開關電源裝置以及一次側控制電路的製作方法
2023-05-08 14:35:46 2
專利名稱：開關電源裝置以及一次側控制電路的製作方法
技術領域：
本發明涉及產生直流電源電壓的開關電源裝置以及使用變壓器的絕緣型
DC-DC變換器，尤其涉及有效應用於通過同步整流控制來進行二次側電路中
的整流的同步整流型DC-DC變換器的技術。
背景技術：
作為使用變壓器對輸入直流電壓進行變換來輸出不同電位的直流電壓的 電路，存在絕緣型DC-DC變換器。另外，在絕緣型DC-DC變換器中，為了 對從二次側線圈流出的電流進行整流，有的使用二極體，有的使用開關元件。 其中，使用二極體進行整流的變換器電路結構簡單，但存在由於二極體的正向 電壓Vf和流過二極體的電流I而產生整流損失Vf . I的問題。
因此，已知有將二極體替換為導通電阻小的開關元件(MOSFET等晶體 管)，通過同步控制來對該開關元件進行導通、截止控制，由此進行整流的同 步整流型DC-DC變換器。
另外，在絕緣型DC-DC變換器中，提出了為了在負荷變輕時降低消耗功 率而使控制一次側的開關元件的控制電路的動作停止的發明(例如專利文獻 1)。在開關電源電路的輕負荷時，伴隨開關元件的導通、截止動作的開關損失 比較大。專利文獻l的發明，在減小該開關損失的同時，還使生成其導通、截 止控制信號的控制電路停止，由此進一步降低了消耗功率。
專利文獻l:特開2002-233146號公報
發明內容
在輕負荷時使生成一次側的開關元件的導通、截止控制信號的控制電路停 止的專利文獻1的發明，具有在控制電路停止過程中輸出電壓下降而想要再啟 動控制電路時，控制電路的啟動滯後的問題。
另外，在通過二次側的開關元件的導通、截止控制來進行整流的同步整流 型DC-DC變換器中， 一般4全測二次側線圈中流過的電流的上升來得到使開關元件導通的時刻，但已知在使一次側的開關元件截止時，在一次側線圈中會產
生尖峰(spike)或振鈴(ringing),該尖峰或振鈴被傳遞到二次側線圈，成為 噪聲。為使二次側的開關元件不由於該噪聲而錯誤截止，而控制成一旦使二次 側的開關元件導通的信號上升，則在預定時間不下降。
本發明人對以下技術進行了研究在通過二次側的開關元件的導通、截止 控制進行整流的同步整流型DC-DC變換器中，為了在負荷變輕時降低消耗功 率，如圖6所示，在一次側的電路(PWM脈沖生成電路)中附加由比較器33 和AND門Gl構成的可控脈沖模式(burst mode )控制電路，將提供給二次側 的開關元件的PWM控制脈沖Vpwm強制截止(固定在低電平)。
圖6的電路，當負荷變輕，來自二次側的反饋電壓VFB變得比Vrefl高 時，比較器33的輸出Vcomp變為低電平，關閉AND門Gl來切斷PWM控 制脈衝Vpwm,由此將G1的輸出Vout固定在低電平。該電路在輕負荷時不使 控制電路停止，因此在二次側的電壓下降而想要重新開始基於PWM輸出Vout 的一次側開關元件的導通、截止控制時，通過打開門Gl可以立刻4吏PWM控 制脈衝Vpwm通過，因此PWM輸出Vout的供給不會滯後。
但是，在圖6所示的可控脈沖模式控制電路中，將一次側的開關元件導 通.截止的PWM輸出Vout的脈衝寬度，在可控脈衝才莫式的開始、結束時如 圖7(c)中符號P1、 P2所示，有時PWM輸出Vout的脈衝寬度縮短。在專利 文獻1中記載的那樣的二極體整流型的DC-DC變換器中，當二次側線圈的電 流減小時，整流用二極體自動截止，因此不會由於這樣的脈衝寬度的減少而產 生電'流的逆;危。
然而，在同步整流型DC-DC變換器中，如前所述，被控制成一旦使二次 側的開關元件導通的信號上升時，例如圖7 (e)所示，在預定時間TO的期間 不下降。另外，在二次側線圈中感生的電流的峰值與一次側的PWM控制脈沖 的脈沖寬度成比例，脈衝寬度越狹窄峰值越小。因此，在可控脈衝模式中，當 一次側PWM輸出Vout的脈衝寬度如Pl、 P2那樣變窄時，如圖7 (f)所示， 顯然有在二次側的開關元件導通的期間在二次側線圈中流過逆向電流lr的問
