馬達系統以及壓縮機的製作方法

2024-03-23 09:45:05

本發明涉及馬達系統以及壓縮機。

背景技術：

專利文獻1記載有提供能夠用少量的電晶體控制大量的電磁鐵的電流控制裝置的結構。專利文獻2記載有線性馬達。

專利文獻

專利文獻1：日本特開平8-145056號公報

專利文獻2：日本再公表專利wo2011/154995號小冊子

技術實現要素：

專利文獻1涉及旋轉體的磁軸承，對分別隔著轉子側的鐵芯9而對置的兩個電磁鐵6、7的各個電磁鐵分別提供從具有六個開關元件的逆變器橋3獲得的線間電壓vu-n、vv-n(參照圖1、2等)。也就是說，在專利文獻1中，對對置的兩個電磁鐵6、7施加不同的線間電壓。由此，控制作為控制對象的鐵芯9的一個方向的位置。

專利文獻1是控制鐵芯9的一個方向的位置的發明，在控制兩個方向以上的位置的情況下，需要將同樣的結構設置兩個以上。在開關元件的需要數量增加時，導致成本增加、裝置大型化。

此外，專利文獻1所公開的對電磁鐵6、7輸出的兩個線間電壓值vu-n、vv-n，如專利文獻1的圖5、6、圖7所示，並未公開使有無極性切換以及有無頻率分量的特性相同、而利用不同特性的線間電壓值的方法。

專利文獻2公開有被配置為夾入並保持配置於可動件的磁鐵的多個磁極、集中卷繞於多個磁極的繞組以及由磁性材料和交替排列磁鐵的極性的磁鐵列構成的可動件(摘要)。

專利文獻2未公開對可動件施加兩個方向的力的結構。另外，未公開使可動件懸浮的結構。

本發明是鑑於上述理由而完成的，提供一種馬達系統，具備：電力變換裝置，具有第一、第二及第三上下支路，該第一、第二以及第三上下支路是串聯連接兩個開關元件而成的；控制對象；以及第一負載，具有與該控制對象對置的磁極齒以及卷繞於該磁極齒的繞組，所述馬達系統的特徵在於，具有第二負載，該第二負載具有隔著所述控制對象而在第二方向對置的兩個磁極齒和卷繞於該磁極齒的一方或者兩方的繞組，所述電力變換裝置通過向所述第一負載的輸出對所述控制對象施加第一方向的力，通過向所述第二負載的輸出對所述控制對象施加第二方向的力。

根據本發明，能夠提供能夠在抑制開關元件的需要數量的同時控制控制對象的多方向的位置的馬達系統。

上述以外的課題、結構以及效果通過以下的實施例的說明將更加明確。

附圖說明

圖1是實施例1的線性馬達系統的示意圖。

圖2是實施例1的線性馬達系統的示意圖。

圖3是實施例1的線性馬達系統的示意圖。

圖4是表示實施例1的可動件的位置與(a)電流波形的關係、(b)推力的關係的圖。

圖5是表示實施例1的電流的相位與永久磁鐵的位置的關係的圖。

圖6是表示實施例1的可動件的位置與各相的電壓指令值的關係的圖。

圖7是表示實施例1的可動件的位置與各相的線間電壓指令值的關係的圖。

圖8是表示實施例1的進行了可動件的前後方向位置的控制的情況的電壓指令值的圖。

圖9是表示實施例1的進行了可動件的前後方向位置的控制的情況的線間電壓的圖。

圖10是表示實施例1的進行了可動件的上下方向位置的控制的情況的電壓指令值的圖。

圖11是表示實施例1的進行了可動件的上下方向位置的控制的情況的線間電壓的圖。

圖12是表示實施例1的電壓指令值的其它例的圖。

圖13是表示實施例1的w相的電壓指令值達到上下限時的電壓指令值的圖。

圖14是表示實施例1的w相的電壓指令值達到上下限時的線間電壓的圖。

圖15是表示實施例1的控制部的結構以及輸入輸出關係的圖。

圖16是表示實施例1的電壓指令值製作器的結構的圖。

圖17是實施例1的驅動用電樞的立體圖。

圖18是實施例1的驅動用電樞的側面剖面立體圖。

圖19是實施例1的驅動用電樞和磁懸浮用電樞的立體圖。

圖20是實施例1的驅動用電樞和磁懸浮用電樞的側面示意圖。

圖21是實施例1的磁懸浮用電樞以及可動件的正面示意圖。

圖22是表示實施例2的電力變換電路的電壓指令值的圖。

圖23是表示實施例2的電力變換電路的線間電壓的圖。

圖24是表示實施例3的線性馬達的三個驅動用電樞、懸浮用電樞、電力變換電路的連接關係的圖。

圖25的(a)是表示分別流三個驅動用電樞的對稱三相交流電流、(b)是可動件通過各驅動用電樞而受到的推力的圖。

圖26是表示實施例3的對三個驅動用電樞的電壓指令值和懸浮用電樞接受的電壓值vu+v+w的圖。

圖27是表示實施例3的可動件以及各電樞的排列的側面示意圖。

圖28是實施例3的電壓指令值製作器的框圖。

圖29是實施例4的壓縮機的縱剖面圖。

圖30是實施例4的壓縮機的去掉密閉容器3的立體圖

圖31是實施例4的去掉密閉容器的水平剖面的立體圖。

圖32是作為具有搭載有線性馬達的壓縮機的設備的一個例子的實施例5的電冰箱的縱剖面圖。

(符號說明)

