
和作為替代來泵浦各耦合的電容器，那麼可以限制各耦合的電容器中的rms充電和放電電流。在這種情況下，各電容器至少部分絕熱充電，因此，即使不消除也降低了與運行於慢開關限制下的開關電容器轉換器相關聯的1/2c
×
δvc2損耗。這對快開關限制阻抗而言有降低輸出阻抗的作用。如由描繪絕熱運行的圖16中的黑色虛線所示的，在完全絕熱充電下，輸出阻抗將不再是開關頻率的函數。
[0126]
在所有其他條件相同的情況下，絕熱充電的開關電容器轉換器可在比傳統的充電開關電容器轉換器低得多的開關頻率但更高的效率下運行。相反地，絕熱充電的開關電容轉換器可在與傳統的充電開關電容其轉換器相同的頻率和效率下運行，但具有小得多的耦合的電容器，例如，小四倍至十倍之間。
[0127]
圖17示出了一種符合圖1b中所示結構的階降轉換器。在此實施例中，開關網絡12a使用調節電路16a進行絕熱地充電。使用四個開關和調節電路16a仿真時鐘電流源i
clk
和輸出電容器co已經被移除，以使得v
x
振蕩。在此實例中，調節電路16a是作為具有小ac波紋的恆定源的升壓轉換器。任意具有非電容輸入阻抗的電能轉換器都將允許絕熱操作。儘管開關模式電能轉換器由於其高效率是有力候選者，然而線性調節器也是可用的。
[0128]
在運行中，通過關閉標記為「1」的開關，電容器c4、c5和c6充電，而電容器c1、c2和c3放電。同樣地，關閉標記為「2」的開關具有互補的效果。圖18中示出了第一拓撲狀態(階段a)，其中，關閉所有標記為「1」的開關並打開所有標記為「2」的開關。相似的，圖19中示出了第二拓撲狀態(階段b)，其中，關閉所有標記為「2」的開關並打開所有標記為「1」的開關。
[0129]
在此實施例中，調節電路16a限制每個電容器的rms充電電流和放電電流。例如，在階段a，該電容器c3通過調節電路16a中的磁性濾波元件放電，同時，在階段b，該電容器c3通過調節電路16a中的磁性濾波元件充電，從而清楚地展示了絕熱的概念。此外，所有的有源元件由使用開關來實現，使得轉換器可以處理雙向電能。
[0130]
圖20中示出了幾個具有代表性的節點電壓和電流。在兩個示出的電流(i
p1
和i
p2
)的上升和下降沿上存在輕微的扭曲，但是在大部分情況下，該電流類似於兩個具有180度相位差的時鐘。通常，只有當開關堆的至少一端未加載大電容時，級聯乘法器中才發生絕熱充電，正如本實施例中的情況，通過調節電路16a來加載v
x
節點。
[0131]
在運行中，不同數量的電流會流動通過不同的開關。因此，對開關以適合流動通過它們的電流的方式來尺寸化是有用的。例如在圖17中，連接到保持v
p1
和v
p2
的節點的開關比其他開關傳送更多電流。如果試圖使所有的開關有相同的面積，那麼剩餘的開關將遠大於所需。通過使其它的開關小於那些連接到位於v
p1
和v
p2
的節點的開關，而避免了用不必要的
大開關。因為每個開關耗費部分電路，因此能使整個開關體積較小。
[0132]
額外的優點在於當開關面積增加時，電容損耗也增加。因此，為其攜帶的電流定製開關面積可以產生雙重的好處。其不僅減小電路覆蓋區域的總尺寸，還具有減少電容損耗的效果。
[0133]
如圖17所示的開關將過渡到處於一定頻率的兩個狀態之間。為了減少損耗，期望的是開關網絡12a限制rms電流在這個開關頻率下通過這些開關。限制rms電流的一個方式為正確選擇這些開關的電阻。尤其是，這些電阻應該足夠大以使得電荷在兩個電容器之間轉移的rc時間常數近似於或大於該開關頻率。如圖16所示，通過控制開關的寬度「w」，從而控制其電阻和尺寸，開關網絡12a將被強制進入到快開關限制區域中。
[0134]
遺憾的是，通過使用開關的電阻來限制rms電流，電阻電能損耗增大並且整個效率減小。然而，在仍然絕熱地運行的同時，調節電路16a允許我們減小開關的電阻。因此，因為由調節電路16a來處理(或優選由磁性濾波器來處理)，為了獲得最高的效率並不用擔心限制rms電流，開關的尺寸可以被優化。通過在給定的開關頻率和給定的電流下平衡每個開關的電阻損耗和電容損耗，而為每個開關選出最佳的尺寸。
[0135]
