用於中頻收發機中可選擇高/低端注入的電路和方法

2023-05-17 07:52:11

專利名稱：用於中頻收發機中可選擇高/低端注入的電路和方法
技術領域：
本發明一般地涉及電子電路，更具體地，涉及用於無線通信的電路。
背景技術：
在無線電接收機中，對於採用多個頻道(例如，2.4GHz工業、科學和 醫用(ISM)頻帶)的系統而言，選擇性是重要的技術要求。選擇性是在 具有不期望的信道頻率(不期望的，Fu)的其他信號存在時，接收期望信 道頻率(期望的，Fd)的能力。這類似於一個人收聽在滿屋對話的房間裡 發生的某一對話。
通過使用帶通濾波器(BPF)實現了一種抑制Fu (並且僅"收聽" Fd)的方法，BPF僅允許Fd通過它以用於無線電電路的進一步處理。設 計在輸入RF頻率(在此情況下是2.4GHz)的BPF可能是十分困難及/或 高成本的。
例如，如果信道頻率相隔lMHz，則BPF帶寬必須近似為1Mhz以抑 制其他信道。對於射頻(RF) BPF (2.4GHz/lMHz)而言這將需要Q為 2400，然而對於具有10 MHz (10 MHz/lMHz)的中頻(IF)的BPF而 言，Q僅為IO。設計Q為2400的BPF可能是困難且高成本的，因此需要 創建IF並執行在IF的濾波。
在許多低IF的收發機中，發射機工作在與本地振蕩器(LO)相同的 頻率，然而接收機不是這樣。當與發射機LO相對照時，接收機LO必須 移動與IF頻率相等的頻率增量。假設僅存在一個本地振蕩器，則這需要頻率合成器的鎖相環(PLL)重新鎖定。無線電設計中的傳統技術使用混頻器來執行頻率轉換(即，將兩個頻率(Fl、 F2)相乘以獲得和頻和差頻(Fout) =M*F1 +/-N*F2 (其中M 或N = 1, 2, 3, ...) = Fl + F2, Fl- F2, 2*F1 +/- F2， 2*F2 +/- Fl, 3*F1 +/- 2*F2, 等等)。一種簡單情況是其中用戶希望將輸入RF信號(例如FRF = 2.402GHz)轉換為IF (例如1MHz)。通過將Frf與本地振蕩器頻率 (LO) FL0= 2.401 GHz混頻來完成上述的轉換。應注意，Frf在FL0 "之 上"lMHz。現觀察到Frf= 2.400GHz (在LO "之下"1MHz)也產生 1MHz的差頻(實際上是-lMHz，在頻譜反相時被描述為+lMHz)。因 此，對於Fw為2.401GHz並且IF為1Mhz的情況，2.400GHz是Frf = 2.402GHz的"鏡像(image) " (FImage)。採用用於頻率轉換的混頻器的無線電設備容易受到其鏡像頻率的幹 擾。諸如使用鏡像消除混頻器之類的傳統技術可避免此幹擾。對於IF為 2MHz並且Fu)為2.401GHz (未改變)的情況，F處=2.403GHz並且FImage =2.339GHz。還應注意，根據哪個RF信號具有希望接收的頻率，F處和 F^ge的角色可互換。可替代地， 一個無線電設備可使用沒有鏡像的零IF 接收機。在圖1中示出此重新鎖定PLL的傳統需求的例子，其中圖1是示出在 根據傳統技術的兩個收發機之間進行通信的方法的框圖。參考圖1，在虛線的左側示出第一收發機的操作，而在虛線的右側示 出第二收發機的操作。第一和第二收發機均僅包含單個LO。第一和第二 收發機的發射機總是在它們相應的LO的頻率上發射。最初，第一收發機在2402MHz向第二收發機發射(圖1的左上角到 右上角)。第二收發機的接收機被設定為在2402MHz接收，然而為了執 行混頻操作以將接收信號下變頻到1MHzIF，第二收發機的LO被設定為 2403MHz 。第一收發機預期從第二收發機接收如下的確認，即從第一收發機發射 的信號被接收。因為第一收發機預期在2403MHz從第二收發機接收信號，所以第一和第二收發器均必須在第一收發機向第二收發機發射之後改 變它們各自的LO頻率。