1：氣缸體；1a：氣缸；2：永久磁鐵；3：密閉容器；4：活塞；5：定子；6：可動件(控制對象)；6a：永久磁鐵；6b：可動件框架；7：磁極；7e：連接磁極齒的鐵芯；8：繞組；9a：驅動用電樞(第一負載)；9b：懸浮用電樞(第二負載)；10：橋；11：隔件；16：氣缸頭；17：頭罩；20：壓縮要素；22：頂部包裝；23：共振彈簧；24：引導杆；25：終端框架；30：電動要素；40：吐出閥裝置；49：支撐彈簧；50：密閉型壓縮機；70：磁極齒；100：線性馬達系統；101：電力變換裝置；102：控制部；103：控制部；104：線性馬達；105：電力變換電路；120：直流電壓源；122：開關元件；123：柵極驅動器電路；124：驅動信號；131：電壓振幅製作部；132：交流電壓指令值製作部；135：偏心/傾斜檢測部；136：分壓電阻。

具體實施方式

以下，參照添附的附圖來說明本發明的實施例。對同樣的構成要素附加相同的符號，省略相同的說明。另外，有時將前後方向、上下方向、左右方向分別稱為第一方向、第二方向、第三方向。

實施例1

作為馬達系統的一個例子的線性馬達系統100具有具備電力變換電路105的電力變換裝置101以及線性馬達104。電力變換裝置101將作為馬達的一個例子的線性馬達104的可動件6作為控制對象。線性馬達104具有對可動件6提供推力的驅動用電樞9a以及提供磁懸浮力的懸浮用電樞9b。

本實施例中的第一負載是驅動用電樞9a，第二負載9b是懸浮用電樞9b。以下，將第一負載和第二負載總稱為負載，將驅動用電樞9a和懸浮用電樞9b總稱為電樞9。

[線性馬達系統100]

圖1是本實施例的線性馬達系統100的示意圖。示出經由逆變器121輸出到線性馬達104的電流的流動等。

電力變換電路105具有逆變器121、直流電壓源120、柵極驅動器電路123。逆變器121具有六個開關元件122(例如igbt、mos-fet等半導體開關元件)。使電力向直流電壓源120環流的環流二極體連接於各開關元件122。開關元件122被兩個兩個地串聯連接。將串聯連接的兩個開關元件122稱為上下支路。

在連接兩個開關元件的導線從連接點cp1-cp3分別延伸出連接到線性馬達104的驅動用電樞9a以及懸浮用電樞9b中的任意電樞的導線。通過控制上下支路的開關(on-off)而對來自直流電壓源120的輸入進行操作，能夠控制經由連接點cp1-cp3輸出的電流或者電壓。通過來自電力變換電路105的輸出對線性馬達104的繞組8施加電流，從而能夠控制作為控制對象的可動件6的兩個方向的位置。

以下，將連接點cp1-cp3所屬的各上下支路、與連接點cp1-cp3連接的導線或者流過該導線的電流或者電壓分別稱為u相、v相、w相。

開關元件122基於由後述的控制部102生成的三相交流電壓指令值，根據柵極驅動器電路123輸出的脈衝狀的驅動信號(124a～124f)進行開關動作。以下，說明為通過驅動信號對輸出電壓值進行指令控制，但即使對輸出電流值進行控制時也能夠同樣進行。

此外，在電力變換電路105的直流側附加有分流電阻125的情況下，能夠利用在用於在流過過大的電流時保護開關元件122的過電流保護電路或後述的單電阻電流檢測方式等。

圖1所示的電流檢測單元107檢測流過線性馬達104或者電力變換電路105的三相的交流電流內的、流過兩相的電流。雖然也可以檢測全部相的交流電流，但根據基爾霍夫的法則，只要能夠檢測三相中的兩相，則能夠根據所檢測出的兩相計算另一相。

作為檢測流過線性馬達104或者電力變換電路105的交流信號的其它方式，例如有從流過附加在電力變換電路105的直流側的分流電阻125的直流電流來檢測電力變換電路105的交流側的電流的單電阻電流檢測方式。在該方式中，利用如下事實：根據構成電力變換電路105的開關元件的通電狀態，分流電阻125中流過與電力變換電路105的各相的交流電流等同的電流。流過分流電阻125的電流隨時間變化，所以需要以驅動信號124變化的定時為基準在適當的定時檢測電流。雖然未圖示，電流檢測單元107也可以使用單電阻電流檢測方式。

圖2是本實施例的線性馬達系統100的示意圖。線性馬達104具有與電力變換電路105連接的兩個電樞9(驅動用電樞9a、懸浮用電樞9b)。在本實施例中，具有一個驅動用電樞9a和一個懸浮用電樞9b，但也可以分別是兩個以上。懸浮用電樞9b優選分別設置於可動件6的重心單位前側以及後側。

電力變換電路105對驅動用電樞9a輸出u相以及v相的線間電壓vu-v，對懸浮用電樞9b輸出v相以及w相的線間電壓vv-w。驅動用電樞9a、懸浮用電樞9b都具有基於線圈(繞組8)的電感。各電樞9的構造、繞組8的配置等的詳情後述。能夠根據與電力變換電路105連接的設備(在本實施例中線性馬達104)，使負載9為電感、電阻、電容或者它們的組合。