具有圖1a-4所示的基本構建框架的模塊化結構可以擴展至覆蓋更廣的應用範圍，例如高壓dc、ac-dc、升降壓和多輸出電壓。這些應用中的每個都包括分離變壓器、調節或者磁性濾波功能。該結構的擴展還可以包含多個絕熱充電的開關電容器轉換器。
[0136]
在許多開關電容器轉換器中，電容器和開關的數量隨著轉換比的增加而線性增加。因此，如果轉換比很大，則需要大量的電容器和開關。可選地，可通過如圖21中所描繪的串聯連接多個低增益的級來獲得較大的轉換比。
[0137]
總的開關電容器堆的轉換比(v
in
/v
x
)如下所示：
[0138][0139]
串聯堆疊的配置的主要缺點在於前級上的電壓應力大於後級上的電壓應力。這通常需要各級具有不同的電壓額定值和尺寸。然而，轉換比可以通過繞開一個或多個級從而容易地發生改變。
[0140]
僅在後面的開關網絡控制前級的充電和放電電流時，前面的串聯連接的開關網絡才發生絕熱充電。因此，優選在前級中使用全波開關電容器轉換器或使用例如具有磁性濾波器的單相串並開關電容器轉化器這樣的開關電容器級。
[0141]
圖22示出了具有符合圖21中所示結構的與第二開關網絡12d串聯連接的第一開關網絡12a的轉換器。第一開關網絡12a和第二開關網絡12d都是兩相級聯乘法器。在運行時，標記為「1」和「2」的開關總是處於互補的狀態，並且標記為「7」和「8」的開關總是處於互補的狀態。因此，在第一開關狀態下，所有標記為「1」的開關打開且所有標記為「2」的開關關閉。在第二開關狀態下，所有標記為「1」的開關關閉且所有標記為「2」的開關打開。在運行時，關閉開關1，電容器c1、c2和c3充電，同時電容器c4、c5和c6放電，並且關閉開關2具有互補的效果。另外，關閉開關7，電容器c7、c8和c9充電，同時電容器c10、c11和c12放電，並且關閉開關8具有互補的效果。
[0142]
假設第一調節電路16a是具有標稱2：1的壓降比的降壓轉換器，則電能轉換器提供
32:1的總階降電壓。此外，如果輸入電壓是32v且輸出電壓是1v，那麼，第一開關網絡12a中的各開關將需要限制8伏，而第二開關網絡12d中的各開關將需要限制2伏。
[0143]
具有圖1a-4中所示基本構建框架的模塊化結構還可被配置成用於處理ac輸入電壓。開關電容器轉換器的其中一個主要屬性在於其通過重新配置開關電容網絡而在較大的輸入範圍內有效運行的能力。如果ac壁電壓(即60hz和120v
rms
)可以被認為是低移動的dc電壓，那麼也稱為ac開關網絡的前端開關電容器級13a應該能夠將時變輸入電壓變成相對穩定的dc電壓。
[0144]
圖23中示出了一個單獨的60hz周期上的120vrms ac波形的圖示，該波形與展開的dc電壓疊加。ac開關網絡13a具有可用的不同配置(1/3、1/2、1/1)以及反相階。其也設計用於將dc電壓保持在60v以下。一旦ac電壓打開，將由圖24所示的調節電路16a產生最終的輸出電壓。有必要在該ac開關網絡13a和調節電路16a之間設置另一個開關網絡16a以進一步限制電壓。如果是這種情況，由於ac開關網絡13a是具有特殊目的的開關網絡，那麼串聯連接的各級的說明是正確的。由於安全原因，在ac-dc轉換器中某些形式的磁性隔離或電隔離也是正常的。因此，在圖24中，電壓v
ac
、v
dc
和vo特意限定為對共同接地的不可知。
[0145]
圖25示出了對應於圖24中所示結構的ac-dc轉換器。在此實施例中，ac開關網絡13a為同步ac橋整流器，緊跟著的是可重新配置的兩相階降級聯乘法器，該兩相階降級聯乘法器具有三個不同的轉換比(1/3、1/2、1/1)，而調節電路16a是同步降壓轉換器。在運行中，標記為「7」和「8」的開關總是處於互補狀態。如圖26中所示，在ac周期(0到π弧度)的正部分期間，所有標記為「7」的開關關閉，而所有標記為「8」的開關打開。類似地，如圖27中所示，在ac周期(π到2π弧度)的負部分期間，所有標記為「8」的開關關閉，而所有標記為「7」的開關打開。
[0146]
除了由開關7和8提供的反向功能外，可如表1中所示的那樣選擇性地打開和關閉開關1a-1e的和開關2a-2e，以提供三個不同的轉換比：1/3、1/2、1/1。