也就是說，第二收發機必須將其LO的頻率從2403MHz改變到 2402MHz以向第一收發機進行發射。類似地，為了執行混頻操作以將從第 二收發機接收的信號下變頻到1 MHz IF，第一收發機必須將其LO的頻率 從2402MHz改變到2403MHz。根據如上所述的傳統技術，每次發送數據突發(data burst)時，第一 收發器和第二收發器二者的LO頻率必定會發生至少一次改變。然而，改 變LO頻率可能需要大量的時間，因為PLL不能立即被設定為新的頻率。 通常，PLL需要一些時間才能穩定在新的LO頻率上。在LO頻率的每次 改變時重新鎖定PLL意味著數據遞送中的一些等待時間(latency)。重新 鎖定PLL所需的額外時間還意味著，對於每個數據組第一和第二收發器必 須被供電更長的時間量，這消極地影響到電流消耗和電池壽命。另一傳統的解決辦法是具有兩個獨立的LO， 一個LO用於接收， 一個 LO用於發射。然而，此傳統解決辦法需要更多的功耗和晶片面積，這些 也是不期望的。此外，存在因兩個振蕩器之間可能的交互作用("推移 (pulling)")所致的設計困難。期望具有更快的PLL鎖定時間以及更低的電流消耗。在電池供電的應 用中期望更低功率的PLL，並且當以短突發形式發射/接收數據(其中長低 功率空閒時間和/或PLL鎖定時間是用於發送/接收數據分組的時間的大部 分)時，還期望更快的鎖定時間。本發明的實施例致力於解決相關技術的這些及其他缺點。


圖1是示出在根據傳統技術的兩個收發機之間的通信的方法的框圖。 圖2是示出根據本發明的某些實施例的可選擇高/低端注入的方法的示圖。圖3是進一步示出圖2中描述的改進的可選擇高/低端注入的方法的流 程圖。圖4是示出根據本發明的某些實施例的接收機電路的框圖。 圖5是示出根據本發明的某些實施例的接收機電路的框圖。 圖6是示出適用於本發明的實施例的可選擇反相器的電路圖。
具體實施方式
在以下的段落中，根據本發明的某些實施例描述在低IF收發機中實現 了快速轉換(fast turn around)的、改進的可選擇高/低端注入的方法和電 路。本發明的實施例通過利用接收機的鏡像頻率，在傳統技術的基礎上進 行了改進。根據本發明的實施例，外差接收機使用這樣的中頻(IF)，在該IF檢 測(解調)信號。在許多新型集成接吹機中，IF通常從1 MHz到3MHz， 並且有時被稱作"低IF"，因為IF頻率大體上與系統的信道間隔在同一 數量級上。由於"低IF"是一個相對的術語，所以不應將其解釋為應用到 任一特定的頻率範圍。將2.4GHz頻帶設備中的1MHz IF用作示例，低IF接收機具有被調諧 到(在一個示例性實施例中)2403MHz的LO。這個本地振蕩器被注入到 混頻器，該混頻器基於LO和RF輸入生成和頻和差頻作為其輸出。在上述假設示例中，在2.402GHz的輸入RF信號被向下混頻到1MHz IF (2403MHz - 2402MHz)並被檢測。然而，在2.404GHz的輸入RF信號 也可被向下混頻到-lMHz IF (2403MHz - 2404MHz)並被檢測。這給出根 據哪個輸入RF信號具有期望的信道頻率Fd的上至兩種的不同情況。高端注入的情況是LO頻率大於期望RF頻率的情況。在此情況下， 期望RF信道頻率Fd是2402MHz, LO頻率是2403MHz，並且不期望的頻 率Fu (或鏡像頻率)是2404MHz,因為如果RF輸入是2404MHz則混頻 器的輸出是-lMHz (2403MHz - 2404MHz)。高端注入指代LO頻率大於期望RF頻率的情況。低端注入的情況是LO頻率小於期望RF頻率的情況。在此情況下， 期望rf信道頻率Fd是2404MHz， LO頻率是2403MHz，並且不期望的頻 率Fu (或鏡像頻率)是2402MHz。