圖3是本實施例的線性馬達系統100的示意圖。線性馬達系統100具有電力變換裝置101和線性馬達104。

電力變換裝置101具有：控制部102，輸出電力變換電路105的輸出電壓指令值；電力變換電路105；位置檢測部106，檢測或者推測可動件6的前後方向位置；以及偏心/傾斜檢測部135，檢測或者推測可動件6的上下方向的位置(偏心)或者前後方向或左右方向的傾斜。

以下，將線性馬達104的電樞9以及可動件6的相對運動方向稱為「前後方向」。控制部102能夠從位置檢測部106和偏心/傾斜檢測部135得到可動件6的往復運動位置和偏心/傾斜的信息。此外，未必一定是上下方向與重力方向平行，也可以前後方向、左右方向或者其以外的方向與重力方向平行。

關於控制部102進行的控制的詳情後述。本實施例的電力變換電路105使用六個開關元件122來控制向驅動用電樞9a以及懸浮用電樞9b的輸出。驅動用電樞9a能夠控制可動件6的前後方向位置，懸浮用電樞能夠控制可動件6的上下方向位置。

可動件6例如通過施加於驅動用電樞9a的正弦波交流電流而接受前後方向的力(推力)，通過施加於懸浮用電樞9b的正負可變直流電流而接受上下方向的力(磁懸浮力)。關於正負可變直流電流，後述。

如圖3所示，電樞9具有卷繞有繞組8的磁極7。磁極7具有隔開空隙而相互在上下方向對置的兩個磁極齒70(參照例如圖18)。可動件6配置於該空隙。另外，對置的磁極齒70未必在俯視時一定完全重疊，也可以在前後方向或者左右方向稍微錯開而對置。驅動用電樞9a具有兩個磁極齒組(即四個磁極齒)，懸浮用電樞9b具有一個磁極齒組(即兩個磁極齒)。但是，驅動用電樞9a只要具有一個以上的磁極齒則沒有特別限制，並且，懸浮用電樞9b只要具有一組以上的磁極齒組則沒有特別限制。

可動件6設置有上下方向磁化的平板狀的永久磁鐵2。能夠與驅動用電樞9a的磁極齒70以及懸浮用電樞9b的磁極齒組分別對置的永久磁鐵2a、2b各自只要有一塊以上則沒有特別限制。在設置有多塊與驅動用電樞9a對置的永久磁鐵2a的情況下，它們被排列成n極和s極交替。此外，永久磁鐵2a的前後方向長度和永久磁鐵2b的前後方向長度能夠相等，但優選永久磁鐵2b的一方更長。由此，即使改變可動件6的前後方向運動長度，也能夠穩定地向可動件6施加磁懸浮力。此外，也可以使懸浮用電樞9b的磁極齒70的前後方向長度比驅動用電樞9a的磁極齒70的前後方向長度長。

[可動件6的驅動]

圖4的(a)是表示可動件6的前後方向位置與施加到驅動用電樞9a的電流波形的關係的圖、圖4的(b)表示由此可動件6的永久磁鐵2所產生的推力的圖。如圖5所示，關於可動件6的位置，將與作為基準的驅動用電樞9a的某個磁極齒70a正對的位置的電氣角表示為0，將往復運動的一側的振幅長度表示為π，將相反側的振幅長度表示為-π。此外，省略了與磁極齒70a對置的磁極齒70b的圖示。

關於可動件6的前後方向位置(相位)，將電氣角的一個周期表示為2π。在此，以如下情況為例子進行說明：在相位是0時，磁極齒70a的中心與可動件6的永久磁鐵2ab的n極的中心對置，在相位是π/2時，磁極齒的中心與永久磁鐵2ab和永久磁鐵2ac的中間對置。

與磁極齒70a對置的永久磁鐵的極性根據可動件6的相位而不同。通過對驅動用電樞9a施加與該極性的變化匹配的交流電流(在本實施例中為正弦波交流電流)，可動件6得到圖4(b)所示的進行半波整流了的推力。也就是說，可動件6得到向前後方向(第一方向)的力。

本實施例的線性馬達104是同步式馬達，也可以將圖4的橫軸作為時間來觀察。此時，圖4能夠解釋為電流波形及推力的時間變化的圖。

能夠應用公知的同步式馬達技術進行這些向可動件6推力的施加。另外，因為構成為電樞9的上側的磁極齒70a和下側的磁極齒70b的磁化極性相反，所以能夠與圖4、5同樣地說明下側磁極齒70b與永久磁鐵2的關係。

參照圖3，說明向可動件6施加懸浮力的情況。設為與懸浮用電樞9b對置的永久磁鐵2b的極性在上方向為n極(即在下方向為s極)。此時，控制向懸浮用電樞9b的輸出電流，以使得將懸浮用電樞9b的上側的磁極齒70a磁化為n極、將下側的磁極齒70b磁化為s極。即，控制輸出電流，以使得懸浮用電樞9b的上側磁極齒70e、下側磁極齒70f各自的磁化極性和與懸浮用電樞9b對置的永久磁鐵2的上側面、下側面各自的磁化極性相同。由此，能夠對可動件6施加磁極齒70e、70f的上下方向中間位置穩定的電動勢。即，可動件6得到向上下方向(第二方向)的力。由此，可動件6懸浮於空隙。通過將向懸浮用電樞9b的輸出電流保持為恆定(設為恆定電流)，能夠以未對可動件6施加外力的狀態使可動件6的上下方向位置穩定化。

