用於無源感知網絡的超低輸入功率供能電路及採用該電路實現的供能方法與流程
2023-04-24 02:15:47 3
本發明涉及為無源感知網絡的超低輸入功率供能電路及採用該電路實現的供能方法。
背景技術：
無源感知網絡(energy-harvestingwsns,eh-wsns)通常使用太陽能電池(pvcell)獲取環境中的太陽能能源，但直接將太陽能電池接在無源感知節點上存在兩個問題。其一，太陽能電池的輸出功率如圖2中曲線1所示，其功率隨輸出電壓呈凹函數關係，因此需要控制其輸出電流，使得輸出功率達到最大，該方法稱之為最大功率點追蹤(mppt)控制方法。其二，無源感知節點內通常使用大容量電容儲存能量，其充電速度取決於太陽能電池的輸出電壓與儲能電容的電壓差，因此太陽能電池需要使用升壓(boost)等dc-dc電路提高輸出電壓。
現有的mppt-boost方法和產品通常適用於大功率太陽能電池陣列，需要太陽能電池能夠提供充足的能量，並輸出連續且恆定的電壓。而無源感知節點受成本和體積限制，其太陽能電池的功率偏小，當光照不充足時輸出功率可能僅為幾毫瓦甚至更低，無法提供足夠的電流供mppt-boost電路工作。其簡化的等效電路如圖3所示，在短時間內(幾分鐘)光照變化不大、輸出功率變化不大的情況下，可將小功率太陽能電池視為具有大內阻的恆壓源。太陽能電池產生電壓vs，通過內阻rp向電容c1充電，充滿後再供boost電路工作。由於電容c1的放電時間受容量和電壓限制，因此boost電路僅可工作於pfm模式。要實現準確的mppt控制，需要得知電壓vs、內阻rp和電容c1的值，在實際中，這些值並不確定，如電容c1的偏差可能達到50％以上，因此首先需要測量這些值。現有的mppt-boost方法沒有考慮該問題。
另外，無源感知節點通常是可間斷工作的，不要求連續供電。在環境能量較低時，只有間斷性供電能滿足無源感知網的運行要求。而且為了減少能量損耗，mppt算法必須是輕量級的，保留儘量多的能量供給無源感知節點。
技術實現要素：
本發明是為了解決現有缺少無源感知節點在超低輸入功率情況下的供能問題。現提供用於無源感知網絡的超低輸入功率供能電路及採用該電路實現的供能方法。
用於無源感知網絡的超低輸入功率供能電路，它包括太陽能板、電流採樣電阻rs和pmos管q3，它還包括升壓電路(1)和最大功率點追蹤控制電路(2)，
升壓電路(1)包括電感l、電解電容c1、電解電容c2、nmos管q1、pmos管q2和二極體d，
最大功率點追蹤控制電路(2)包括電流放大電路(2-1)、電流積分電路(2-2)、電壓採樣電路(2-3)、電壓積分電路(2-4)、電壓檢測單元及穩壓單元和控制器，
太陽能板的正極同時連接電流採樣電阻rs的一端和電流放大電路(2-1)的同相輸入端，
電阻rs的另一端同時連接電流放大電路(2-1)的反相輸入端、電解電容c1的正極、電感l的一端和電壓採樣電路(2-3)的同相輸入端，
太陽能板的負極同時連接電解電容c1的負極、nmos管q1的源極、電解電容c2的負極，並接電源地，nmos管q1的柵極連接控制器的pfm端，
電感l的另一端同時連接nmos管q1的漏極和pmos管q2的源級，pmos管q2的柵極連接控制器的c1測量端，pmos管q2的漏極連接二極體d的陽極，二極體d的陰極同時連接電解電容c2的正極、pmos管q3的源極、電壓檢測單元及穩壓單元的輸入端和控制器的輸出電壓檢測端，當電壓檢測單元及穩壓單元檢測升壓電路(1)輸出電壓超過啟動電壓時，電壓檢測單元及穩壓單元開始向最大功率點追蹤控制電路(2)供電，