題。由此，也要考慮電路發生誤動作的情況。
本發明是著眼於上述問題而作出的，其目的在於，在設置了可控脈衝模式
5的同步整流型DC-DC變換器中，使二次側的電流不逆流。
本發明為了實現上述目的，提供一種同步整流型DC-DC變換器，其具備 電壓變換用的變壓器；與該變壓器的一次側線圈連接的開關元件以及進行其導 通、截止控制的控制電路；與二次側線圈連接的同步整流用開關元件以及進行 其導通、截止控制的控制電路，並設置了在負荷變輕時將一次側的開關元件的 控制信號截止的可控脈沖模式，在該同步整流型DC-DC變換器中設置了脈衝 寬度保證電路，該脈沖寬度保證電路在進入可控脈衝模式時以及從可控脈衝模 式脫離時，使得對與一次側線圈連接的開關元件進行導通、截止控制的控制信 號的脈衝寬度不變成PWM脈衝本來的寬度以下。
更具體地說，提供一種同步整流型開關電源裝置，其具備電壓變換用的 變壓器；使電流流過該變壓器的一次側線圈的第1開關元件；對該第1開關元 件進行導通、截止控制的第l控制電路；對所述變壓器的二次側線圈的電流進 行整流的第2開關元件；以及對該第2開關元件進行導通、截止控制的第2 控制電路，所述第2控制電路保證使所述第2開關元件導通、截止的信號的最 小導通期間，在該開關電源裝置中，所述第l控制電路具備PWM脈沖生成 電路，其根據來自所述變壓器的二次側電路的反饋電壓，生成用於對所述第l 開關元件進行導通、截止控制的PWM控制脈衝；可控脈沖模式控制電路，其 根據所述反饋電壓，在輕負荷時使所述第1開關元件的控制信號為截止；以及 脈沖寬度保證電路，其在進入可控脈衝模式時以及從可控脈衝模式脫離時，使 得對所述第1開關元件進行導通、截止控制的控制信號的脈沖寬度不變成 PWM脈衝本來的寬度以下。由此，可以防止在二次側線圈中流過逆向電流而 使二次側控制電路誤動作。
在此，理想的是，所述可控脈衝模式控制電路具備比較所述反饋電壓和 預定電平的參考電壓的、具有滯後特性的比較器；和根據該比較器的輸出，通 過或切斷從所述PWM脈沖生成電路輸出的PWM控制脈衝的門單元，所述脈 沖寬度保證電路，具備鎖存所述比較器的輸出的鎖存電路，根據該鎖存電路的 輸出控制所述門單元。由此，通過追加比較簡單的電路，可以保證控制信號的 脈衝寬度不變成本來的寬度以下，同時可以實現抗噪聲能力強的電路。
另外，所述鎖存電路可由在時鐘端子上接收所述PWM控制脈衝或與其同步的信號，在數據端子上接收所述比較器的輸出的D型觸發器構成。而且， 所述PWM脈衝生成電路，可具備固定所述反饋電壓的電壓鉗位單元，可通過 由該電壓鉗位單元鉗位所述反饋電壓，使得生成的PWM控制脈衝的脈衝寬度 不變成預定的寬度以下。
如上所述，遵照本發明，取得了在設置了可控脈衝模式的同步整流型 DC-DC變換器中，可以使二次側的電流不逆流的效果。
圖1是表示應用了本發明的同步整流型DC-DC變換器的一個實施方式的 系統結構圖。
圖2是表示構成圖1的實施方式的DC-DC變換器的一次側控制電路的結 構例的框圖。
圖3是表示圖2的一次側控制電路的負荷變化時的動作的時序圖。 圖4是表示圖2的一次側控制電路的第一變形例的框圖。 圖5是表示圖2的一次側控制電路的第二變形例的框圖。 圖6是表示在本發明之前研究的同步整流型DC-DC變換器的一次側控制 電路的4匡圖。
圖7是表示圖6的控制電路的負荷變化時的動作的時序圖。 符號說明
10:直流電源；20:變壓器；30: —次側控制電^^ ( 一次側IC); 31:時鐘生成電路；32: PWM脈衝生成電路；33:比較器； 40: 二次側控制電路(二次側IC); 50:反々貴電路； SW1: —次側開關MOSFET; SW2: 二次側開關MOSFET; SWG:鋸齒波生成電路；PCMP: PWM比較器；CLP:鉗位單元。