在此，在可動件6由於幹擾而在前後方向或者左右方向傾斜或者在上下方向上偏心的情況下，需要補償或者控制可動件6的位置。因此，需要控制向懸浮用電樞9b的輸出電流的大小和極性。即，向懸浮用電樞9b的輸出優選為能夠控制大小以及極性、且除了大小或者極性變更時以外實質上由直流分量構成的輸出信號。以下，將這樣的信號稱為「正負可變直流信號」。本實施例的正負可變直流信號，對應於可動件6的偏心或者傾斜的產生而變更大小或者極性。

懸浮用電樞9b的對置的磁極齒70分別位於可動件6的永久磁鐵2b的上下側，所以通過施加一個線間電壓vv-w，能夠使懸浮用電樞9b的兩個磁極齒70磁化。由此，能夠對可動件6提供懸浮力。此外，與懸浮用電樞9b對置的永久磁鐵在本實施例中是永久磁鐵2b，但也可以包括其它永久磁鐵2。

圖6是表示電壓指令值(驅動信號)相對於可動件6的前後方向位置的的關係的圖，該電壓指令值是向各相(u、v、w相)的信號指令值的一個例子。各相的電壓指令值都是周期為2π的正弦波交流，其中u相和v相為相位偏移π的反相的波形，v相和w相是相同相位而被附加偏置的波形。

圖7是表示從電壓指令值得到的兩個線間電壓(u相和v相的電壓差vu-v、v相和w相的電壓差vv-w)的圖。對驅動用電樞9a以及懸浮用電樞9b分別施加該線間電壓。

設定與各相的連接關係以獲得上述的線間電壓，並且，設定向各相的驅動信號以得到上述的電壓指令值，從而能夠使用具備六個開關元件122的電力變換電路105對兩個負載分別提供正弦波交流電壓和正負直流電壓。由此，能夠控制作為控制對象的可動件6的兩個方向(前後方向和左右方向或上下方向)的位置。以下，詳細說明。此外，在本實施例中，說明控制可動件6的前後方向和上下方向的情況。

為便於說明，以下，有時將線間電壓vu-v稱為第一線間電壓，將vv-w稱為第二線間電壓，將u、v以及w相分別稱為第一、第二以及第三相。

在本實施例中，將三個相的電壓指令值設定為如下所述。在三個相內，使第一以及第二相的指令值相互為反相。使第三相為對第一或者第二相中的任意相加上偏置而得到的指令值。在此，說明使第三相為對第二相加上偏置而得到的指令值的情況。

對作為第一負載的驅動用電樞9a提供基於第一相以及第二相的第一線間電壓。對作為第二負載的懸浮用電樞9b提供基於第二相以及對第二相加上偏置量而得到的第三相的第二線間電壓。

由此，能夠對作為第一負載的驅動用電樞9a施加正弦波交流電流，控制可動件6的前後方向位置。另外，能夠對作為第二負載的懸浮用電樞9b施加電流，使可動件6的上下方向位置穩定化。上下方向位置的穩定化的原理的詳細情況後述，因為能夠通過開關元件122的接通斷開(on/off)切換來控制對第二負載的電流的輸出，控制為正負可變直流電流，所以能夠補償以及控制可動件6的偏心(上下方向位置)和傾斜。即，能夠獨立地控制可動件6的前後方向的位置和上下方向的位置。

此外，完全可以將圖6的縱軸視為驅動信號的接通斷開的比率(佔空比)。

此外，本實施例的線間電壓由於通過開關元件進行電壓成形所以可能混入高次諧波分量，但能夠通過使其通過低通濾波器而接近電壓指令值。例如，能夠作為第一線間電壓vu-v獲得正弦波交流電壓、作為第二線間電壓vv-w獲得恆定電壓或者正負可變直流電壓。另外，也可以通過第一線間電壓施加矩形波交流電流。另外，通過第二線間電壓施加的電流也可以是恆定電流。在該情況下，可動件6的永久磁鐵受到的力通過接近磁極齒70而變大，所以也能夠補償可動件6的上下方向的偏心或者傾斜。

接下來，使用圖8和圖9來說明控制可動件6的前後方向位置的時的電壓指令值。在圖8、9中，將橫軸設為時間，但是如上所述，因為能夠應用公知的同步式馬達技術向可動件施加推力，所以能夠同樣地考慮在圖6、7中說明的橫軸是相位的情況。例如，在5ms的時間點增大線性馬達104的推力(在旋轉馬達的情況下為轉矩)的情況下，通過增大向後述電壓振幅製作器131輸入的推力指令值，增大第一線間電壓的正弦波交流電壓的振幅，增大流過驅動用電樞9a的電流。另外，例如，在10ms的時間點增大線性馬達104的推力的速度(在旋轉馬達的情況下為旋轉速度)的情況下，通過增大輸入後述電壓振幅製作器131的位置指令值的變化，提高第一線間電壓的正弦波交流電壓的頻率。

圖9是示出圖8的例子中的第一線間電壓以及第二線間電壓的圖。因為圖8以及圖9是磁懸浮力恆定的情況的例子，所以第一線間電壓根據推力以及速度而變化，但第二線間電壓恆定。

另一方面，使用圖10和圖11來說明進行可動件6的上下方向位置的控制時的電壓指令值。關於具體的控制結構例子後述，向可動件6施加懸浮力能夠對偏心或者傾斜的指令值與檢測值的差值進行比例積分控制。例如，在5ms的時間點對可動件6施加外力而從中心偏移了的情況下，增大第二線間電壓的正負可變直流電壓，增大流過懸浮用電樞9b的電流。由此，能夠增大懸浮力，能夠返回到磁極齒70e、70f的上下方向中間位置。另外，例如，在15ms的時間點，可動件6的位置收斂於磁極齒70e、70f的上下方向中間位置，所以減小第二線間電壓的正負直流電壓。此外，即使在可動件6傾斜的情況下，也能夠同樣地通過控制電壓指令值進行控制。