[0147][0148]
表1
[0149]
ac開關網絡13a配置有數字時鐘信號clk。還生成了第二時鐘信號clkb，該第二時鐘信號可簡單地補償clk(例如，其在clk較低時較高，且在clk較高時較低)，或可生成該第二時鐘信號以作為非重疊性互補。使用根據表1第一行的開關模式設置，ac開關網絡13a提供三分之一(1/3)的壓降比。使用根據表1的第二行的開關模式設置，ac開關網絡13a提供二分之一(1/2)的壓降比。使用根據表1的第一行的開關模式設置，ac開關網絡13a提供1的壓降比。
[0150]
連接到壁上的大部分電源滿足一定的功率因數標準。功率因數是0和1之間的無量綱數，其定義了實際的電能流和表觀功率的比。控制諧波電流並因此增加功率因數的常用方式是使用有源功率因數校正器，如圖28中所示。功率因數校正電路17a使得輸入電流與線電壓同相，由此使無功功耗為零。
[0151]
圖29-36示出了符合圖1a-4中所示結構圖的電能轉換器的具體實現方式。在每個
實現方式中，一個或多個調節電路可限制每個開關網絡中的至少一個電容器的rms充電電流和rms放電電流，使得所有這些開關網絡都為絕熱充電的開關網絡。但是，如果存在解耦電容器9a或9b，那麼，調節電路限制rms充電和放電電流的能力可以被減弱。電容器9a和9b是可選的，並且為了保證相當恆定的輸出電壓，使用電容器c0。所有的階段共享了公共接地。然而，並不必一定如此。例如，如果調節電路16a實施為反激轉換器，那麼該接地可以輕鬆地分開。甚至開關網絡12a通過電容隔離分開接地。此外，為簡單起見，每個實施方式中的開關網絡具有單獨的轉換比。然而，在多個不同轉換比提供能量轉換的可重配置開關網絡可以代替使用。
[0152]
在運行中，標記為「1」和「2」的開關總是處於互補狀態。因此，在第一開關狀態下，所有標記為「1」的開關打開，且所有標記為「2」的開關關閉。在第二開關狀態下，所有標記為「1」的開關關閉，且所有標記為「2」的開關打開。類似地，標記為「3」和「4」的開關處於互補狀態，標記為「5」和「6」的開關處於互補狀態，且標記為「7」和「8」的開關處於互補狀態。通常，調節電路在比開關網絡更高的開關頻率下運行。但是，對開關網絡和調節電路之間及其間的開關頻率沒有要求。
[0153]
圖29示出了一種對應於圖1a中所示結構的階升轉換器。在此實施例中，開關網絡12a為具有1:3的轉換比的兩相階升級聯乘法器，而調節電路16a為兩相升壓轉換器。在運行中，關閉開關1並打開開關2，電容器c3和c4充電而電容器c1和c2放電。相反地，打開開關1並關閉開關2，電容器c1和c2充電而電容器c3和c4放電。
[0154]
圖30示出了對應於圖1b所示結構的雙向階降轉換器。在此實施例中，開關網絡12a為具有4:1的轉換比的兩相階降級聯乘法器，而調節電路16a是同步降壓轉換器。在運行中，關閉開關1並打開開關2，電容器c1、c2和c3充電而電容器c4、c5和c6放電。相反地，打開開關1並關閉開關2，電容器c4、c5和c6充電而電容器c1、c2和c3放電。所有的有源組件都用開關實現，使得轉換器可處理雙向電能。
[0155]
圖31示出了符合圖3中所示結構的階升轉換器。在此實施例中，調節電路16a是升壓轉換器，而開關網絡12a為具有1:2的轉換比的兩相階升串並sc轉換器。在運行中，關閉開關1，電容器c2充電而電容器c1放電。關閉開關2具有互補效果。
[0156]
圖32示出了符合圖3中所示結構的雙向上下轉換器。在此實施例中，調節電路16a是同步四開關升降壓轉換器，而開關網絡12a為具有1:4轉換比的兩相階升級聯乘法器。在運行中，關閉開關1，電容器c4、c5和c6充電而電容器c1、c2和c3放電。關閉開關2具有互補的效果。所有的有源組件都用開關實現，使得轉換器能夠處理雙向電能。
[0157]
圖33示出了一種符合圖2中所示結構的反相上下轉換器。在此實施例中，第一開關網絡12a為具有2:1的轉換比的階降串並sc轉換器，第一調節電路16a是降/升壓轉換器，且第二開關網絡12b為具有1:2的轉換比的階升串並sc轉換器。在運行中，關閉開關1，電容器c1充電，而關閉開關2，電容器c1放電。類似地，關閉開關7，電容器c2放電，而關閉開關8，電容器c2充電。