具體實施例方式
以下，根據
本發明的優選實施方式。
圖1表示應用了本發明的同步整流型DC-DC變換器的一個實施方式。 本實施方式的DC-DC變換器不是被特別限定的DC-DC變換器，具備直 流電源10、電容C1和把來自所述直流電源IO的直流電壓Vin (DC)輸入一 次側線圈LI的變壓器20。該變壓器20的一次側線圈LI的另一端子經由作為開關元件的M0SFETSW1與接地點相連。變壓器20的二次側線圈L2的一個 端子經由同步整流用的開關MOSFETSW2與接地點相連。另外，在二次側線 圏L2的另 一端子和接地點之間連接了濾波用電容器C2、和用於檢測二次側電 壓的串聯電阻R1、 R2。與電容器C2並聯連接的RL是負載。
而且，在該實施方式的DC-DC變換器中設置有 一次側控制用半導體集 成電路(以下稱為一次側IC或一次側控制電路)30,其生成被供給到上述開 關MOSFETSW1的柵極端子，對SW1進行導通、截止控制的控制信號(PWM 控制脈沖)；二次側控制用半導體集成電路(以下稱為二次側IC或二次側控制 電路)40，其生成被供給到上述開關MOSFET SW2的柵極端子，對SW2進 行導通、截止控制的同步整流控制信號；以及反饋電路50,其將以上述串聯 電阻R1、R2的電阻比分壓的電壓作為反饋電壓VFB提供給上述一次側IC30。
二次側IC40監視二次側線圈L2的端子電壓，僅在二次側線圈L2中流過 從接地點向濾波用電容器C2的電流的期間，生成〗吏開關MOSFET SW2導通 的控制信號VGS，並施加在SW2的柵極端子上。反4貴電路50由光耦合器那 樣的絕緣型信號傳遞單元而構成。
圖2中表示了本實施方式的DC-DC變換器中的一次側控制電路30的結構例。
圖2的一次側控制電路30具備生成預定頻率的時鐘信號CLK的時鐘生 成電路31;以及由根據生成的時鐘信號CLK產生預定頻率的鋸齒波(三角波) 的鋸齒波生成電路SWG、和比較所生成的鋸齒波和來自上述反饋電路50的反 饋電壓VFB來生成PWM控制脈衝Vpwm的PWM比較器PCMP等構成的 PWM脈衝生成電路32。
另外， 一次側控制電路30具備可控脈沖模式控制電路，該可控脈衝模式 控制電路由以下部分構成反饋電壓VFB以及預定的參考電壓Vref作為輸入 的比較器33;將通過反相器把上述PWM脈衝生成電路32的輸出反轉後的信 號輸入時鐘端子，將比較器33的輸出輸入數據端子，與時鐘端子的輸入信號 的上升沿同步地取得數據來保存的D型(延遲型)觸發器FF1;以及以PWM 脈衝生成電路32的輸出以及觸發器FF1的輸出作為輸入的AND門Gl等。
在上述PWM脈衝生成電路32中，設置使反饋電壓VFB不上升到預定值以上的鉗位電路CLP,保證PWM控制脈沖Vpwm的脈沖寬度不變成預定的 寬度以下。在二次側控制電路中，在保證了同步整流控制信號VGS的脈衝寬 度的情況下，當PWM控制脈沖Vpwm的脈沖寬度變得比由二次側電感值、 輸出電壓等決定的預定的VGS的脈衝寬度狹窄時，在二次側的開關MOSFET SW2導通的期間，有可能在二次側線圈中流過逆流Ir，因此，在一次側的控 制電路30中也保證PWM控制脈衝Vpwm的脈衝寬度不比預定的寬度狹窄。 而且，有時進行鉗位以使VFB不變成預定值以下，保證PWM控制脈衝Vpwm 的脈沖寬度不比預定的寬度寬。
另外，在上述比較器33中使用了以兩個電壓Vrefl 、 Vref2 ( Vrefl〉Vref2 ) 作為閾值的具有滯後特性的電路。通過使用具有滯後特性的電路，即使反饋電 壓VFB中載有噪聲，也可以不對其敏感地反應。