在對可動件6施加的力不怎麼變化的情況下，也可以使第二線間電壓恆定，但若考慮削減浪費的電力，則最好是使用比例積分控制器根據需要使電流變化的控制結構。

在圖8～圖11的說明中，以獨立地控制可動件6的前後方向的位置和上下方向的位置為重點而進行了說明，但實際上，同時進行兩個控制的情形多。其原因為，在線性馬達104的推力或者速度變大的情況下，與其對應地可動件6受到的反作用力也變大。相反地，在需要的增加懸浮力的情況下，線性馬達104的負載增加的情形多，所以推力和速度也一併增加。

以上示出了以第一線間電壓的相位或者時間是零時為中心而成為對稱正弦波的情況，但還能夠如圖12所示，以零以外的相位或時間為中心而成為對稱正弦波。圖6和圖12的佔空比還能夠視為開關元件122的igbt和二極體的接通比率。通常，兩者的熱阻抗相同，但根據逆變器121的結構，還有igbt和二極體的熱阻抗也有時存在差別。在該情況下，通過提高熱阻抗小的一方接通的比率，具有能夠降低發熱量的效果。在圖12中示出igbt的一方的熱阻抗小的情況的例子。因為使全相的電壓指令值偏置，所以雖然第一線間電壓以及第二線間電壓不變化，但能夠增加igbt接通比例，能夠降低逆變器121的發熱量。

在本實施例中，輸出並非平衡三相正弦波電壓的電壓指令值，所以根據條件，有僅某個相的電壓指令值超過1的情況。雖然也能夠將驅動範圍設置至該區域，但在電力變換電路的變換效率最大化的方面還有富餘。因此，如圖13所示，在某個相(在圖13的例子中w相)的電壓指令值超過±1的情況下，通過使其它兩相偏置超出的量，能夠擴大動作範圍。在圖13的情況下，應取正弦波的電壓指令值的w相不得小於電壓指令值-1，所以波形的一部分變得平坦。因此，為了避免對第二線間電壓vv-w的影響，同樣地使v相的電壓指令值變得平坦。因此，進而為了避免對第一線間電壓vu-v的影響，對u相的電壓指令值加上偏置。

[電壓指令值的製作]

首先，說明坐標軸的定義。在本實施例中，使用可動件6具有永久磁鐵2的永久磁鐵同步式線性馬達，所以說明為由電力變換裝置101檢測、推測或者假設的控制軸的位置與實際的可動件6的位置基本同步。但是，實際上，在加減速時或負載變動時等過渡狀態下，有控制軸的位置與可動件的位置產生偏移(軸誤差)的情況。在產生軸誤差的情況下，還有線性馬達104實際產生的推力減少或者流過線性馬達104的電流產生失真或跳變的情況。

在電力變換裝置101內的處理中利用線性馬達104的位置信息。在圖5中，將可動件6的永久磁鐵2的主磁通方向的位置設為d軸，將從d軸向正方向(紙面右方向)電氣地超前90度(電氣角90度)的位置設為q軸，定義由d軸和為q軸構成的d-q軸。該d-q軸是固定在可動件6上的運動坐標系。

圖15是表示本實施例的控制部102的結構以及輸入輸出關係的圖。向控制部102的電壓指令值製作器103輸入通過位置檢測部107檢測到的位置檢測值和通過偏心/傾斜檢測部135檢測到的偏心或者傾斜的值。

圖16是表示電壓指令值製作器103的結構的圖。將位置檢測值以及位置指令或推力指令值輸入到電壓振幅製作器131。電壓振幅製作器131例如使用比例積分控制來調整q軸電壓指令值vq*，以使得位置檢測值與位置指令或者推力指令值一致。

交流電壓指令值製作器132輸入q軸電壓指令值和位置信息，如(1)式以及(2)式所示，輸出根據可動件的位置θd使相位偏移π的兩相的正弦波電壓指令值(vu*以及vv*)。

〔式1〕vu*＝vq*×sinθd……(1)

〔式2〕vv*＝vq*×sin(θd+π)……(2)

比例積分微分控制器133輸入通過偏心/傾斜檢測部135檢測到的偏心或者傾斜的值，使用pid控制來輸出磁懸浮電壓指令值vm*，以使得這些值為0。加法器134對vv加上磁懸浮電壓指令值vm*，輸出為vw*。此外，根據pid控制的結果，磁懸浮電壓指令值vm*還有時為負值。

通過如以上所述構成控制部102，能夠以期望的位置或者推力控制可動件6，並且能夠將可動件6的偏心或者傾斜控制為0。通過使可動件6的位置指令值為磁極齒70e、70f的上下方向中間位置以外的位置，還能夠將可動件6控制為偏心的任意的位置。

此外，說明了將線間電壓指令值控制為正弦波狀的結構，但也可以為方形波(脈衝)狀。

如以上所述，能夠分別獨立地控制分別輸出到兩個負載的正負可變直流電壓和交流正弦波電壓等。

[線性馬達104的結構部件的詳細]