[0158]
圖34示出了一種符合圖2中所示結構的雙向反相上下轉換器。在此實施例中，第一開關網絡12a為具有2:1的轉換比的兩相階降串並sc轉換器，第一調節電路16a是同步降/升壓轉換器，且第二開關網絡12b為具有1:2的轉換比的兩相階升串並sc轉換器。在運行中，關閉開關1，電容器c1充電而電容器c2放電。關閉開關2具有互補的效果。類似地，關閉開關7，
電容器c4充電而電容器c3放電。關閉開關8具有互補的效果。所有的有源組件都用開關實現，使得轉換器能夠處理雙向電能。
[0159]
圖35示出了一種符合圖4中所示框圖的上下轉換器。在此實施例中，第一調節電路16a是升壓轉換器，第一開關網絡12a為具有1:2的轉換比的兩相階升串並sc轉換器，且第二調節電路16b為升壓轉換器。關閉開關1，電容器c1和c2充電，而電容器c3和c4放電。關閉開關2具有互補的效果。
[0160]
圖36示出了一種符合圖4中所示框圖的雙向上下轉換器。在此實施例中，第一調節電路16a是同步升壓轉換器，第一開關網絡12a為具有3:2的轉換比的兩相分數階降串並sc轉換器，且第二調節電路16b為同步降壓轉換器。在運行時，關閉開關1，電容器c3和c4充電，而同時電容器c1和c2放電。關閉開關2具有互補的效果。在運行中，關閉開關1，電容器c3和c4充電，而同時電容器c1和c2放電。關閉開關2具有互補的效果。所有的有源組件都用開關實現，使得該轉換器能夠處理雙向電能。調整第二調節電路16b的佔空比，以使得開關6長時間保持關閉，允許電感器l2促進第一開關網絡12a中電容器之間的絕熱的電荷轉移。在這種實施例中，開關5和6可以省去，從而減少了需要實施第二調節電路16b的總的晶片面積。
[0161]
圖37示出了大體上符合圖6b中介紹的結構的階降轉換器。在此實施例中，第四調節電路16d具有耦合的電感器l1和l2。第四調節電路16d調節以90度相位差運行並聯的第一開關網絡12a和第二開關網絡12b。限制第一開關網絡12a和第二開關網絡12b的四個電容器c0中的電荷轉移的任務由共享了耦合的電感器l3和l4的第一調節電路16a和第二調節電路16b來共享。如果耦合電感器l3和l4的耦合因數適當地設置，則可以減少通過這些電感器的波紋電流。圖37示出了在一個組件(即第四調節電路16d)內耦合的電感器l1和l2的可能性，以及已經在圖6b中暗示了的分離組件(即第一調節電路16a和第二調節電路16b)之間耦合的電感器l3和l4的可能性。
[0162]
應該理解，調節電路的拓撲可以為具有調節輸出電壓能力的任意類型的電能轉換器，包括但不限於：同步降壓、三級同步降壓、sepic、磁性濾波器，軟開關或諧振轉換器。類似地，根據期望的電壓轉換和允許的開關電壓，開關網絡可通過各種開關電容器拓撲實現。
[0163]
在某些實施方式中，計算機可訪問的存儲介質包括表示轉換器的一個或多個組件的資料庫。例如，資料庫可以包括表示開關網絡的數據，該開關網絡已經被優化以促進電荷泵的低損耗操作。
[0164]
一般而言，計算機可訪問的存儲介質可以包括在使用時可被計算機訪問以向計算機提供指令和/或數據的任何非暫時性存儲介質。例如，計算機可訪問的存儲介質可以包括諸如磁性盤、光碟和半導體存儲器的存儲介質。
[0165]
通常，表示系統的資料庫可以為能夠被程序直接或間接地讀取和使用以製造包括系統的硬體的資料庫或其它數據結構。例如，資料庫可以為諸如verilog或vhdl的高等級設計語言中的硬體功能的行為級描述或寄存器傳輸級(rtl)描述。描述可以由綜合工具讀取，其中，所述綜合工具可綜合處理描述以產生包括來自綜合庫的門列表的網表。該網表包括也表示包括系統的硬體的功能的一組門。然後該網絡列表被放置並路由為產生描述將應用於掩模的幾何形狀的數據集。然後掩模可用於各種半導體的製備步驟中，以生產半導體電路或與系統對應的電路。或者，在其它實例中，資料庫本身可以為網表(有或沒有綜合庫)或數據集。
