降壓調節器的低功率待機模式的製作方法

2023-04-28 09:12:46 3

本公開涉及電壓調節器的領域，且更具體而言，涉及一種能夠在低功耗待機模式和降壓模式中操作的電壓調節器。

背景技術：

降壓調節器是一種開關電壓調節器，其將未調節的輸入電壓轉換成較低的經調節的輸出電壓。電壓調節器所消耗的電流可以被分成兩部分，即提供給負載的功率和提供給降壓調節器本身的功率。

在正常操作中，當負載所需的電流處於某個範圍內時，調節器可以保持高轉換效率，因為提供給負載的功率遠高於提供給降壓調節器本身的功率。當負載所需的電流較低或甚至為零時，轉換效率低得多，因為從電源提供的功率中的大部分被提供給降壓調節器本身。

出於對當負載所需的電流較低時提高降壓調節器的效率的考慮，期望在降壓調節器的領域中有進一步的進展。

技術實現要素：

提供本概述以引入以下在具體實施方式中進一步描述的概念選擇。本概述並非旨在指出所要保護的主題的關鍵點或必要特徵，也不旨在用於輔助限制所要保護的主題的範圍。

本文所公開的電子器件包括：線性輸出級，被配置成根據輸入電壓生成至輸出節點的輸出電壓；降壓輸出級，被配置成根據輸入電壓生成至輸出節點的輸出電壓。控制電路被配置成：如果負載用於將所述輸出電壓維持在期望電平處所需的電流小於限制電流，則啟用所述線性輸出級且禁用所述降壓輸出級；以及如果負載用於將 輸出電壓維持在期望電平處所需的電流大於限制電流，則啟用所述降壓輸出級且在啟用所述降壓輸出級之後的延遲時間段處禁用所述線性輸出級。

本文還公開了一種電子器件包括：誤差放大器，被配置成根據參考電壓和來自反饋節點的反饋電壓來生成誤差節點上的誤差電壓；以及線性輸出級，被配置成按照使得流過輸出節點的輸出電流不大於限制電流的方式，根據來自輸入節點的輸入電壓生成至輸出節點的輸出電壓。降壓輸出級被配置成按照使得流過輸出節點的輸出電流大於限制電流的方式，根據所述輸入電壓生成至輸出節點的輸出電壓。反饋迴路將所述輸出節點耦合到所述反饋節點，以及控制電路被配置成：根據所述誤差電壓來選擇性地啟用和禁用所述線性輸出級和所述降壓輸出級，所述降壓輸出級的選擇性啟用在所述線性輸出級的選擇性禁用之前的延遲時間段處出現。

方法方面涉及一種方法，包括：生成限制電流；以及如果負載用於將較低輸出電壓維持在期望電平處所需的電流不大於限制電流，則使用線性輸出級將較高輸入電壓轉換成較低輸出電壓。所述方法還包括：如果負載用於將所述較低輸出電壓維持在期望電平處所需的電流大於所述限制電流，則在延遲時間段內使用降壓輸出級和線性輸出級並且在所述延遲時間段之後使用所述降壓輸出級，來將較高輸入電壓轉換成較低輸出電壓。

附圖說明

圖1是根據本公開的能夠在降壓模式和低功耗待機模式中操作的調節器的示意性框圖。

圖2是圖1的調節器的更詳細示意圖。

具體實施方式

在以下的描述中，闡述多種細節以提供對本公開的理解。然而，本領域技術人員將明白的是，本公開的實施例可以在沒有這些細節 的情況下進行實施，並且從所描述的實施例進行的多種變型或修改可以是可行的。

總體而言，這裡公開的是一種能夠在降壓模式以及低功率待機模式中操作的電壓調節器。為此，向降壓調節器添加限制電流的線性輸出級，以當負載需求電流低時在處於待機模式的同時在輸入和輸出之間傳導功率。同時，禁用在待機模式中無用的降壓輸出級，以節省功率。降壓調節器本身的誤差放大器在低功率模式期間控制線性輸出級。因而，電壓調節器當處於低功率模式時作為線性調節器工作並且當處於正常操作模式時作為降壓調節器工作。在誤差放大器的輸出和線性輸出級的輸入之間添加偏移電壓，以助於在線性模式和降壓模式之間進行切換。使用控制電路來確定將啟用電壓調節器的哪個部分。

更具體而言，在圖1中示出了電壓調節器100。電壓調節器100包括誤差放大器102，誤差放大器102接收參考電壓vref和反饋電壓vfb作為輸入並且生成至節點vc的誤差電壓vc。誤差放大器102具有被耦合至電源電壓vcc和接地的供電端子。補償網絡104被耦合在節點vc和接地之間。補償網絡104包括串聯耦合的電阻器r0和電容器c0，該串聯耦合的電阻器r0和電容器c0在節點vc和接地之間與電容器c1並聯耦合。