圖2的一次側控制電路30,在負荷變輕、來自二次側的反饋電壓VFB變 得比Vrefl高時，比較器33的輸出Vcomp變為低電平，該低電平與PWM控 制脈衝Vpwm的下降沿同步地被取入觸發器FF1 (圖3的時刻tl )。並且，當 觸發器FF1的輸出變為低電平時，關閉AND門Gl來切斷PWM控制脈沖 Vpwm,由此將開關MOSFET SW1的柵極電壓固定在低電平，強制地成為截 止狀態(時刻t2)。
另外，當來自二次側的反饋電壓VFB下降，變得比Vref2低時(時刻t3 ), 比較器33的輸出Vcomp變為高電平，該高電平與PWM控制脈衝Vpwm的下 降沿同步地被取入觸發器FF1 (時刻t4)。並且，當觸發器FF1的輸出變為高 電平時，打開AND門Gl以使PWM控制脈沖Vpwm通過，因此，PWM控 制脈衝Vpwm作為控制信號(PWM輸出)Vout ^U是供給一次側開關MOSFET SW1的柵極端子來進行導通、截止控制(時刻t5)。該實施方式的電路，在輕 負荷時不使控制電路停止，因此在二次側的電壓下降而想要重新開始一次側開 關MOSFETSWl的導通、截止控制時，PWM輸出Vout的供給不會滯後，二 次側的電壓的恢復不會滯後。
而且，在本發明之前研究的圖6所示的控制電路，將一次側的開關元件導 通、截止的PWM輸出Vout的脈沖寬度，在可控脈衝模式的開始、結束時有 時如圖7(c)中符號P1、 P2所示那樣變短，但在圖2所示的本發明的控制電
9路中，如圖3(d)所示，PWM輸出Vout的脈衝寬度在可控脈衝模式的開始、 結束時不變窄。由此，即使如圖7(e)所示，控制成一旦使二次側的開關元 件(SW2)導通的信號上升，則在預定時間T0的期間不降低，也可以避免在 二次側的開關元件導通的期間，在二次側線圈中流過逆向電流Ir的情況。
圖4和圖5表示上述實施方式的DC-DC變換器的變形例。其中，圖4的 變形例，作為輸入觸發器FF1的時鐘端子的信號，代替PWM控制脈沖Vpwm 而使用由時鐘發生電路31生成的時鐘信號CLK來提供鎖存定時。
另夕卜，圖5的變形例，作為輸入觸發器FF1的時鐘端子的信號，代替PWM 控制脈衝Vpwm而使用與提供給PWM脈衝生成電^各32的時鐘信號CLK1不 同的另一時鐘信號CLK2。該時鐘信號CLK2，若與CLK1同步則也可以從外 部提供。
以上，說明了本發明的一個實施方式，但本發明不限定於上述實施方式， 根據本發明的技術思想可以進行各種變更。例如，在所述實施方式中說明了在 變壓器20的二次側的線圈為1個的半波整流型DC-DC變換器中應用的技術， 但也可以應用於在變壓器20的二次側具有兩個線圈，設置有與各線圈對應的 兩個開關元件的兩波同步整流型DC-DC變換器。
另外，在所述實施方式中，作為開關元件而使用了 MOSFET,但也可以 使用雙極性電晶體等其他種類的電晶體。而且，在一次側控制電路的輸出電路 中使用了通過觸發器FF1的輸出來控制的AND門Gl,《旦也可以使用NOR門 等其他種類的邏輯門或由MOSFET構成的傳輸門。
產業上的可利用性
以上說明了將本發明應用於DC-DC變換器的例子，但本發明不限定於此， 也可以應用於在圖1的一次側電路的前級設置由二極體橋電路等構成的整流 電路，把對交流電壓整流而得的直流輸入一次側線圈的AC-DC變換器。本發 明可以廣泛應用於在一次側的線圈和二次側的線圈上分別連接了開關元件的 開關電源裝置。
權利要求
1.一種同步整流型開關電源裝置，其具備電壓變換用的變壓器；使電流流過該變壓器的一次側線圈的第1開關元件；對該第1開關元件進行導通、截止控制的第1控制電路；對所述變壓器的二次側線圈的電流進行整流的第2開關元件；以及對該第2開關元件進行導通、截止控制的第2控制電路，所述第2控制電路保證使所述第2開關元件導通、截止的信號的最小導通期間，該開關電源裝置的特徵在於，所述第1控制電路具備PWM脈衝生成電路，其根據來自所述變壓器的二次側電路的反饋電壓，生成用於對所述第1開關元件進行導通、截止控制的PWM控制脈衝；可控脈衝模式控制電路，其根據所述反饋電壓，在輕負荷時使所述第1開關元件的控制信號為截止；以及脈衝寬度保證電路，其在進入可控脈衝模式時以及從可控脈衝模式脫離時，使得對所述第1開關元件進行導通、截止控制的控制信號的脈衝寬度不變成PWM脈衝本來的寬度以下。