[0166]
已經描述了一個或多個優選的實施例，本領域的那些普通技術人員應容易理解的是，可使用包含這些電路、技術和概念的其它實施例。因此，這表示，本專利的範圍不應限制於所描述的實施例，相反地，其應僅應受限於所附的權利要求的精神和範圍。
[0167]
本技術還可以配置如下。
[0168]
(1)一種用於處理電能的裝置，所述裝置包括電能轉換器，所述電能轉換器具有用於電能在第一電能轉換器端子與第二電能轉換器端子之間流動的路徑；其中，在所述電能轉換器運行期間，所述第一電能轉換器端子保持在第一電壓，所述第二電能轉換器端子保持在小於所述第一電壓的第二電壓；其中，所述電能轉換器包括第一調節電路和開關網絡，所述第一調節電路和開關網絡都設置在所述路徑上；其中，所述開關網絡包括多個開關、第一電荷存儲元件、第一開關網絡端子和第二開關網絡端子；其中，所述第一調節電路包括第一磁性存儲元件和第一調節電路端子，其中，所述電能路徑包括所述第一調節電路端子、所述第一開關網絡端子和所述第二開關網絡端子；其中，所述第一調節電路端子連接至所述第一開關網絡端子，其中，所述開關網絡被配置為在第一開關配置與第二開關配置之間轉換；其中，當所述開關網絡處於所述第一開關配置時，電荷以第一速率在所述第一電荷存儲元件中聚集；其中，當所述開關網絡處於所述第二開關配置時，電荷以第二速率從所述第一電荷存儲元件中耗盡；以及其中，所述第一速率和所述第二速率由所述第一磁性存儲元件限制。
[0169]
(2)根據(1)所述的裝置，進一步包括設置在所述路徑上的第二調節電路，其中，所述第二調節電路包括第二調節電路端子，其中所述電能路徑包括所述第二調節電路端子，並且其中，所述第二調節電路端子連接至所述第二開關網絡端子。
[0170]
(3)根據(1)或(2)所述的裝置，其中，所述開關網絡進一步包括第二電荷存儲元件，其中，當所述開關網絡處於所述第一開關配置時，電荷以第一速率從所述第二電荷存儲元件中耗盡；以及其中，當所述開關網絡處於第二開關配置時，電荷以第二速率在所述第二電荷存儲元件中聚集，其中，所述第一速率和所述第二速率均由所述第一磁性存儲元件限制。
[0171]
(4)根據(2)所述的裝置，其中，所述第二調節電路包括第二磁性存儲元件和連接至所述第二磁性存儲元件的開關，所述開關可控地在至少兩個開關配置之間切換。
[0172]
(5)根據(4)所述的裝置，其中，所述第二調節電路進一步包括用於響應於測得的所述電能轉換器的輸出來控制所述開關的操作的反饋迴路。
[0173]
(6)根據(1)或(2)所述的裝置，其中，所述第一磁性存儲元件包括濾波器。
[0174]
(7)根據(1)或(2)所述的裝置，其中，所述第一磁性存儲元件包括濾波器，並且其中，所述濾波器具有諧振頻率。
[0175]
(8)根據(2)所述的裝置，進一步包括第三調節電路，其中，所述第三調節電路連接至所述開關網絡，其中，所述第三調節電路包括電感器，並且其中，所述第二調節電路包括與所述第三調節電路的所述電感器耦合的電感器。
[0176]
(9)根據(2)所述的裝置，進一步包括電感器芯和第三調節電路，其中，所述第三調節電路連接至所述開關網絡，其中，所述電感器芯被所述第三調節電路中的電感器和所述第二調節電路中的電感器共享。
[0177]
(10)根據(1)或(2)所述的裝置，其中，所述第一速率和所述第二速率是相等的。
[0178]
(11)根據(1)或(2)所述的裝置，其中，所述開關網絡包括可重配置的開關網絡，其中，所述可重配置的開關網絡具有開關配置組{α1,α2
…
αk}，其中k》2，所述開關網絡被配置為，對於整數集{1,2
…
k}中的所有m和n，在αb與αn之間轉換。
[0179]
(12)根據(1)或(2)所述的裝置，其中，所述開關網絡包括多相開關網絡。
[0180]
(13)根據(1)或(2)所述的裝置，其中，所述開關網絡包括多相串並聯切換網絡。
[0181]
(14)根據(1)或(2)所述的裝置，其中，所述開關網絡包括多相多級開關網絡。
[0182]