節點vc直接耦合到控制電路107、降壓輸出級120並且通過偏移生成器voffset而耦合到線性輸出級106。控制電路107向線性輸出級106和降壓調節器120二者提供輸出。線性輸出級106向輸出節點vout提供輸出，而降壓調節器120向電感器l1提供輸出，電感器l1耦合到輸出節點vout。二極體d1的陰極耦合到電感器l1的第一端子，並且二極體d1的陽極耦合至接地。如果所示降壓架構使用異步整流技術，則二極體d1是降壓架構的續流二極體。如果所示降壓架構使用同步整流技術，則二極體d1可以由低側開關取代。

串聯耦合的電阻器r1和r2被耦合在電感器l1的第二端子與接 地之間。負載電容器或輸出濾波器電容器cload被耦合在輸出節點vout與接地之間，並且負載130被耦合在輸出節點vout與接地之間。

在操作中，誤差放大器102根據參考電壓vref和反饋電壓vfb之間的差別來生成誤差節點vc上的誤差電壓vc。反饋電壓vfb是由分壓器在節點vfb處所分出的輸出電壓vout的電壓，該分壓器由被耦合在輸出節點vout與接地之間的電阻器r1和r2形成。補償網絡104提供環路穩定性。

控制電路107根據誤差電壓vc來選擇性地啟用和禁用線性輸出級106和降壓輸出級120。更具體地，當調節器在待機模式中操作時，如果所生成的誤差電壓vc在至少閾值時間段內低於閾值電壓，則控制電路107則啟用線性輸出級106並禁用降壓輸出級120。當調節器在正常操作模式中操作時，如果誤差電壓vc不低於閾值電壓，則控制電路107則禁用線性輸出級106並啟用降壓輸出級120。

線性輸出級106當被啟用時，按照使得流過輸出節點vout的輸出電流不大於限制電流的方式，根據輸入電壓vin來生成輸出電壓vout。限制電流在例如10ma量級上。相反，降壓輸出級120當被啟用時，被配置為按照使得流過輸出節點vout的輸出電流大於限制電流的方式，根據輸入電壓vin來生成輸出電壓vout。

因此，換言之，如果負載130為了將輸出電壓vout維持在期望電平處所需的電流不大於限制電流，則控制電路107啟用線性輸出級106並禁用降壓輸出級120，並且如果負載130為了將輸出電壓vout維持在期望電平處所需的電流大於限制電流，則控制電路107禁用線性輸出級106並啟用降壓輸出級120。

除了當在正常操作模式中操作時的功耗減小之外，由於限制電流，線性輸出級106的功率電晶體可以較小，也節省了矽面積。

參照圖2，將給出電壓調節器100的更多細節。具體而言，控制電路107包括被耦合到節點ov的電流生成器iov。電晶體m5的漏極被耦合到節點ov，源極通過電阻器r3被耦合至接地，柵極被耦 合至節點vc。第一延遲模塊108具有被耦合到節點ov的輸入和被耦合到nand門110的第二輸入的輸出。nand門110的第一輸入也被耦合到節點ov。nand門110的輸出被耦合到第二延遲模塊114的輸入，該第二延遲模塊114的輸出又被耦合到nand門112的第二輸入。nand門112的第一輸入被耦合到nand門110的輸出，並且nand門112的輸出被耦合到線性輸出級106。

更具體而言，線性輸出級106包括限制電流生成器ilim。電晶體m4的源極耦合到限制電流生成器ilim，漏極耦合到節點n2，柵極耦合到nand門112的輸出。電晶體m3的源極耦合到節點n2，漏極耦合到節點n1，控制端子通過偏移生成器voffset耦合到節點vc。

具有1:m比率的由電晶體m0和m1形成的電流鏡對的輸入被耦合到n1並且其輸出被耦合到輸出節點vout。具體地，電晶體m0和m1的源極耦合到輸入節點vin，柵極彼此耦合併且耦合到節點n1。電晶體m0的漏極形成至電流鏡的輸入並且耦合到節點n1，而電晶體m1的漏極形成電流鏡的輸出並且耦合到輸出節點vout。

降壓輸出級120包括電晶體m6，電晶體m6的源極通過電阻器r4耦合至接地，漏極耦合至節點n3，柵極耦合至節點vc。電阻器rref被耦合在節點n3和輸入節點vin之間。比較器122具有被耦合到節點n3的反向輸入以及被耦合到節點n4的非反向輸入。

觸發器126具有通過反相器124被耦合到節點ov的d輸入、被耦合到時鐘信號clk的時鐘輸入cp以及被耦合到比較器122的輸出的歸零輸入cd。觸發器126的q輸出被耦合到驅動器128，該驅動器128又被耦合到電晶體m2的柵極。電晶體m2的漏極被耦合到節點n4並且源極被耦合到節點n5。電阻器rsense被耦合在節點n4與輸入節點vin之間。

在操作中，電晶體m5和電阻器r3用於檢測vc處的電壓。如果誤差電壓vc高於閾值電壓，則節點ov處的電壓vov在邏輯低處生成。如果誤差電壓vc低於閾值電壓，則節點ov處的電壓vov 在邏輯高處生成。閾值電壓根據電晶體m5、電阻器r3和電流源iov而確定。