電流放大電路(2-1)的瞬時電流信號輸出端同時連接電流積分電路(2-2)的同相輸入端和控制器的電流瞬時值端，電流積分電路(2-2)的累計電流信號輸出端連接控制器的累積電荷量端，電壓採樣電路(2-3)的瞬時電壓信號輸出端同時連接電壓積分電路(2-4)的同相輸入端和控制器的電壓瞬時值端，電壓積分電路(2-4)的累計電壓信號輸出端連接控制器的電壓平均值端，
電流積分電路(2-2)的歸零信號輸出端和電壓積分電路(2-4)的歸零信號輸出端均連接控制器的歸零端，
pmos管q3的柵極連接控制器的輸出使能端，pmos管q3的漏極和電解電容c2的正極用於為無源感知節點供能，控制器的通信端用於與無源感知節點進行通信。
優選地、電流放大電路(2-1)用於放大電阻rs上的電流，電流放大電路(2-1)瞬時電流信號輸出端輸出值為電流的瞬時值，
電流積分電路(2-2)內部含有nmos管q4，電流積分電路(2-2)的累計電流信號輸出端輸出值為一段時間內電流的積分，根據q＝∫i(t)dt，一段時間內電流的積分為輸入的電荷量，該電荷量能夠通過nmos管q4歸零，
電壓採樣電路(2-3)的瞬時電壓信號輸出端輸出值為電容c1電壓的瞬時值，
電壓積分電路(2-4)內部含有nmos管q5，電壓積分電路(2-4)的累計電壓信號輸出端輸出值為電容c1電壓的平均值，該平均值能夠通過nmos管q5歸零。
根據用於無源感知網絡的超低輸入功率供能電路實現的供能方法，所述方法包括以下步驟：
步驟一、剛開始上電時，電解電容c2電壓低於啟動電壓，此時nmos管q1和pmos管q3關斷，pmos管q2開啟，向電容c2充電，電壓檢測單元及穩壓單元關斷，最大功率點追蹤控制電路(2)不工作以減少能量浪費，保證所有電荷充入電解電容c2；
步驟二、當電解電容c2電壓超過啟動電壓後，電壓檢測單元及穩壓單元開始向最大功率點追蹤控制電路(2)供電，控制器初始化；
步驟三、設置電解電容c1的電壓上限vcupper和電壓下限vclower，根據電解電容c1的電壓上限vcupper、電壓下限vclower、電解電容c1的電容容量及nmos管q1的導通電阻rq1和太陽能板內阻rp，得到電解電容c1的充電時間tcharge和放電時間tdischarge，根據tcharge和tdischarge，能夠分別確定驅動nmos管q1pfm信號的高電平時間和周期；
步驟四、控制器輸出pfm信號給nmos管q1，nmos管q1開啟時，電解電容c1通過電感l對地放電，l內產生感應磁場；當nmos管q1關閉瞬間，根據楞次定律，電感l應維持電流瞬時不變，該電流流經pmos管q2和二極體d，向電解電容c2充電，抬高電解電容c2電壓，當電解電容c2輸出電壓超過閾值時，開啟pmos管q3，向無源感知節點供電；
步驟五、在向無源感知節點供電過程中，由電壓檢測單元及穩壓單元檢測到輸出電壓，如果輸出電壓高於5.5v，提高vclower，如果輸出電壓低於3v，降低vclower；
步驟六、控制器每隔1秒鐘通過電流積分電路(2-2)和電壓積分電路(2-4)分別測量輸入的電荷量q和平均電壓u，計算該秒輸入總功率pt，重複執行步驟三至步驟五；若當前時刻的輸入功率比前一時刻的輸入功率大，則同向微調vcupper；若當前時刻的輸入功率比前一時刻的輸入功率小，則反向微調vcupper，實現最大功率點追蹤控制，為無源感知節點供能。
本發明的有益效果為：