低端注入指代LO頻率小於期望RF頻率的情況。圖2是示出根據本發明的某些實施例的可選擇高/低端注入的方法的示 圖。圖3是進一步示出根據本發明的某些實施例的改進的可選擇高/低端注 入的方法的流程圖。參考圖2，在虛線左側示出主收發機的操作，而在虛線右側示出從收發機的操作。主和從收發機均僅包含單個LO。主和從收發機的發射機總 是在它們相應的LO的頻率上發射。在主單元中，LO被設定為2402MHz，所以從單元應被設定為在該頻 率接收。從單元LO被設定為2403MHz，然後輸入RF信號被下變頻為 lMHz IF。從單元的接收機被配置用於抑制高端鏡像，並且僅接收低端信 號。與初始RF頻譜比較，從設備的接收頻譜在lMHz IF被反相。在FSK 調製的情況下數據被反相，從而使得通過使用反相器容易地處理數據。在從單元中，LO被設定為2403MHz，並且主單元應被設定為在該頻 率接收。如上文所指示的，主單元的LO被設定為2402MHz，並且主單元 也將接收信號下變頻到lMHz。然而，主單元的接收機被配置用於抑制低 端鏡像，因為它僅期望接收高端信號。因此，如圖2所示，主單元被配置用於執行低端注入，而從單元被配 置用於執行高端注入。這與圖1所示的傳統解決辦法形成了對照，在傳統 解決辦法中第一和第二收發機均被配置用於執行高端注入。類似地，將第 一和第二收發機均配置用於執行低端注入也是傳統的。為了使用此方法進行連接，主和從設備優選地協商以確定它們中的哪 個將維持其預設注入狀態(維持相同的LO頻率)，而另一個改變其注入 模式(切換到另一 LO頻率)。換言之，將主和從設備之一設定用於低端 注入，而將主和從設備中的另一個設定用於高端注入。出於本發明的目的，術語主和從僅指示主設備是這樣的設備，其在主 和從設備之間執行協商以確定它們中的哪個將維持預設注入狀態而另一個 改變其注入模式和LO頻率。在某些情況中，協商的結果可能不需要主和 從設備中的任何改變，因為它們可能已經以適當的方式被配置，即主和從 單元之一執行高端注入，而另一個執行低端注入。在本發明的替代實施例中，可完全省略協商過程。例如，當從製造廠 發送來兩個必須成對使用的設備並且這兩個設備被預先配置使得一個設備 執行高端注入而另一個設備執行低端注入時，可出現這種情況。兩個這樣的設備的示例例如可以是無線鍵盤和USB適配器(dongie)。在本發明的優選實施例中，因為任一個單元可以是主單元或從單元， 所以每個設備都能夠在注入的高端和低端模式之間進行切換。根據所描述的本發明的實施例，改進的解決辦法使得主和從設備中每個設備中的LO 頻率均能夠對於接收模式和發射模式二者維持在相同頻率。圖3是進一步示出圖2中描述的改進的可選擇高/低端注入的方法的流 程圖。圖3的流程圖示出該方法中的某些示例性處理，而並不必示出該方 法中的所有處理。此外，圖3中示出的所有示例性處理並不一定是實踐本 發明的實施例所必需的。也就是說，發明方面可存在於少至圖3所示的一 個示例性的處理。參考圖3，根據本發明的某些實施例，在處理310，在主收發機和從 收發機之間發生協商。協商處理310用於確定主和從收發機中的哪個將維 持其預設注入狀態(維持相同的LO頻率)，而主和從收發機中的另一個 改變其注入模式(切換到另一LO頻率)。如圖3所示，在主和從收發機之間的協商處理是可選的。例如，根據 其他的實施例，需要成對使用的兩個收發機可能被預先配置使得一個收發 機執行高端注入而另一個收發機執行低端注入。兩個這樣的收發機的示例 例如可以是無線鍵盤和USB適配器。在這樣的情況中則不需要協商。在處理320，基於協商處理310的結果，主和從收發機之一的注入模 式被改變。該改變導致對主和從收發機進行配置以使得主和從收發機之一 被配置用於高端注入，而主和從收發機的另一個被配置用於低端注入。如圖3所示，處理320也是可選的。