如果輸出電壓vout高於電壓調節器的目標電壓，則反饋電壓vfb經由誤差放大器102最終導致誤差電壓vc被驅動為低。如果誤差電壓vc低於閾值電壓，則將節點ov處的電壓vov生成為邏輯高以指示輸出電壓vout處於過電壓狀態。這發生在穿過負載130的電流降低至某個值時。

如前面說明的，節點ov通過反相器124連接到d觸發器126的d輸入，並且時鐘信號clk連接到d觸發器126的時鐘輸入cp。clk的上升沿將觸發器126的輸入d傳送至其q輸出。觸發器126的輸出用作電晶體m2的啟用信號。驅動器128驅動電晶體m2，因為電晶體m2的尺寸大，從而操控高電流。

因而，節點ov處的信號被用於確定電晶體m2是否在clk信號的進來的上升沿處導通。如果輸出電壓vout低於目標電壓，則電晶體m2導通，由此向負載130傳導功率。如果輸出電壓vout高於目標電壓，則電晶體m2不被導通。如果負載130從重負載變為輕負載，則輸出電壓vout將暫時高於目標電壓。在該時間段期間，節點ov處的信號處於邏輯高。控制電路107使用該信號確定是否將啟用線性輸出級106以及是否將禁用降壓輸出級120。

通過電晶體m6和電阻器r4從誤差電壓vc生成參考電流，以設置用於降壓輸出級120的電流反饋的峰值電流檢測的參考電流。該參考電流流過電阻器rref以生成參考電壓。電晶體m2是降壓輸出級120的高側開關，並且電阻器rsense感測電晶體m2中的電流。比較器122比較跨rsense的電壓與vref，以確定在電晶體m2導通之後在每個時鐘周期中哪個較低。如果vref較高，則比較器122的輸出生成pwm重置信號，以將觸發器126重置並且使電晶體m2截止。如果節點ov處的電壓vov較低，則觸發器126的d輸出為高。然後，在每個時鐘周期處，觸發器126的輸出通過時鐘信號clk的上升沿被觸發為高，並且因而電晶體m2導通並且電流流過電阻器 rsense。在同一時鐘周期內，如果跨rsense的電壓低於vref，則比較器122的輸出將觸發器126重置為低，以使電晶體m2截止。

在電壓調節器100的正常操作期間，當穿過負載130的電流穩定時，誤差電壓vc生成電阻器rref上的對應參考電流。選擇電晶體m5的尺寸、電阻器r3的電阻以及電流源iov的比率，使得能夠檢測電壓調節器100的過電壓行為。如果穿過負載130的電流低，則降壓輸出級120工作在其中電晶體m2每若干時鐘周期就導通的模式中。因而，在ov處的電壓vov對於若干時鐘周期為高。然後，如果在ov處的信號對於第一延遲時間保持高，則穿過負載130的電流低到足以由線性輸出級106供給。然後，電晶體m4導通，從而接通線性輸出級106。同時，降壓輸出級120被禁用以節省功率。這發生是因為反相器124對電壓vov的反向。因而，電壓調節器100然後在低功率待機模式中操作。

如果穿過負載130的電流增加使得高於線性輸出級106的限制電流ilim，則線性輸出級106無法適當地向負載130供電，並且輸出電壓vout下降。作為vref和vfb之間的差別的結果，誤差放大器102因而將誤差電壓vc驅動得更高。節點ov處的電壓vov然後通過電晶體m5和電阻器r3被驅動為低。降壓輸出級120然後被啟用以向負載130供電。

線性輸出級106和降壓輸出級130然後一起工作第二延遲時間。選擇voffset的電壓voffset以確保電晶體m3在此時充分導通，從而確保線性輸出級106工作以供給其最大輸出電流，其中降壓輸出級120根據需要向負載130供給額外電流。在第二延遲時間之後，電晶體m4截止，從而使線性輸出級106關斷。當電晶體m4截止時，電晶體m1的輸出電流被切斷。線性輸出級106因此然後被禁用。結果，降壓輸出級120然後單獨工作以對負載130供電。

關於限制電流ilim，如果電晶體m4導通，則電晶體m1的最大輸出電流被限制為ilim*m。然後電晶體m1的輸出電流由電晶體m3的柵極電壓控制，電晶體m3的柵極電壓由誤差電壓vc控制。vc 是vref與vfb之間的誤差電壓的放大值。所以，當電晶體m4導通時，線性輸出級106的輸出電流由具有被限制為ilim*m的最大電流的環路所控制。

電壓調節器100的設計提供各種優勢。首先，在低功率待機模式期間電壓調節器100的靜態電流非常低。而且，由於在低功率待機模式期間輸出電壓vout通過線性輸出級106被調節，在電壓調節器100的輸出節點vout處幾乎沒有波紋電壓。被添加到正常降壓調節器的組件數目並不大，因而並未過大地增加矽的尺寸來實現低功率待機模式。

儘管這裡參照特定方式、材料和實施例已經進行了之前的描述，但是並不旨在限於這裡公開的具體實施方式；而是擴展到諸如在所附權利要求的範圍內的所有功能上等同的結構、方法和使用。