(15)根據(1)或(2)所述的裝置，其中，所述開關網絡包括在輸入端接收電荷並在輸出端輸出所述電荷的開關網絡，其中，電荷從所述輸入端到所述輸出端的傳輸在n個開關周期中進行，其中，n》1。
[0183]
(16)根據(1)或(2)所述的裝置，其中，所述開關網絡包括多級開關網絡。
[0184]
(17)根據(2)所述的裝置，其中，所述第一調節電路和所述第二調節電路中的至少一個包括雙向調節電路。
[0185]
(18)根據(2)所述的裝置，其中，所述第一調節電路和所述第二調節電路中的至少一個包括多相調節電路。
[0186]
(19)根據(2)所述的裝置，其中，所述第一調節電路和所述第二調節電路中的至少一個包括開關模式電能轉換器。
[0187]
(20)根據(2)所述的裝置，其中，所述第一調節電路和所述第二調節電路中的至少一個包括諧振電能轉換器。
[0188]
(21)根據(2)所述的裝置，其中，所述第一調節電路和所述第二調節電路中的至少一個包括磁性濾波器。
[0189]
(22)根據(1)或(2)所述的裝置，其中，所述開關網絡被配置為ac開關網絡。
[0190]
(23)根據(1)或(2)所述的裝置，其中，所述開關網絡被配置為ac開關網絡，所述裝置進一步包括連接至所述ac開關網絡的功率因數校正電路。
[0191]
(24)根據(1)或(2)所述的裝置，其中，所述開關網絡被配置為ac開關網絡，其中，所述裝置進一步包括連接至所述ac開關網絡的功率因數校正電路，並且其中，所述功率因數校正電路連接在所述ac開關網絡與所述第一調節電路之間。
[0192]
(25)根據(1)或(2)所述的裝置，其中，所述電能轉換器被配置為以與所述第一調節電路和所述第二調節電路中的至少一個的開關配置發生改變的頻率不同的頻率，來改變所述開關網絡的開關配置。
[0193]
(26)根據(1)或(2)所述的裝置，其中，所述開關網絡包括級聯乘法器，其中所述級聯乘法器為具有多個dc節點的非對稱級聯乘法器，所述多個dc節點中的每一個能夠以所述第一電壓的倍數的電壓傳送電能。
[0194]
(27)根據(2)所述的裝置，進一步包括功率管理集成電路，所述功率管理集成電路中包含多個調節電路，其中，所述電能路徑包括電能路徑部分，所述電能路徑部分從所述功率管理集成電路延伸出來並進入到所述開關網絡中。
[0195]
(28)根據(1)或(2)所述的裝置，其中，所述開關包括具有第一面積的第一開關和具有第二面積的第二開關，其中，所述第一面積大於所述第二面積。
[0196]
(29)根據(1)或(2)所述的裝置，其中，所述電能轉換器被配置為以開關頻率來改變所述開關網絡的開關配置，其中，所述開關中的每一個都具有開關寬度，並且其中，選擇
所述開關的所述開關寬度，以使得在所述開關網絡中的電荷存儲元件之間的電荷轉移的時間常數大於等於所述開關頻率。
[0197]
(30)根據(1)或(2)所述的裝置，其中，所述電能轉換器被配置為以開關頻率來改變所述開關網絡的開關配置，其中，所述開關網絡被配置為，在所述頻率下，所述開關的電阻的增大減少了與在所述開關網絡內流動的電流相關的損耗。
[0198]
(31)根據(1)或(2)所述的裝置，其中，所述開關網絡被配置為ac開關網絡，其中，所述第一調節電路接收第一電壓差，其中，所述第二電能轉換器端子輸出第二電壓差，其中，所述第一電壓差是第一電壓與小於所述第一電壓的第二電壓之間的差，其中，所述第二電壓差是第三電壓與小於所述第三電壓的第四電壓之間的差，並且其中，所述第四電壓與所述第二電壓的差不為零。
[0199]
(32)根據(1)或(2)所述的裝置，其中，所述開關網絡被配置為ac開關網絡，其中，所述第一調節電路接收dc電壓差，其中，所述電能轉換器接收ac電壓差，其中，所述dc電壓是第一電壓與小於所述第一電壓的第二電壓之間的差，其中，所述ac電壓差是時變電壓與恆定電壓之間的差，並且其中，所述恆定電壓與所述第二電壓的差不為零。
[0200]