例如，可以是這樣的情況處理 310的結果確定主和從收發機已經被配置使得主和從收發機之一被配置用 於高端注入而主和從收發機中的另一個被配置用於低端注入。在這樣的情 況下就不必改變主或從收發機之一的配置。在處理330，自主收發機向從收發機的發射發生。在發射時，主收發機的LO具有頻率FLO(M) = X HZ，而從收發機的LO具有頻率FL0(S) = Y HZ。自主收發機發射的信號也在XHZ。如果Y〉X，則從收發機執行高 端注入。然而，如果Y Y， 則主收發機執行高端注入。然而，如果X<Y，則主收發機執行低端注 入。對於圖2中給出的具體示例，因為FLCXM) = 2402MHz並且FL(XS)= 2403MHz，所以由主設備執行低端注入。圖4是示出根據本發明的某些實施例的接收機電路400的框圖。參考圖4，接收機電路400包含來自天線410和低噪聲放大器420的 輸入，低噪聲放大器具有輸出和耦合到天線的輸入的輸入。接收機電路400還包含均耦合到低噪聲放大器420的輸出的正交混頻 器430和同相混頻器440。接收機電路400還包含本地振蕩器LO 450，其輸出直接連接到同相混 頻器440。接收機電路400還包含第一正交移相模塊460，它在將LO 450的輸出 作為輸入供應到正交混頻器430之前將其移相四分之一波長(兀/2)。接收機電路400還包含第二正交移相模塊470。第二正交移相模塊 470耦合到正交混頻器430的輸出，並將四分之一波長(兀/2)的相移補償 給正交混頻器的輸出。接收機電路400還包含可選擇反相器490。可選擇反相器490的輸入 包含同相混頻器440的輸出和外部控制信號EXT。可選擇反相器490被配 置用於根據外部控制信號EXT的狀態生成同相混頻器440的輸出或者同相 混頻器的輸出的反相版本，作為輸出。接收機電路400還包含求和器480。求和器480對第二正交移相模塊 470的輸出和可選擇反相器490的輸出執行求和功能，從而產生中頻IF輸出。圖5是示出根據本發明的某些實施例的電路500的框圖。參考圖5，接收機電路500包含來自天線510和低噪聲放大器520的 輸入，低噪聲放大器具有輸出和耦合到天線的輸入的輸入。接收機電路500還包含均耦合到低噪聲放大器520的輸出的正交混頻 器530和同相混頻器540。接收機電路500還包含本地振蕩器LO 550，其輸出直接連接到同相混 頻器540。接收機電路500還包含第一正交移相模塊560，它在將LO 550的輸出 作為輸入供應到正交混頻器530之前將其移相四分之一波長(W2)。接收機電路500還包含可選擇反相器570。可選擇反相器570的輸入 包含同相混頻器540的輸出和外部控制信號EXT。可選擇反相器570被配 置用於根據外部控制信號EXT的狀態生成同相混頻器540的輸出或者同相 混頻器的輸出的反相版本，作為輸出。接收機電路500還包含耦合到同相混頻器540和正交混頻器530的輸 出的複數帶通濾波器(BPF) 580。 BPF 580包含中頻同相輸出(IF I)和 中頻正交輸出(IFQ)。在IFI和IFQ的輸出中，通過使用複數BPF已經 抑制了鏡像頻率。雖然在圖4和圖5所示的本發明的實施例中包含低噪聲放大器420、520，然而在替代實施例中低噪聲放大器不需要存在。例如，如果可實現整體系統需求(例如增益、噪聲指數等)而無需使用低噪聲放大器，則可將天線輸出直接連接到鏡像抑制結構的輸入。圖4和圖5的接收機電路400、 500二者是敏捷的(agile)，在此出於本發明的目的，術語"敏捷的"指代用戶可配置接收機電路以抑制低端鏡 像或者高端鏡像的情況。用戶可完成這樣的配置，因為在圖4和圖5所示的電路中，在混頻器 或移相器的任一埠的任一信號可被簡單地反相，然後相對端將被抑制。 