光照不充足時，太陽能電池可等效為內阻較大的電源，此時nmos管q1的開關會導致輸入端電壓電流產生較大的波動，由於奈奎斯特定理，採樣頻率至少應為pwm/pfm頻率的兩倍，這需要更多的能量執行採樣和計算工作。為減少採樣功耗，本申請使用積分電路計算電壓和電流的平均值。對於輸入電流，電流在電阻rs上產生的微弱壓降首先通過運算放大器u1放大，再將放大後的電流信號送入由運算放大器u2構成的積分電路，運算放大器u2輸出值為一段時間內電流的積分值，即流過的總電荷量，其值可通過nmos管q4歸零。對於輸入電壓，電容c1端電壓經電阻分壓後送入由運算放大器u3構成的電壓跟隨器，隨後送入由運算放大器u4構成的積分電路，運算放大器u4輸出值為一段時間內電壓的平均值，其值可通過nmos管q5歸零。控制器可以隨時讀取運算放大器u1、u3的輸出值得知即時的電流、電壓值，也可以每隔一段時間僅讀取一次運算放大器u2、u4的輸出值計算出該時間段的電壓、電流平均值，進而計算出輸入功率，節省了頻繁採樣的能耗。控制器也可以隨時讀取輸出電壓值，即電容c2的電壓。需注意僅當電容c2電壓高於c1時測量的輸入電流值才有效。
本申請為了保證工作效率，採用下列設置：
1.運算放大器部分的工作電流要低。應選用工作電流低的運算放大器，同時運算放大器匹配的電阻阻值不宜過小，防止漏電流增大。運算放大器的匹配電阻阻值確定後，其量程和精度便已確定。為適應較大的量程，運算放大器u1應選擇較小的放大倍數，運算放大器u2和運算放大器u4選擇較大的時間常數，通過控制積分時間調整測量精度。當信號較弱時延長積分時間獲取較高的測量精度；當信號較強時縮短積分時間獲取較快的反應速度。
2.場效應管q1的輸入電容要小。當場效應管q1高頻切合時，較小的輸入電容有利於降低開關損耗。雖然這會導致較大的導通電阻，但由於本申請主要用於小電流工況，因此導通電阻增大對本設計影響不大。
3.場效應管q2為p溝道耗盡型mosfet，如果難以找到適合的型號，可使用增強型mosfet配合適當電路代替。
4.電容c1的值過小會導致電壓變化劇烈，影響mppt效率。為減小esr，可使用多個電容並聯。
5.電感l的值應足夠大，二極體d的正向壓降應儘量小，正向壓降小的二極體可以採用肖特基二極體。
6.當太陽能電池板沒有足夠的功率時，本申請不保證連續供電。
7.電壓下限vclower過高會明顯影響電容c1充電效率，在保證輸出不過電壓的前提下，電壓下限vclower應處於較低水平。
8.電容c1的電壓上限vcupper必須高於電壓下限vclower。
9.pfm的周期應有上下界。
10.控制器應儘量處於休眠狀態。為降低功耗，本申請不保證跟蹤速度，控制器應處於休眠狀態並定時喚醒。控制器應當儘量使用硬體模塊、定時器中斷、dma等資源，進一步降低能量損耗。當檢測到太陽能電池板輸出功率過低時，應降低控制器主頻以節省能量開銷。
11.當能量過於充沛時，無需pfm信號和最大功率點追蹤控制電路介入，微控制器僅監測輸入功率和輸出電壓，以便於及時介入，或者過電壓保護。
12、控制器能夠根據電流積分電路(2-2)、電壓積分電路(2-4)輸出值的乘積，獲得輸入的能量ein，控制器輸出的能量eout：式中，c2為電解電容c2的電容容量，t為時間，uc2(t)為t時刻電解電容c2的電壓值。
根據控制器輸出的能量eout除以輸入的能量ein，得到系統的工作效率，當工作效率低於閾值時(如40％)應採用相應方案提高供能效率。如1、間斷式供電；2、重新計算參數；3、提高輸出電壓。
無源感知節點採用獲能技術獲取環境中的能源，如光能、熱能等，其獲能功率小，能量不穩定。本發明提出了用於無源感知網絡的超低輸入功率供能方法，使用mppt配合超低功耗能量感知的升壓電路，在保證輸入功率最大化的前提下，採用提高輸出電壓、間斷供電等方法，用儘量少的功耗提高獲取能量的利用效率，在特定情況下，與現有的無源感知網絡的供能方案相比工作效率提高了30％以上。提高無源感知網絡的吞吐量。本申請的無源感知網絡的供能方案不限定於太陽能採集方式，也不限定無源感知網絡的類型，適用於不同平臺。
附圖說明
圖1為具體實施方式一所述的用於無源感知網絡的超低輸入功率供能電路的電路結構示意圖；
圖2為太陽能電池板功率曲線圖，曲線1表示太陽能電池的輸出功率曲線，曲線2表示太陽能電池的電流曲線；