(33)一種使電能轉換器處理電能的方法，所述方法包括，在第一電能轉換器端子與第二電能轉換器端子之間用於電能流動的電能路徑上，連接第一調節電路的第一調節電路端子至第一開關網絡的第一開關網絡端子；將所述第一開關網絡放置在允許電荷在所述第一開關網絡的第一電荷存儲元件中聚集的配置中；通過所述第一調節電路中的第一磁性存儲元件，使用存儲在磁場中的能量，限制電荷在所述第一開關網絡中的第一電荷存儲元件中聚集的速率；使用所述第一開關網絡中的所述開關，將所述第一開關網絡放置在允許電荷從所述第一開關網絡中的所述第一電荷存儲元件中耗盡的配置中；以及使用所述第一調節電路中的所述第一磁性存儲元件存儲的能量，限制電荷從所述第一開關網絡的所述第一電荷存儲元件中耗盡的速率。
[0201]
(34)根據(33)所述的方法，進一步包括連接第二調節電路的第二調節電路端子至所述第一開關網絡的第二開關網絡端子，以及使用所述第二調節電路，將所述第一電能轉換器端子保持在第一電壓，從而將所述第二電能轉換器端子保持在小於所述第一電壓的第二電壓，並使用所述第一開關網絡中的多個開關。
[0202]
(35)根據(33)所述的方法，進一步包括：當限制電荷從所述第一電荷存儲元件中耗盡的速率時，限制電荷在第二電荷存儲元件中聚集的速率；以及，當限制電荷聚集至所述第一電荷存儲元件的速率時，限制電荷從所述第二電荷存儲元件中耗盡的速率。
[0203]
(36)根據(34)所述的方法，進一步包括：響應於測得的所述電能轉換器的輸出來控制連接至所述第二調節電路的磁性存儲元件的開關。
[0204]
(37)根據(33)所述的方法，其中，所述第一磁性存儲元件包括濾波器。
[0205]
(38)根據(37)所述的方法，其中，所述濾波器具有諧振頻率。
[0206]
(39)根據(34)所述的方法，進一步包括第三調節電路，其中所述第三調節電路連接至所述開關網絡，其中所述第三調節電路包括電感器，以及，並且其中，所述第一調節電路包括與所述第三調節電路的所述電感器耦合的電感器。
[0207]
(40)根據(34)所述的方法，進一步包括電感器芯和第三調節電路，其中，所述第三調節電路連接至所述開關網絡，其中，所述電感器芯被所述第三調節電路中的電感器和所
述第一調節電路中的電感器共享。
[0208]
(41)根據(33)所述的方法，其中，電荷聚集的所述速率和電荷耗盡的所述速率是相等的。
[0209]
(42)根據(33)所述的方法，進一步包括：選擇所述開關網絡為可重配置的開關網絡。
[0210]
(43)根據(33)所述的方法，進一步包括：選擇所述開關網絡為多相開關網絡。
[0211]
(44)根據(33)所述的方法，進一步包括：選擇所述開關網絡為多相串並聯開關網絡。
[0212]
(45)根據(33)所述的方法，進一步包括：選擇所述開關網絡為多相多級開關網絡。
[0213]
(46)根據(33)所述的方法，進一步包括：選擇所述開關網絡為級聯乘法器。
[0214]
(47)根據(33)所述的方法，進一步包括：選擇所述開關網絡為多級開關網絡。
[0215]
(48)根據(34)所述的方法，進一步包括：選擇所述第一調節電路和所述第二調節電路中的至少一個為雙向調節電路。
[0216]
(49)根據(34)所述的方法，進一步包括：選擇所述第一調節電路和所述第二調節電路中的至少一個為多相調節電路。
[0217]
(50)根據(34)所述的方法，進一步包括：選擇所述第一調節電路和所述第二調節電路中的至少一個為開關模式電能轉換器。
[0218]
(51)根據(34)所述的方法，進一步包括：選擇所述第一調節電路和所述第二調節電路中的至少一個為諧振電能轉換器。
[0219]
(52)根據(34)所述的方法，進一步包括：選擇所述第一調節電路和所述第二調節電路中的至少一個為磁性存儲元件。
[0220]
(53)根據(34)所述的方法，進一步包括：選擇所述第一調節電路和所述第二調節電路中的至多一個包括磁性濾波器。
[0221]
(54)根據(33)所述的方法，進一步包括：配置所述開關網絡為ac開關網絡。
[0222]
(55)根據(33)所述的方法，進一步包括：控制ac開關網絡的輸出的功率因數。
[0223]
(56)根據(33)所述的方法，進一步包括：連接功率因數校正電路在ac開關網絡與所述第一調節電路之間。
[0224]