也就是說，通過改變混頻器或移相器中任一個上的信號之一的極性，可致 使電路400、 500抑制LO之上的RF信號並使另一個RF信號通過，或者可替代地，致使電路抑制LO之下的RF信號並使另一個RF信號通過。換 言之，可配置接收機電路400、 500以執行高端注入或低端注入。被外部信號EXT控制的可選擇反相器490和570的存在提供接收機電 路400、 500的敏捷性。根據控制信號EXT的狀態，可選擇反相器490、 570生成與可選擇反相器的非外部輸入相同的輸出，或與可選擇反相器的 非外部輸入的反相版本相同的輸出。在電路400、 500內的可選擇反相器490、 570的示出位置是示例性 的。由於通常在較低頻率更容易將信號反相，所以根據本發明的優選實施 例，在信號已經被下變頻為IF之後，在任一個混頻器的輸出處將信號反 相。在圖4和圖5中示出這樣的情況。可替代地，在電路400中，可選擇反相器490可被置於電路節點A和 求和器480之間的或電路節點B和求和器480之間的信號路徑中的任何位 置。類似地，在電路500中，可選擇反相器570可被置於電路節點A和 CBPF 580之間的或電路節點B和CBPF 580之間的信號路徑中的任何位 置。圖6是示出適用於本發明的實施例的可選擇反相器600的電路圖。具 體地，圖4和圖5的可選擇反相器490和570可具有如可選擇反相器600 所示的結構。可選擇反相器600包含反相器610和由外部控制信號EXT控制的兩位 置轉換開關620。根據外部控制信號EXT的狀態，可選擇反相器600在輸 出OUT處生成在輸入IN處出現的信號，或者在輸入IN處出現的信號的 反相版本。圖6的可選擇反相器600的結構很簡單，本領域內的技術人員必定能 夠製成許多其他的等效電路或結構，然而這些電路或結構執行如下的等效 功能在可選擇反相器的輸出處選擇性地提供輸入信號或輸入信號的反相 版本。在本發明的替代實施例中，可通過使用差分信號來實現電路400和 500，在此差分對包含真實信號和真實信號的互補信號。USB信號例如是 差分信號。在此情況下，可選擇反相器490和570的功能是響應於外部控制信號EXT的狀態，選擇性地切換真實信號和相應的互補信號。通過使用 差分開關或其他等效電路可容易地完成這些操作，然而為理解此發明並不 需要對這些細節進行附加說明。在如上所述的本發明的實施例中，電路400、 500的示出元件使電路 具有自動抑制不期望的信號的能力，即電路能夠執行鏡像抑制。然而，在根據本發明的其他實施例的替代電路中，電路可能不包含執 行鏡像抑制所需要的元件。例如，雖然不太可能，但是可以想到可能存在 其中不出現鏡像頻率(無幹擾)的某些實施例。在此情況下，不需要執行 鏡像抑制。然而，在根據本發明的實施例的在兩個收發機之間進行通信的 方法至少仍是有用的，因為如在上文中說明的，它消除了與改變LO頻率 的需求相應的等待時間。在本發明的替代實施例中，改進的解決辦法可與任一外差系統一起使 用，其中由最終的IF區分主從。也就是說，在接收機中可存在多個轉換。 此外，改進的解決辦法可以任一IF頻率工作。如在本發明中使用的，術語 "低IF"是一個相對的術語，不應被解釋為應用到任一特定的頻率範圍。根據本發明的實施例，重要的優點之一是這些實施例在從接收模式切 換到發射模式時，消除了重新鎖定頻率合成器鎖相環(PLL)的需要。這 改善了數據遞送中的等待時間，並改善了電池壽命，因為設備不必為了發 送/接收數據分組而保持接通很長時間。此外，根據本發明的實施例，從高端注入模式切換到低端注入模式是 很簡單的事。如上所述，鏡像抑制電路結構內部的任一信號可被簡單地反相。另一重要優點是，在使用低中頻(IF)的收發機中，本發明的實施例 允許從發射模式到接收模式的快速轉換。根據本發明的實施例，LO或頻 率合成器對於發射和接收維持在相同頻率，從而使得每次模式改變時不會 發生PLL鎖定時間。