使用圖17～圖21來說明驅動用電樞9a的結構。懸浮用電樞9b與驅動用電樞9a的橋10的前後方向一側的構造相同，所以能夠與關於驅動用電樞9a的說明同樣地說明。

圖17是實施例1所涉及的驅動用電樞9a的立體圖。圖18是實施例1所涉及的驅動用電樞9a的側面剖面立體圖。

驅動用電樞9a具有在上下方向以及前後方向各配置兩個的合計四個磁極7；以及插入於前後方向排列的磁極7之間的橋10。磁極7的前後方向的間隔能夠通過橋10的厚度規定。

兩個對置的磁極7通過鐵芯7e在上下方向連接。磁極7具有磁極齒70，由此，兩個磁極齒70隔著空隙在上下方向對置。各磁極齒70卷繞有繞組8，通過使電流流過繞組8而在磁極齒70產生磁性。

調整卷繞在磁極齒70的各繞組8的連接和卷繞方向，以使得對置或者鄰接的磁極齒70的極性不同、與斜向的磁極齒70為相同極性。例如，在參考圖3、18時，在上後側磁極齒70a是s極的情況下，使對置的下後側磁極齒70b以及鄰接的上前側磁極齒70c磁化為n極，使斜向的下前側磁極齒70d磁化為s極。通過這樣磁化，在驅動用電樞9a，在與上下方向以及左右方向平行的面形成磁通的環路(在圖18中為實線箭頭)。另外，在使橋10為磁性體時，在與上下方向以及前後方向平行的面也形成磁通的環路(在圖18中為虛線箭頭)。同樣地，在懸浮用電樞9b，在與上下方向以及左右方向平行的面形成磁通的環路。

驅動用電樞9a的在上下方向對置的上側的繞組8a以及下側的繞組8b、上側的繞組8c以及下側的繞組8d、懸浮用電樞9b的在上下方向對置的上側的繞組8e以及下側的繞組8f分別連接。即，在對繞組8a、8c或8e或者8b、8d或8f的各自一方施加電流時，在另一方中也流過電流。

此外，電樞9具有的繞組8使各個磁極齒組磁化即可。因此，各個磁極齒組也可以僅具有上側的繞組以及下側的繞組中的一方。在如本實施例所示地在屬於磁極齒組的兩個磁極齒70兩方卷繞繞組8時，在能夠供給更大的磁通的方面優選。此外，如果設置分別支撐可動件6的重心的前側以及後側的結構，則驅動用電樞9a也可以是僅在可動件6的上側或者下側中的一方具有磁極齒的結構。支撐可動件6的結構能夠採用利用懸浮用電樞9b的軸支撐或者其它軸支撐構造。作為其它軸支撐構造，例如，在製造搭載有線性馬達104的壓縮機的情況下，能夠採用與可動件6連接的活塞和活塞滑動的氣缸。

懸浮用電樞9b連接有在可動件6的上下方向對置的兩個繞組8e、8f，所以兩個繞組8e、8f包含於第二負載9b。如上所述，懸浮用電樞9b的兩個磁極齒70e、70f的磁化極性和與磁極齒70e、70f對置的永久磁鐵2b上表面以及下表面的磁化極性相同，所以能夠通過控制向懸浮用電樞9b的輸出來控制可動件6的上下方向位置。即，在可動件6向上方向變位時，能夠使磁極齒70e、70f以及永久磁鐵2b以不同極性對置或者停止向磁極齒70e、70f的輸出電流。

例如，在以與對置的永久磁鐵2極性相同的方式使電流流過懸浮用電樞9b的兩個磁極齒70e、70f的情況下，可動件6與懸浮用電樞9b產生排斥力。在該情況下，能夠成為被動的控制，所以在第二線間電壓的正負可變直流電壓的控制周期存在限制的情況下優選。

另一方面，在以與對置的永久磁鐵極性不同的方式使電流流過懸浮用電樞9b的兩個磁極齒70e、70f的情況下，可動件6與懸浮用電樞9b產生吸引力。在該情況下，能夠更積極地控制懸浮力，所以例如在還考慮與線性馬達104連接的外部負載的特性，在希望根據可動件6的前後方向位置控制可動件6的上下方向位置的情況下、或在對可動件6施加的上下方向的外力的平均值小的情況下優選。

能夠與參照圖10、11說明的控制同樣地通過控制線間電壓來進行這些控制。

圖19是表示驅動用電樞9a和磁懸浮用電樞9b的配置的一個例子的圖。圖20是在圖19的側面觀察到的示意圖。本實施例的線性馬達104在前後方向排列配置有驅動用電樞9a和懸浮用電樞9b。可動件6分別位於驅動用電樞9a和懸浮用電樞9b的磁極齒組的空隙。

通過利用公知的同步式馬達的技術對驅動用電樞9a施加正弦波交流電流等具有頻率分量的交流電流，能夠對可動件6提供推力。另外，通過對懸浮用電樞9b施加正負可變直流電流或恆定電流，能夠對可動件6提供磁懸浮力。

圖21是懸浮用電樞9b以及可動件6的正視圖。如圖21(a)所示，在可動件6向上側變位的情況下，永久磁鐵2b和上側磁極齒70a的距離變短，所以由永久磁鐵2b的上表面(n極)和發生在上側磁極齒70a的磁性(n極)所引起的排斥力的一方大於由永久磁鐵2b的下表面(s極)和發生在下側磁極齒70b的磁性(s極)所引起的排斥力。因此，可動件6向下方向運動。相反地，如圖21(b)所示，在可動件6向下側變位的情況下，同樣地，可動件6向上方向運動。其結果，被保持於磁性地取得平衡的大致中間位置。即，可動件6磁懸浮，能夠磁性地進行軸支撐。由此，能夠降低摩擦損耗，能夠高效地驅動線性馬達104。