(57)根據(34)所述的方法，進一步包括：以與所述第一調節電路和所述第二調節電路中的至少一個的開關配置發生改變的頻率不同的頻率，來改變所述開關網絡的開關配置。
[0225]
(58)一種存儲數據結構的、需要由在計算機系統上可執行的程序操作的非暫態計算機可讀介質，
[0226]
其中，當被這樣的程序操作時，所述數據結構引起製造包括所述數據結構描述的電路系統的集成電路的過程的至少一部分；
[0227]
其中，所述數據結構描述的所述電路系統包括開關網絡，所述開關網絡已經被配置為與電能轉換器一起使用，所述電能轉換器具有用於電能在第一電能轉換器端子與第二電能轉換器端子之間流動的路徑；其中，在所述電能轉換器運行期間，所述第一電能轉換器端子保持在第一電壓，所述第二電能轉換器端子保持在小於所述第一電壓的第二電壓；其中，所述電能轉換器包括第一調節電路和所述開關網絡，所述第一調節電路和所述開關網
絡都配置在所述路徑上；其中，所述開關網絡包括多個開關、第一開關網絡端子和第二開關網絡端子；其中所述第一調節電路包括第一磁性存儲元件和第一調節電路端子；其中，所述電能路徑包括所述第一調節電路端子、所述第一開關網絡端子和所述第二開關網絡端子；其中，所述第一調節電路端子有待於連接至所述第一開關網絡端子；其中，所述開關網絡被配置為在第一開關配置和第二開關配置之間轉換；其中，當所述開關網絡在所述第一開關配置時，電荷以第一速率在第一電荷存儲元件中聚集；其中，當所述開關網絡在所述第二開關配置時，電荷以第二速率從所述第一電荷存儲元件中耗盡；以及其中，所述第一速率和所述第二速率被所述第一磁性存儲元件限制。
[0228]
(59)根據(58)所述的所述數據結構描述的電路系統，其中，所述電路系統包括開關網絡，所述開關網絡包括第一開關端子和第二開關端子，所述開關網絡被配置用於與所述第一調節電路和第二調節電路一起安置，所述第一調節電路和第二調節電路中的至少一個在電能轉換器的第一電能轉換器端子與第二電能轉換器端子之間的電能流動路徑上包括磁性存儲元件，所述第一電能轉換器端子和第二電能轉換器端子保持在相應的第一電壓和第二電壓，所述第二電壓小於所述第一電壓，所述開關網絡被配置為在多個開關配置間轉換，在所述多個開關配置中的每一個期間，電荷在所述電能轉換器中的電荷存儲元件中的數量以所述磁性存儲元件限制的速率變化，所述電能路徑包括第一調節電路端子和第二調節電路端子，所述第一調節電路端子與所述第一調節電路關聯並連接至所述第一開關網絡端子，所述第二調節電路端子與所述第二調節電路關聯並連接至所述第二開關網絡端子。
[0229]
(60)根據(1)或(2)所述的裝置，進一步包括控制所述第一調節電路和所述開關網絡的控制器。
[0230]
(61)根據(1)或(2)所述的裝置，其中，所述開關網絡包括用於提供異相時鐘信號的第一時鐘端子和第二時鐘端子，其中，所述第一時鐘信號連接至第一組電容器，所述第二時鐘信號連接至第二組電容器；其中來自第一組的第一電容器與第二電容器被來自所述第二組的第三電容器分開；其中，所述第一開關連接所述第一電容器至所述第三電容器，第二開關連接所述第三電容器至所述第二電容器。
[0231]
(62)根據(1)或(2)所述的裝置，其中，所述開關網絡包括級聯乘法器，其中，所述級聯乘法器為具有多個dc節點的非對稱級聯乘法器，所述多個dc節點中的每一個能夠提供不同的參考電壓。
[0232]
(63)根據(1)或(2)所述的裝置，其中，所述開關網絡包括用於提供異相時鐘信號的第一時鐘端子和第二時鐘端子，其中，所述第一時鐘信號連接至第一組串聯電容器和第二組串聯電容器，所述第二組與所述第一組並聯；其中，所述第二時鐘信號連接至第三組串聯電容器和第四組串聯電容器，第三組與第四組並聯；所述裝置進一步包括第一開關陣列和第二開關陣列，所述第一開關陣列連接所述第一組串聯電容器與所述第三組串聯電容器，以及，所述第二開關陣列連接所述第二組串聯電容器與所述第四組串聯電容器。
[0233]
(64)根據(1)或(2)所述的裝置，其中，所述開關網絡被配置為ac開關網絡，所述裝置還進一步包括連接至所述ac開關網絡的功率因數校正電路。