本發明的實施例很好地適用於執行除本發明描述的處理之外的各種其 他處理，或本發明描述的處理的變體，並且以不同於在本發明中描述的順 序來執行。根據本發明的某些實施例，可由處理器或其他電元件及電子元件執行本發明中描述的處理，例如能夠執行包含代碼(代碼包含在計算機 可用的介質中)的計算機可讀指令以及計算機可執行指令的元件。為清楚起見，從本發明中省略其實施例的許多細節，以及設計並製造 本發明所主張的電路的方法的許多細節，這些細節廣泛為人所知並且與本 發明不相關。應理解，貫穿此說明書的參考"一個實施例"或"實施例"意味著結 合實施例描述的特定特徵、結構或特性被包含在本發明的至少一個實施例 中。因此，在此強調並應理解，在此說明書中多處出現的兩個或多個參考 "實施例"或"一個實施例"或"替代實施例"，並不是都必須參考相同 的實施例。此外，可將特定的特徵、結構或特性適當地結合在本發明的一 個或多個實施例中。 ，類似地，應理解在對本發明的示例性實施例的前述描述中，為了簡單 化幫助理解一個或多個不同發明方面的本發明，本發明的多個特徵有時被 組合在它的單個實施例、示圖或者描述中。然而，本發明的方法不應被解 釋為反映這樣的意圖，即所主張的發明需要比在每個權利要求中明確記載 的特徵更多的特徵。更確切地，如以下的權利要求書所反映的，發明方面存在於比單個前 述公開實施例的所有特徵更少的特徵中。因此，在此明確地將具體實施方 式之後的權利要求併入此具體實施方式
，每個權利要求作為本發明的個別 實施例而獨立。
權利要求
1.一種接收機電路，包括本地振蕩器(LO)，用於在所述接收機電路的第一電路節點生成第一信號，所述第一信號具有LO頻率；第一混頻器，用於接收從所述接收機電路的第二電路節點起源的第二信號，用於接收從所述第一電路節點起源的第三信號，並且用於生成第一混頻器輸出，所述第二信號具有期望的射頻(RF)；第二混頻器，用於接收所述第二信號，用於接收從所述第一電路節點起源的第四信號，並且用於生成第二混頻器輸出；轉換器電路，用於接收從所述第一混頻器輸出起源的第五信號，用於接收從所述第二混頻器輸出起源的第六信號，並且用於生成中頻(IF)信號；以及被置於從如下的組中選擇的所述接收機電路的某一位置的可選擇反相器，所述組由如下位置組成耦合在所述第一電路節點和所述第一混頻器之間的第一位置，耦合在所述第一電路節點和所述第二混頻器之間的第二位置，耦合在所述第二電路節點和所述第一混頻器之間的第三位置，耦合在所述第二電路節點和所述第二混頻器之間的第四位置，耦合在所述第一混頻器輸出和所述轉換器電路之間的第五位置，和耦合在所述第二混頻器輸出和所述轉換器電路之間的第六位置。
2. 如權利要求1所述的接收機電路，所述可選擇反相器被置於從由所 述第五位置和所述第六位置組成的組中選擇的所述接收機電路的某一位 置。
3. 如權利要求1所述的接收機電路，其中所述接收機電路是敏捷的。
4. 如權利要求3所述的接收機電路，所述可選擇反相器用於響應於外部控制信號，選擇性地提供所述可選擇反相器的輸入或者所述輸入的反相 版本作為輸出。
5. 如權利要求4所述的接收機電路，所述可選擇反相器用於響應於所 述外部控制信號，將所述接收機電路置於高端注入模式或者低端注入模式中。
6. 如權利要求5所述的電路，其中所述接收機電路被配置用於抑制所 述期望頻率的鏡像頻率。
7. 如權利要求4所述的接收機電路，從由求和器和複數帶通濾波器組 成的組中選擇所述轉換器電路。