另外，如圖21(c)所示，可動件6有相對左右方向傾斜的情況。此時，在傾斜的永久磁鐵2的左右方向的端部的排斥力產生差值。其結果，對可動件6在逆時針方向上施加力，最終保持為水平。即，也能夠通過控制向懸浮用電樞9b的輸出來控制以及補償可動件6的左右方向的傾斜。永久磁鐵2為在左右方向具有寬度的平板形狀，磁極齒組的上下方向的空隙長度優選比永久磁鐵2的左右方向長度短。

此外，在永久磁鐵2為圓環形狀時，可動件6的左右方向的傾斜的補償以及控制困難。在上述專利文獻1、2的結構中未公開利用永久磁鐵的形狀來對控制對象的傾斜進行補償以及控制的結構。

此外，通過在前後方向設置多個磁懸浮用電樞9b，能夠補償以及控制可動件6的前後方向的傾斜。

電力變換電路105施加交流電壓以及正負可變直流電壓(或者交流電流以及正負可變直流電流)的對象不限於線性馬達104。在線性馬達104的情況下，如上所述，能夠獨立地控制可動件6的推力以及磁懸浮力。在旋轉馬達的情況下，例如，能夠獨立地控制旋轉力以及磁懸浮力。能夠用於其它各種用途，能夠利用六個開關元件進行控制對象的兩個方向的位置控制等。

實施例2

說明本發明的實施例2所涉及的電力變換電路105。實施例2的結構除了以下方面以外與實施例1相同。

圖22是表示電力變換電路105的電壓指令值的圖。如圖22所示，在0至π的區間，u相的佔空比是1(即u相的上支路保持接通狀態)，v相為向下凸的正弦波狀，在π至2π的區間，v相的佔空比是1(即v相的上支路保持接通狀態)，u相為向下凸的正弦波狀。w相為對v相附加偏置得到的波形。

即，在線性馬達104的往復運動的半周期，在三個相內，第一相為佔空比1、第二相以及第三相為相互相差偏置量的正弦波形狀的佔空比。

圖23是將圖22所示的uvw相的電壓指令值表示為兩個線間電壓(vuv、vvw)的圖。如圖23所示，如果以線間電壓考慮，則從一個三相的電力變換電路輸出一個正弦波交流電壓和一個正負可變直流電壓。

如本實施例所述，在控制為將佔空比保持為0或者1時，能夠抑制開關損耗。因此，能夠在起到與實施例1相同的效果的同時，抑制功耗。

實施例3

說明本發明的實施例3所涉及的電力變換電路105。實施例3的結構除了以下方面以外與實施例1或者2相同。

圖24是表示本實施例的線性馬達1040的三個驅動用電樞9a、懸浮用電樞9b、電力變換電路105的連接關係的圖。在圖中，分別用線圈(繞組u、v、w相)表示驅動用電樞9a，用線圈(繞組m相)表示懸浮用電樞9b。

三個驅動用電樞9aa-9ac的一側分別與相當於電力變換電路105的uvw相的上下支路連接。懸浮用電樞(m相)與連接驅動用電樞9aa-9ac各自繞組的另一側的中性點np、和利用附加在電力變換電路105的直流電壓源120側的分壓電阻136實現的中性點bp連接。

對驅動用電樞9aa-9ac施加圖25(a)所示的對稱三相交流電流，所以中性點np的電壓恆定。另外，通過對稱三相交流電壓，驅動用電樞9aa-9ac能夠對可動件6施加圖25(b)所示的推力。

分壓電阻136被設定為作為分壓電阻136中間的中性點bp的電壓與利用對稱三相交流電壓實現的中性點np的電壓大致相等。在圖24中，分壓電阻136是兩個，但只要形成中性點，則也可以使用三個以上的電阻。通過使構成分壓電阻136的電阻為多個，對各個電阻施加的電壓變小，所以能夠使用晶片電阻等使電力變換電路小型化。

在逆變器的控制中，在將直流電壓源120的電壓設為edc時，一般認為以直流電壓源120的中點為基準，對±edc/2的電壓進行pwm控制而輸出的情形較多。即，在從逆變器121輸出平衡三相電壓時，線性馬達1040的中性點電位為直流電壓源120的中點。另一方面，如圖12所示，在使全相的電壓指令值偏置時，線性馬達1040的中性點電位與直流電壓源120的中點不同。即，通過變更全相的電壓指令值的偏置，能夠使線性馬達1040的中性點電位相對直流電壓源120的中點自由提高或者降低。

由此，通過對施加到驅動用電樞9aa-9ac的對稱三相交流電壓之和加上偏置，能夠控制向懸浮用電樞(m相)9b的輸出信號。例如，在需要磁懸浮力的時間或者可動件位置os，通過對驅動用電樞9aa-9ac中的一個、兩個或者三個加上偏置電壓指令值，能夠如圖26所示對懸浮用電樞9b施加電壓vu+v+w。在本實施例中，從時間或者位置os開始，對所有驅動用電樞9aa-9ac各自的電壓指令值加上相同量的偏置。

此外，例如如圖27所示，各電樞9能夠在驅動用電樞9aa-9ac的一側配置懸浮用電樞9b，但不限於此，也可以在兩側分別設置或者在驅動用電樞9aa-9ac的任意兩個之間設置。