圖3為太陽能電池充電的簡化等效電路。
圖4為實施例的電路結構示意圖。
具體實施方式
具體實施方式一、結合1至圖4說明本實施方式，本實施方式所述的用於無源感知網絡的超低輸入功率供能電路，它包括太陽能板、電流採樣電阻rs和pmos管q3，其特徵在於，它還包括升壓電路(1)和最大功率點追蹤控制電路(2)，
升壓電路(1)包括電感l、電解電容c1、電解電容c2、nmos管q1、pmos管q2和二極體d，
最大功率點追蹤控制電路(2)包括電流放大電路(2-1)、電流積分電路(2-2)、電壓採樣電路(2-3)、電壓積分電路(2-4)、電壓檢測單元及穩壓單元和控制器，
太陽能板的正極同時連接電流採樣電阻rs的一端和電流放大電路(2-1)的同相輸入端，
電阻rs的另一端同時連接電流放大電路(2-1)的反相輸入端、電解電容c1的正極、電感l的一端和電壓採樣電路(2-3)的同相輸入端，
太陽能板的負極同時連接電解電容c1的負極、nmos管q1的源極、電解電容c2的負極，並接電源地，nmos管q1的柵極連接控制器的pfm端，
電感l的另一端同時連接nmos管q1的漏極和pmos管q2的源級，pmos管q2的柵極連接控制器的c1測量端，pmos管q2的漏極連接二極體d的陽極，二極體d的陰極同時連接電解電容c2的正極、pmos管q3的源極、電壓檢測單元及穩壓單元的輸入端和控制器的輸出電壓檢測端，當電壓檢測單元及穩壓單元檢測升壓電路(1)輸出電壓超過啟動電壓時，電壓檢測單元及穩壓單元開始向最大功率點追蹤控制電路(2)供電，
電流放大電路(2-1)的瞬時電流信號輸出端同時連接電流積分電路(2-2)的同相輸入端和控制器的電流瞬時值端，電流積分電路(2-2)的累計電流信號輸出端連接控制器的累積電荷量端，電壓採樣電路(2-3)的瞬時電壓信號輸出端同時連接電壓積分電路(2-4)的同相輸入端和控制器的電壓瞬時值端，電壓積分電路(2-4)的累計電壓信號輸出端連接控制器的電壓平均值端，
電流積分電路(2-2)的歸零信號輸出端和電壓積分電路(2-4)的歸零信號輸出端均連接控制器的歸零端，
pmos管q3的柵極連接控制器的輸出使能端，pmos管q3的漏極和電解電容c2的正極用於為無源感知節點供能，控制器的通信端用於與無源感知節點進行通信。
本實施方式中，電流放大電路(2-1)包括運算放大器u1和電阻r21-電阻r24，電阻rs的一端連接電阻r23的一端，電阻r23的另一端同時連接電阻r24的一端和運算放大器u1的同相輸入端，電阻r24的另一端連接電源地，運算放大器u1的反相輸入端同時連接電阻r22的一端和電阻r21的一端，電阻r22的另一端連接電阻rs的另一端，電阻r21的另一端同時連接電阻r25的一端、運算放大器u1的輸出端和控制器的電流瞬時值端。電流放大電路(2-1)用於採集電阻rs上微弱的電流信號進行放大。
電流積分電路(2-2)包括電阻r25、電容c4、nmos管q4、運算放大器u2和電阻r26-電阻r28，電流放大電路(2-1)的輸出端連接電阻r25的一端，電阻r25的另一端同時連接運算放大器u2的同相輸入端、nmos管q4的漏極、電容c4的一端和電阻r26的一端，電容c4的另一端同時連接電阻r27的一端和電源地，電阻r27的另一端同時連接電阻r28的一端和運算放大器u2的反相輸入端，電阻r28的另一端同時連接運算放大器u2的輸出端、電阻r26的另一端和控制器的累積電荷量端。電流積分電路(2-2)的輸出值為一段時間內電流的積分值，即電荷量。