8. —種接收機電路，包括在本地振蕩器的輸出和第一混頻器的第一輸入之間的第一信號路徑， 所述LO用於生成具有LO頻率的信號；在所述LO的輸出和第二混頻器的第一輸入之間的第二信號路徑； 在第一電路節點和所述第一混頻器的第二輸入之間的第三信號路徑，所述第一電路節點用於劃分具有期望射頻(RF)信號的傳入信號；在所述第一電路節點和所述第二混頻器的第二輸入之間的第四信號路徑；在所述第一混頻器的輸出和轉換器電路之間的第五信號路徑； 在所述第二混頻器的輸出和所述轉換器電路之間的第六信號路徑，所述轉換器電路用於基於通過所述第五信號路徑和所述第六信號路逕到達的輸入生成中頻(IF)輸出；以及可選擇反相器，被配置用於向所述接收機電路提供敏捷性，所述可選擇反相器被置於從如下的組中選擇的信號路徑中，所述組由所述第一、第二、 第三、第四、第五和第六信號路徑組成。
9. 如權利要求8所述的接收機電路，所述可選擇反相器被配置用於通 過將沿著從如下的組中選擇的信號路徑發送的信號反相，在高端注入模式 和低端注入模式之間切換所述接收機電路，所述組由所述第一、第二、第三、 第四、第五和第六信號路徑組成。
10. 如權利要求9所述的接收機電路，所述可選擇反相器被置於從由 所述第五信號路徑和所述第六信號路徑組成的組中選擇的信號路徑中。
11. 如權利要求9所述的接收機電路，所述接收機電路被配置用於抑 制所述期望RF信號的鏡像頻率。
12. 如權利要求9所述的接收機電路，所述可選擇反相器被配置用於響應於外部控制信號，使沿著所述信號路徑發送的信號反相。
13. 如權利要求8所述的接收機電路，從由求和器和複數帶通濾波器 組成的組中選擇所述轉換器電路。
14. 一種在具有設定在第一頻率的第一本地振蕩器的第一收發機和具 有設定在第二頻率的第二本地振蕩器的第二收發機之間進行通信的方法， 所述方法包括從所述第一收發機向所述第二收發機發射第一信號，所述第一信號具 有所述第一頻率；從所述第二收發機向所述第一收發機發射第二信號，所述第二信號具 有所述第二頻率；在所述第一收發機接收所述第二信號；並且在所述第一信號的發射期間，在所述第一信號的接收期間，在所述第 二信號的發射期間，以及在所述第二信號的接收期間，將所述第一本地振 蕩器維持在所述第一頻率，並將所述第二本地振蕩器維持在所述第二頻 率。
15. 如權利要求14所述的方法，還包括，在發射所述第一信號之前， 在所述第一收發器和所述第二收發器之間進行協商以確定所述第一和第二 收發機中的哪個將維持在執行第一注入模式的配置中，以及所述第一和第 二收發機中的哪個將改變到執行第二注入模式的配置，所述第二注入模式 與所述第一注入模式相反。
16. 如權利要求15所述的方法，其中所述第一和第二注入模式之一是 高端注入模式，其中所述第一和第二注入模式中的另一模式是低端注入模 式，並且其中所述第二信號被作為所述第一信號的接收確認發射。
17. 如權利要求15所述的方法，還包括將所述第一和第二收發機之一 改變到執行所述第二注入模式的所述配置。
18. 如權利要求17所述的方法，其中將所述第一和第二收發機之一改 變到執行所述第二注入模式的所述配置包括使所述第一和第二收發機之一 的內部信號反相。
19. 如權利要求15所述的方法，還包括配置所述第一收發機以抑制所述第二頻率的鏡像。
20. 如權利要求19所述的方法，還包括配置所述第二收發機以抑制所4述第一頻率的鏡售
全文摘要
一種在具有設定在第一頻率的第一本地振蕩器的第一收發機和具有設定在第二頻率的第二本地振蕩器的第二收發機之間進行通信的方法。該方法包含從第一收發機向第二收發機發射具有第一頻率的第一信號，從第二收發機向第一收發機發射具有第二頻率的第二信號，以及在第一收發機接收第二信號。該方法還包含在第一信號的發射期間，在第一信號的接收期間，在第二信號的發射期間，以及在第二信號的接收期間，將第一本地振蕩器維持在第一頻率並將第二本地振蕩器維持在第二頻率。
文檔編號H04B1/16GK101273537SQ200680024245
公開日2008年9月24日 申請日期2006年6月30日 優先權日2005年6月30日
發明者拉塞爾·R·穆恩, 馬克·R·格澤 申請人:賽普拉斯半導體公司