圖28是本實施例的電壓指令值製作器103a的框圖。在本實施例的交流電壓指令值製作器132中，如(3)式至(5)式所示，根據可動件的位置θd，輸出具有2π/3的相位差的三相的正弦波電壓指令值(vu*、vv*、vw*)。

〔式3〕vu*＝vq*×sinθd…(3)

〔式4〕vv*＝vq*×sin(θd+2π/3)…(4)

〔式5〕vw*＝vq*×sin(θd+4π/3)…(5)

輸出將從比例積分微分控制器133輸出的磁懸浮電壓指令值vm*加到三相的正弦波電壓指令值(vu*、vv*、vw*)而得到的結果(vu**、vv**、vw**)。

根據本實施例，通過使用對稱三相交流，即使在接受正弦波交流的第一負載(驅動用電樞9a)為三個的情況下，也能夠起到同樣的效果。

實施例4

接下來，說明搭載有使用電力變換電路105的線性馬達104、1040的壓縮機。

圖29是密閉型壓縮機50的縱剖面圖。密閉型壓縮機50是將壓縮要素20和電動要素30配置於密閉容器3內的往復式壓縮機。壓縮要素20以及電動要素30通過支撐彈簧49被彈性地支撐於密閉容器3內。

壓縮要素20具備形成氣缸1a的氣缸體1、裝配於氣缸體1的端面的氣缸頭16以及形成吐出室空間的頭罩17。供給到氣缸1a內的動作流體通過活塞4的往復運動被壓縮，將壓縮的動作流體送到與壓縮機外部連通的吐出管。

圖30是去掉密閉容器3的密閉型壓縮機50的立體圖，圖31是去掉密閉容器3的密閉型壓縮機50的水平剖面的立體圖。

在本實施例中，取在電動要素30的可動件6的一端連結活塞4的構造。因此，為氣缸體1配置有一個氣缸1a的構造。

懸浮用電樞9b的個數以及位置沒有特別限制，但本實施例的懸浮用電樞9b位於可動件6的另一端側。通過相對於可動件6的前後方向的重心，將活塞4和懸浮用電樞9b設置於相互相反的側，能夠利用活塞4以及磁懸浮力有效地支撐可動件6。

另外，在電動要素30的一端側配置有壓縮要素20，在另一端側配置有終端框架25。氣缸體1以及終端框架25具有引導杆24，為防止可動件6與磁極7接觸的構造。

即，可動件6沿著引導杆24往復運動，引導杆24防止可動件6向與往復運動方向正交的方向運動。

通過對本實施例的電動要素30應用上述線性馬達，電樞和可動件保持於在上下方向磁性地均衡的位置(大致中間位置)，同時以前後方向為軸的傾斜也保持於磁性地均衡的位置(大致平行)。

因此，能夠降低在氣缸1a和引導杆24中發生的摩擦損耗。另外，也可以省略引導杆24。

因此，根據本實施例，能夠構成可靠性高且高效的密閉型壓縮機。

實施例5

圖32是作為搭載有具有線性馬達104、1040的壓縮機的設備的一個例子的電冰箱60的縱剖面圖。密閉形壓縮機50具備冷卻器66，搭載於例如使用溫暖化係數小的自然製冷劑r600a的電冰箱60。包括冷藏室62、上段冷凍室63、下段冷凍室64、蔬菜室65的箱內空間通過利用密閉形壓縮機50的驅動使冷凍循環(未圖示)動作而被冷卻。

本發明的電力變換電路不限於上述的輸出控制上述線性馬達的可動件的信號(電壓、電流)的用途，不限於旋轉馬達的轉子或具有旋轉馬達的馬達系統等各種馬達系統、馬達，而能夠用於控制控制對象的兩個參數的用途。

上述使用的對稱三相交流優選為各個負載相等的平衡三相交流電路。

本發明不限於上述的實施例，包括各種變形例。例如，上述的實施例是為了易於理解地說明本發明而詳細說明的例子，未必限定於具備所說明的全部結構的方案。另外，能夠將某個實施例的結構的一部分置換為其它實施例的結構，並且，還能夠對某個實施例的結構加上其它實施例的結構。另外，能夠對各實施例的結構的一部分進行其它結構的追加、刪除和置換。

另外，也可以通過例如用集成電路來設計上述各結構、功能、處理部、處理手續等的一部分或者全部等而以硬體實現。另外，上述各結構和功能等也可以通過處理器解釋並執行實現各個功能的程序而以軟體實現。

[本發明的其它技術性的思想]

本發明包含接下來的技術性的思想。

[思想1]

一種電力變換裝置，具有第一、第二及第三上下支路，該第一、第二及第三上下支路是串聯地連接兩個開關元件而成的，所述電力變換裝置的特徵在於，向第一負載輸出正弦波交流信號或者矩形波交流信號，向第二負載輸出正負可變直流信號或者恆定信號。

根據思想1，能夠提供能夠在抑制開關元件的使用數量的同時，輸出交流信號以及正負可變直流信號或者直流信號的電力變換裝置。

[思想2]

一種馬達系統，具有：思想1記載的電力變換裝置；以及控制對象，能夠通過該電力變換裝置對所述第一負載以及所述第二負載的輸出進行控制，所述馬達系統的特徵在於，通過向所述第一負載的輸出，對所述控制對象施加第一方向的力，通過向所述第二負載的輸出，對所述控制對象施加對第二方向的力。

根據思想2，能夠提供能夠在抑制開關元件的使用數量的同時，對控制對象施加驅動力和用於姿勢控制的力的馬達系統。