電壓採樣電路(2-3)包括運算放大器u3和電阻r29-電阻r31，電阻rs的另一端連接電阻r29的一端，電阻r29的另一端同時連接電阻r30的一端和運算放大器u3的同相輸入端，電阻r30的另一端連接電源地，運算放大器u1的反相輸入端連接電阻r31的一端，電阻r31的另一端同時連接電阻r32的一端、運算放大器u3的輸出端和控制器的電壓瞬時值端。電壓採樣電路(2-3)為電壓跟隨器，用於採集電容c1上的電壓值。為防止輸出電壓過高損壞控制器，c1的電壓通過電阻r29、r30分壓。
電壓積分電路(2-4)的電路組成結構與電流積分電路(2-2)相同，電壓積分電路(2-4)的輸出值為一段時間內電壓的平均值。
電壓積分電路(2-4)包括電阻r32、nmos管q5、電容c5、電阻r33-r35和運算放大器u4，
電壓採樣電路(2-3)的輸出端連接電阻r32的一端，電阻r32的另一端同時連接運算放大器u4的同相輸入端、nmos管q5的漏極、電容c5的一端和電阻r33的一端，電容c5的另一端同時連接電阻r34的一端和電源地，電阻r34的另一端同時連接電阻r35的一端和運算放大器u4的反相輸入端，電阻r35的另一端同時連接運算放大器u4的輸出端、電阻r33的另一端和控制器的電壓平均值端。電壓積分電路(2-4)的輸出值為一段時間內電壓的平均值。
nmos管q4的源極和nmos管q5的源極均連接電源地，nmos管q4的柵極同時連接nmos管q5的柵極和微控制器的歸零端。
具體實施方式二、本實施方式是對具體實施方式一所述的用於無源感知網絡的超低輸入功率供能電路的進一步說明，電流放大電路(2-1)、電流積分電路(2-2)、電壓採樣電路(2-3)和電壓積分電路(2-4)均採用運算放大器實現。
具體實施方式三、本實施方式是對具體實施方式一所述的用於無源感知網絡的超低輸入功率供能電路的進一步說明，電流放大電路(2-1)用於放大電阻rs上的電流，電流放大電路(2-1)瞬時電流信號輸出端輸出值為電流的瞬時值，
電流積分電路(2-2)內部含有nmos管q4，電流積分電路(2-2)的累計電流信號輸出端輸出值為一段時間內電流的積分，根據q＝∫i(t)dt，一段時間內電流的積分為輸入的電荷量，該電荷量能夠通過nmos管q4歸零，
電壓採樣電路(2-3)的瞬時電壓信號輸出端輸出值為電容c1電壓的瞬時值，
電壓積分電路(2-4)內部含有nmos管q5，電壓積分電路(2-4)的累計電壓信號輸出端輸出值為電容c1電壓的平均值，該平均值能夠通過nmos管q5歸零。
具體實施方式四、本實施方式是對具體實施方式一所述的用於無源感知網絡的超低輸入功率供能電路的進一步說明，電壓檢測單元及穩壓單元包括電壓檢測單元和穩壓單元，電壓檢測單元用於採集升壓電路(1)輸出的電壓進入穩壓單元進行穩壓，穩壓後輸出的電壓值為控制器提供供電電源。
本實施方式的效果為：為保證共模輸入電壓處於有效範圍，電流放大電路(2-1)、電流積分電路(2-2)、電壓採樣電路(2-3)、電壓積分電路(2-4)需要較高的電壓，所以，電壓檢測單元直接將升壓電路(1)輸出的電壓給電流放大電路(2-1)、電流積分電路(2-2)、電壓採樣電路(2-3)、電壓積分電路(2-4)，而且要保證電容c2電壓高於c1時電壓。控制器需要穩定的電壓以保證adc採樣精度，所以，要經過穩壓單元提供穩壓後的電壓。
具體實施方式五、本實施方式是對具體實施方式一所述的用於無源感知網絡的超低輸入功率供能電路實現的供能方法，所述方法包括以下步驟：
步驟一、剛開始上電時，電解電容c2電壓低於啟動電壓，此時nmos管q1和pmos管q3關斷，pmos管q2開啟，向電容c2充電，電壓檢測單元及穩壓單元關斷，最大功率點追蹤控制電路(2)不工作以減少能量浪費，保證所有電荷充入電解電容c2；
步驟二、當電解電容c2電壓超過啟動電壓後，電壓檢測單元及穩壓單元開始向最大功率點追蹤控制電路(2)供電，控制器初始化；