2. 根據權利要求1所述的開關電源裝置，其特徵在於， 所述可控脈衝模式控制電路具備比較所述反饋電壓和預定電平的參考電壓的、具有滯後特性的比較器；和根據該比較器的輸出，通過或切斷從所述 PWM脈衝生成電路輸出的PWM控制脈衝的門單元，所述脈沖寬度保證電路，具備鎖存所述比較器的輸出的鎖存電路，由該鎖 存電路的輸出控制所述門單元。
3. 根據權利要求2所述的開關電源裝置，其特徵在於， 所述鎖存電路，是在時鐘端子上接收所述PWM控制脈衝或與其同步的信號、在數據端子上接收所述比較器的輸出的D型觸發器。
4. 根據權利要求1~3中任意一項所述的開關電源裝置，其特徵在於， 所述PWM脈衝生成電路，具備對所述反饋電壓進行鉗位的電壓鉗位單元，通過由該電壓鉗位單元鉗位所述反饋電壓，使得生成的PWM控制脈衝的 脈衝寬度不變成預定的寬度以下。
5. —種構成同步整流型開關電源裝置的一次側控制電路，所述同步整流 型開關電源裝置，通過第1開關元件在變壓器的一次側線圈中間歇地流過電流，對於由此在所述變壓器的二次側線圈中感生的電流，通過第2開關元件的導通、截止控制進行整流，來生成二次側電壓，該一次側控制電路的特徵在於，具備PWM脈沖生成電路，其根據來自所述變壓器的二次側電路的反饋電壓， 生成用於對所述第1開關元件進行導通、截止控制的PWM控制脈衝；可控脈沖模式控制電路，其根據所述反饋電壓，在輕負荷時使所述第1 開關元件的控制信號為截止；以及脈衝寬度保證電路，其在進入可控脈衝模式時以及從可控脈衝模式脫離 時，使得對所述第1開關元件進行導通、截止控制的控制信號的脈沖寬度不變 成PWM脈沖本來的寬度以下。
6. 根據權利要求5所述的開關電源裝置的一次側控制電路，其特徵在於， 所述可控脈沖模式控制電路具備比較所述反饋電壓和預定電平的參考電壓的、具有滯後特性的比較器；和根據該比較器的輸出，通過或切斷從所述 PWM脈沖生成電路輸出的PWM控制脈衝的門單元，所述脈衝寬度保證電路，具備鎖存所述比較器的輸出的鎖存電路，由該鎖 存電路的輸出控制所述門單元。
7. 根據權利要求6所述的開關電源裝置的一次側控制電路，其特徵在於， 所述鎖存電路，是在時鐘端子上接收所述PWM控制脈衝或與其同步的信號、在數據端子上接收所述比較器的輸出的D型觸發器。
8. 才艮據權利要求5~7中任意一項所述的開關電源裝置的一次側控制電 路，其特徵在於，所述PWM脈衝生成電路，具備對所述反饋電壓進行鉗位的電壓鉗位單 元，通過由該電壓箝位單元鉗位所述反饋電壓，使得生成的PWM控制脈衝的 脈衝寬度不變成預定的寬度以下。
全文摘要
在設置了可控脈衝模式的同步整流型DC-DC變換器中，做到使二次側的電流不發生逆流。在具備電壓變換用的變壓器(20)、與該變壓器的一次側線圈連接的開關元件(SW1)以及進行其導通、截止控制的一次側控制電路(30)、與二次側線圈連接的同步整流用開關元件(SW2)以及進行其導通、截止控制的二次側控制電路(40)，並設置了在負荷變輕時將一次側的開關元件的控制信號截止的可控脈衝模式的同步整流型DC-DC變換器中，設置了這樣的脈衝寬度保證電路(FF1)，亦即，在進入可控脈衝模式時以及從可控脈衝模式脫離時，使得對與一次側線圈連接的開關元件進行導通、截止控制的控制信號的脈衝寬度不變成PWM脈衝本來的寬度以下。
文檔編號H02M3/28GK101669273SQ20088001377
公開日2010年3月10日 申請日期2008年6月11日 優先權日2007年6月14日
發明者佐藤武史, 日向寺拓未 申請人:三美電機株式會社