步驟三、設置電解電容c1的電壓上限vcupper和電壓下限vclower，根據電解電容c1的電壓上限vcupper、電壓下限vclower、電解電容c1的電容容量及nmos管q1的導通電阻rq1和太陽能板內阻rp，得到電解電容c1的充電時間tcharge和放電時間tdischarge，根據tcharge和tdischarge，能夠分別確定驅動nmos管q1pfm信號的高電平時間和周期；
步驟四、控制器輸出pfm信號給nmos管q1，nmos管q1開啟時，電解電容c1通過電感l對地放電，l內產生感應磁場；當nmos管q1關閉瞬間，根據楞次定律，電感l應維持電流瞬時不變，該電流流經pmos管q2和二極體d，向電解電容c2充電，抬高電解電容c2電壓，當電解電容c2輸出電壓超過閾值時，開啟pmos管q3，向無源感知節點供電；
步驟五、在向無源感知節點供電過程中，由電壓檢測單元及穩壓單元檢測到輸出電壓，如果輸出電壓高於5.5v，提高vclower，如果輸出電壓低於3v，降低vclower；
步驟六、控制器每隔1秒鐘通過電流積分電路(2-2)和電壓積分電路(2-4)分別測量輸入的電荷量q和平均電壓u，計算該秒輸入總功率pt，重複執行步驟三至步驟五；若當前時刻的輸入功率比前一時刻的輸入功率大，則同向微調vcupper；若當前時刻的輸入功率比前一時刻的輸入功率小，則反向微調vcupper，實現最大功率點追蹤控制，為無源感知節點供能。
本實施方式中，步驟四中的閾值為3v。
具體實施方式六、本實施方式是對具體實施方式五所述的用於無源感知網絡的超低輸入功率供能電路實現的供能方法的進一步說明，步驟三中，電解電容c1的電容容量和太陽能電池內阻rp測量，具體為：步驟1、關閉nmos管q1、pmos管q2和pmos管q3，斷開供電，控制器依靠電解電容c2的剩餘電壓維持運行，
步驟2、根據電解電容c2的剩餘電壓確保控制器不會斷電的時間tm，
步驟3、通過電壓採樣電路(2-3)測量電解電容c1的電壓u0，通過電流放大電路(2-1)測量充電電流i0，
步驟4、經過時間tm後，再次測量電解電容c1的電壓ut、充電電流it和電流積分電路(2-2)輸出的電荷量qt，
步驟5、q1、q3關斷，開啟q2，恢復對最大功率點追蹤控制電路(2)的供電，
步驟6、根據公式：
c1＝△q/△u＝qt/(ut-u0)，
得到電解電容c1的實際電容容量c1；
每隔一段時間，根據公式：
更新電解電容c1的實際電容容量c1，
式中，c1(t)為當前測量的實際電容容量，c1為加權後得到的平滑電容容量，w為權重且0<w<1，
步驟7、根據公式：
得到太陽能電池內阻的實際阻值rp；
每隔一段時間，根據公式：
更新太陽能電池內阻的實際阻值rp，
式中，rp(t)為當前測量的實際阻值，為加權後得到的平滑電阻值，w為權重且0<w<1。
具體實施方式七、本實施方式是對具體實施方式五所述的用於無源感知網絡的超低輸入功率供能電路實現的供能方法的進一步說明，步驟三中，得到電解電容c1的充電時間tcharge和放電時間tdischarge，具體為：
電解電容c1充電時電壓達到vcupper則停止充電，放電時電壓達到vclower則停止放電，則充電時間tcharge和放電時間tdischarge根據公式：
獲得，
式中，rq1為nmos管q1的導通電阻，rp為太陽能電池內阻，
根據tdischarge和tcharge能夠分別確定pfm信號的周期和高電平時間。
實施例：
圖4是一個典型電路，其啟動電壓為1.8v，最高輸出電壓6v。選用msp430系列超低功耗微控制器，搭配1個型號為tsu104的4路超低功耗運算放大器u1。啟動時系統自身功耗小於3uw，工作時系統自身功耗最低可達30uw，確保能量的高效利用。
參照圖4，本實施例的用於無源感知網絡的超低輸入功率供能電路包括升壓電路和最大功率點追蹤控制電路，
升壓電路包括電感l、電解電容c1、電解電容c2、nmos管q1和肖特基二極體d1。
由於難以找到適合的耗盡型p溝道mosfet，此處使用增強型mosfet管q2、q6、電阻r23-r25代替。
最大功率點追蹤控制電路包括電流放大電路(2-1)、電流積分電路(2-2)、電壓採樣電路(2-3)、電壓積分電路(2-4)、型號為ncp300lsn18t1g的電壓檢測單元u4、電容c6-c9、肖特基二極體d2、電阻r20-r22，電阻r27-r29、型號為stlq015m18r的穩壓單元u5、pmos管q3、nmos管q5、pmos管q7、晶振y1和型號為msp430g2553的微控制器，
太陽能板pv的正極同時連接電阻rs的一端和電流放大電路(2-1)的同相輸入端，電阻rs的另一端同時連接電流放大電路(2-1)的反相輸入端、電壓採樣電路(2-3)的同相輸入端、電解電容c1的正極和電感l的一端，太陽能板pv的負極同時連接電解電容c1的負極和電源地，電感l的另一端同時連接nmos管q1的漏極和pmos管q2的源極，nmos管q1的柵極同時連接電阻r26的一端和控制器msp430g2553的19號引腳，nmos管q1的源極和電阻r26的另一端接電源地，
pmos管q2的漏極連接肖特基二極體d1的陽極，肖特基二極體d1的陰極同時連接電解電容c2的正極、pmos管q3的源極、電阻r29的一端、型號為ncp300lsn18t1g的電壓檢測單元u4的輸入端、型號為stlq015m18r的穩壓單元u5的輸入端、電阻r20的一端和pmos管q7的源極，電解電容c2的負極接電源地，u4的gnd端接電源地，u4的輸出端同時連接二極體d2的陽極和運算放大器的供電端，二極體d2的負極同時連接u5的使能端、電阻r28和電容c6的一端，電阻r28和電容c6的另一端接地，u5的輸出端連接濾波電容c7，並給控制器msp430g2553供電，電阻r29的另一端同時連接pmos管q3的柵極和pmos管q5b的漏極，pmos管q5b的源極接地，pmos管q5b的柵極連接控制器msp430g2553的18號引腳，pmos管q3的漏極和電源地連接濾波電容c3，用於給無源感知節點供電，
pmos管q7的柵極同時連接電阻r20的另一端和nmos管q5a的漏極，pmos管q7的漏極連接電阻r21的一端，電阻r21的另一端同時連接電阻r22的一端和型號為msp430g2553的控制器的6號引腳，nmos管q5a的柵極連接型號為msp430g2553的控制器的17號引腳，電阻r22的另一端和q5a的源極連接電源地，
pmos管q2的源極同時連接電阻r24的一端和pmos管q6b的源極，pmos管q6b的柵極同時連接電阻r24的另一端和nmos管q6a的漏極，pmos管q2的柵極同時連接電阻r25的一端和pmos管q6b的漏極，nmos管q6a的柵極同時連接電阻r23的一端和控制器msp430g2553的16號引腳，電阻r25的另一端、電阻r23的另一端和nmos管q6a的源極接電源地。
電流放大電路(2-1)的輸出端連接控制器msp430g2553的2號引腳，電流積分電路(2-2)的輸出端連接控制器msp430g2553的3號引腳，電壓採樣電路(2-3)的輸出端連接控制器msp430g2553的4號引腳，電壓積分電路(2-4)的輸出端連接控制器msp430g25535號引腳，
控制器msp430g2553的26號引腳和27號引腳之間連接一個32k晶振y1，型號為msp430g2553的控制器的24號引腳同時連接復位電阻r27的一端和電容c8的一端，電阻r20的另一端連接u5輸出的電源，電容c8的另一端連接電源地。